JPWO2019004040A1 - 光送信機、光受信機及び光伝送システム - Google Patents

光送信機、光受信機及び光伝送システム Download PDF

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Abstract

本発明に関わる光伝送システムは、光送信機（２０ａ〜２０ｎ）が、所定の波長分割多重グリッドの中心位置を挟んだ周波数のピーク成分が所定周波数差離れた２つの光搬送波を各々、０，１のビット列のデータで変調し、２つのオンオフ変調信号を直交偏波多重して光信号で出力する。光受信機（６０ａ〜６０ｎ）が、波長分割多重グリッド上に交点を持ち、フルスケールレンジが周波数グリッド間隔と等倍又は２倍の周期を持つ光の透過特性を有し、出力が非対称のフィルタにより、直交偏波多重の光信号成分の合成比が異なる２信号を透過して分岐し、分岐された２信号を検波後にデジタル信号に変換し、２つのデジタル信号から送信側のオンオフ変調信号を復元する。

Description

本発明は、マルチキャリア光信号を送信する光送信機、マルチキャリア光信号を受信する光受信機及び光伝送システムに関する。
データセンタの急速なトラフィック増大を背景として、１００ＧｂＥの標準化及び光モジュールの開発が進展している。１００ＧｂＥの光モジュールの主流は、異なる４波長の光信号×２５Ｇｂｉｔ／ｓのＩＭ−ＤＤ（Intensity Modulation-Direct Detection）送受信機で構成されている。データセンタ内の光トランシーバ等の光インタフェースとして、ＣＦＰ（Centum gigabit Form factor Pluggable）４やＱＳＦＰ（Quad Small Form-factor Pluggable）２８といった、より小型省電力のモジュールの開発が進んでいる。
一方、直接データセンタ間を接続するために、波長分割多重（ＷＤＭ：Wavelength Division Multiplexing）グリッドの任意の光信号を出力する光モジュールの開発が進んでいる。例えば、１０Ｇ用の規格であるＸＦＰ（10 Gigabit Small Form Factor Pluggable）やＳＦＰ＋（Small Form-Factor Pluggable Plus）等の光トランシーバである小型モジュールの市販が始まっており、これらの光モジュールを用いることでコストが低いＷＤＭシステムの構築が可能となる。
"A. Hyvarinen, "Independent component analysis: algorithms and applications," Neural Network, vol.13, no.4-5, pp. 411-430 June (2000). W. Freude et al., "Quality Metrics for Optical Signals:Eye Diagram, Q-factor, OSNR, EVM and BER," Proc. ICTON 2012, Mo.B1.5, (2012). A. Vigano et al., "Performance Analysis in a PAM-4 Fiber Transmission IM-DD with Pre-compensation Filter," WSEAS Trans. Communications, vol.15, pp.317-322, (2016). E. Oja et al., "The FastICA Algorithm Revisited: Convergence Analysis," IEEE Trans. Neural Networks, vol.17, no.6, pp.1370-1381, November (2006).
上述した異なる波長の光信号を用いる１００ＧｂＥ及び４０ＧｂＥの光モジュールをＷＤＭシステムに適用する場合、光モジュール内部の光分波器に大型の波長可変機能を備える必要があり、小型化の障害となっていた。
波長分割多重に依らず、大容量波長可変光インタフェースを実現するには、多値変復調方式であるＰＡＭ（Pulse-Amplitude Modulation：パルス振幅変調）４やＰＡＭ８等を用いる方法がある。しかし、ＰＡＭ等による多値変復調方式では、例えばＸ軸にシンボル（点）が配列されるので、多値変調を行うとシンボル間の距離が縮む。このように、変調信号のシンボル間距離が短くなると受信感度が低下し、光ファイバ伝送路等の伝送距離が大幅に短くなってしまう。
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、光通信を行う光モジュールを小型化して長距離伝送を実現することができる光送信機、光受信機及び光伝送システムを提供することを課題とする。
上記課題を解決するための手段として、請求項１に係る発明は、直交偏波多重された光信号を光ファイバ伝送路を介して光受信機へ送信する光送信機であって、所定の周波数グリッドを中心とし、中心位置を挟んだ周波数のピーク成分が所定の周波数差離れた２つの光搬送波を出射する光源と、前記２つの光搬送波を各々、０，１のビット列のデータで変調した２つのオンオフ変調信号を出力する光変調器と、前記２つのオンオフ変調信号を直交偏波多重して前記光信号として出力する偏光器とを備えることを特徴とする光送信機である。
この構成によれば、光受信機で直交偏波多重された光信号を受信した際に、２つの光搬送波の周波数の中心位置である周波数グリッドを挟んだ各光搬送波のピーク成分が、所定の周波数差離れる。この周波数差を利用すれば、２つの異なる受信信号を得ることが可能となり、この受信信号に信号処理を施すことで、各光搬送波を各々データで変調した各オンオフ変調信号を復元できるので、各光搬送波を変調する各データを得ることができる。オンオフ変調信号は、４値パルス振幅変調信号等の多値パルス振幅変調信号よりも光ファイバ伝送路の許容損失値が大きいので、その分、光ファイバ伝送路を長くしても伝送可能となる。また、オンオフ変調信号は、光搬送波を０，１のビット列のデータで変調する小型且つ単純な構成の光変調器で生成可能なので、この光変調器を搭載する光送信機の小型化を図ることができる。従って、光送信機を搭載して光通信を行う光モジュールを小型化して長距離伝送を実現することができる。
請求項２に係る発明は、前記光変調器が、前記２つの光搬送波を各々、４値のレベルのパルス信号で変調した２つの４値パルス振幅変調信号を出力し、前記偏光器は、前記２つの４値パルス振幅変調信号を直交偏波多重して前記光信号として出力することを特徴とする請求項１に記載の光送信機である。
この構成によれば、各光搬送波を４値のレベルのパルス信号で変調した各４値パルス振幅変調信号を復元できる。４値パルス振幅変調信号は、これよりも変調するレベルの数が多い例えば１６値パルス振幅変調信号等よりも光ファイバ伝送路の許容損失値が大きいので、その分、光ファイバ伝送路を長くしても伝送可能となる。従って、長距離伝送を実現することができる。
請求項３に係る発明は、所定の周波数グリッドを中心とし、中心位置を挟んだ周波数のピーク成分が所定の周波数差離れた２つの光搬送波を各々、０，１のビット列のデータで変調し、変調された２つのオンオフ変調信号を直交偏波多重した光信号を、光ファイバ伝送路を介して受信する光受信機であって、周波数グリッド上に交点を持つと共に、フルスケールレンジが周波数グリッド間隔と等倍又は２倍の周期を持つ光の透過特性を有し、出力が非対称であるフィルタにより、前記直交偏波多重の光信号成分の合成比が異なる２つの信号を透過して分岐するインタリーバと、前記分岐された２つの信号を検波して電気信号に変換する検波器と、前記検波器で変換された２つの電気信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器で変換された２つのデジタル信号から送信側のオンオフ変調信号を復元するデジタル信号処理器とを備えることを特徴とする光受信機である。
この構成によれば、送信側の２つの光搬送波がデータで変調されたオンオフ変調信号を復元し、この復元されたオンオフ変調信号から送信側のデータを得ることができる。復元されるオンオフ変調信号は、４値パルス振幅変調信号等の多値パルス振幅変調信号よりも光ファイバ伝送路の許容損失値が大きい（非特許文献２）ので、その分、光ファイバ伝送路を長くしても伝送可能となる。また、オンオフ変調信号は、光搬送波を０，１のビット列のデータで変調したものなので、容易に復元することができる。このため、その復元を行うデジタル信号処理器の演算回路構成を小型且つ単純な構成とできるので、このデジタル信号処理器を搭載する光受信機の小型化を図ることができる。従って、光受信機を搭載して光通信を行う光モジュールを小型化して長距離伝送を実現することができる。
請求項４に係る発明は、所定の周波数グリッドを中心とし、中心位置を挟んだ周波数のピーク成分が所定の周波数差離れた２つの光搬送波を各々、２Ｍ値（Ｍは２以上の正の整数）のレベルのパルス信号で変調し、変調された２つの２Ｍ値パルス振幅変調信号を直交偏波多重した光信号を、光ファイバ伝送路を介して受信する光受信機であって、周波数グリッド上に交点を持つと共に、フルスケールレンジが周波数グリッド間隔と等倍又は２倍の周期を持つ光の透過特性を有し、出力が非対称であるフィルタにより、前記直交偏波多重の光信号成分の合成比が異なる２つの信号を透過して分岐するインタリーバと、前記分岐された２つの信号を検波して電気信号に変換する検波器と、前記検波器で変換された２つの電気信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器で変換された２つのデジタル信号から送信側の４値パルス振幅変調信号を復元するデジタル信号処理器とを備えることを特徴とする光受信機である。
この構成によれば、送信側の２つの光搬送波が４値のレベルのパルス信号で変調された４値パルス振幅変調信号を復元することができる。４値パルス振幅変調信号は、これよりも変調するレベルの数が多い例えば８値パルス振幅変調信号等よりも光ファイバ伝送路の許容損失値が大きいので、その分、光ファイバ伝送路を長くしても伝送可能となる。従って、長距離伝送を実現することができる。
請求項５に係る発明は、直交偏波多重された光信号を出力する光送信機と、複数の光送信機から出力された光信号を波長多重して波長多重信号を出力する光合波器と、当該光合波器から出力される波長多重信号を光ファイバ伝送路を介して各波長の光信号に分波する光分波器と、当該光分波器で分波された光信号を受信する光受信機とを有する光伝送システムであって、前記光送信機は、所定の波長分割多重グリッドを中心とし、中心位置を挟んだ周波数のピーク成分が所定の周波数差離れた２つの光搬送波を各々、０，１のビット列のデータで変調し、変調された２つのオンオフ変調信号を直交偏波多重して光信号として出力する処理を行い、前記光受信機は、前記波長分割多重グリッド上に交点を持つと共に、フルスケールレンジが波長分割多重グリッド間隔と等倍又は２倍の周期を持つ光の透過特性を有し、出力が非対称であるフィルタによって前記直交偏波多重の光信号成分の合成比が異なる２つの信号を透過して分岐し、当該分岐された２つの信号を検波後にデジタル信号に変換し、変換された２つのデジタル信号から送信側のオンオフ変調信号を復元する処理を行うことを特徴とする光伝送システムである。
この構成によれば、光送信機から送信され、光ファイバ伝送路を伝送してきた波長多重信号中の直交偏波多重された光信号を光受信機で受信した際に、２つの光搬送波の周波数の中心位置である波長分割多重グリッドを挟んだ各光搬送波のピーク成分が、所定の周波数差離れる。このため、各光搬送波を各々０，１のビット列のデータで変調した各オンオフ変調信号を復元できる。このオンオフ変調信号は、４値パルス振幅変調信号等の多値パルス振幅変調信号よりも光ファイバ伝送路の許容損失値が大きいので、その分、光ファイバ伝送路を長くしても伝送可能となる。
また、オンオフ変調信号は、光搬送波を０，１のビット列のデータで変調する小型且つ単純な構成の光変調器で生成可能なので、この光変調器を搭載する光送信機の小型化を図ることができる。更に、オンオフ変調信号は、受信側で容易に復元でき、復元を行うデジタル信号処理器の演算回路構成を小型且つ単純な構成とできる。このため、デジタル信号処理器を搭載する光受信機の小型化を図ることができる。
従って、光送信機を搭載して光通信を行う光モジュールと、光受信機を搭載して光通信を行う光モジュールとを小型化して、長距離伝送を実現することができる。
請求項６に係る発明は、前記光送信機は、所定の波長分割多重グリッドを中心とし、中心位置を挟んだ周波数のピーク成分が所定の周波数差離れた２つの光搬送波の、一方を０，１のビット列の第１データで変調する第１光変調器と、他方を前記第１データと異なる０，１のビット列の第２データで変調する第２光変調器とを備え、前記光受信機は、前記フィルタにより分岐された２つの信号の、一方を検波する第１光検出器と、他方を検波する第２光検出器とを備えることを特徴とする請求項５に記載の光伝送システムである。
この構成によれば、光送信機で光変調器を２つ使用して２つの光搬送波を、０，１のビット列の第１及び第２データで変調し、光受信機で光検出器を２つ使って検波している。光検出器の０，１のレベルを検波する動作速度は速いので、光受信機の受信感度が良くなる。受信感度が良くなると、光ファイバ伝送路の距離が短くなることを回避しながら伝送容量を増加させることができる。
請求項７に係る発明は、前記光送信機は、所定の波長分割多重グリッドを中心とし、この中心位置を挟んだ周波数のピーク成分が所定の周波数差離れた２つの光搬送波を、各々２Ｍ値（Ｍは２以上の正の整数）のレベルのパルス信号で変調し、この変調により得られる２つの２Ｍ値パルス振幅変調信号を直交偏波多重して光信号として出力する処理を行い、前記光受信機は、前記波長分割多重グリッド上に交点を持つと共に、フルスケールレンジが波長分割多重グリッド間隔と等倍又は２倍の周期を持つ光の透過特性を有し、出力が非対称であるフィルタにより、前記直交偏波多重の光信号成分の合成比が異なる２つの信号を透過して分岐し、当該分岐された２つの信号を検波後にデジタル信号に変換し、当該変換された２つのデジタル信号から送信側の２Ｍ値パルス振幅変調信号を復元する処理を行うことを特徴とする請求項５に記載の光伝送システムである。
この構成によれば、光送信機から送信され、光ファイバ伝送路を伝送してきた波長多重信号中の直交偏波多重された光信号を光受信機で受信した際に、２つの光搬送波の周波数の中心位置である波長分割多重グリッドを挟んだ各光搬送波のピーク成分が、所定の周波数差離れる。このため、各光搬送波を４値のレベルのパルス信号で変調した各４値パルス振幅変調信号を復元できる。４値パルス振幅変調信号は、これよりも変調するレベルの数が多い例えば８値パルス振幅変調信号等よりも光ファイバ伝送路の許容損失値が大きいので、その分、光ファイバ伝送路を長くしても伝送可能となる。従って、長距離伝送を実現することができる。
本発明によれば、光通信を行う光モジュールを小型化して長距離伝送を実現する光送信機、光受信機及び光伝送システムを提供することができる。
本発明の実施形態に係る光送信機及び光受信機を用いた光伝送システムの構成を示すブロック図である。 横軸に光信号の周波数を示し、左縦軸に光信号の強度、右縦軸に光信号の透過率を示し、キャリア周波数のピーク成分や受信信号の透過状態を示す図である。 横軸に光信号の周波数を示し、左縦軸に光信号の強度、右縦軸に光信号の透過率を示し、Ｃｈ１側のキャリア周波数のピーク成分がＣｈ２側よりも高い場合の透過信号を表す図である。 横軸に光信号の周波数を示し、左縦軸に光信号の強度、右縦軸に光信号の透過率を示し、Ｃｈ２側のキャリア周波数のピーク成分がＣｈ１側よりも高い場合の透過信号を表す図である。 本実施形態の具体例に係る光送信機及び光受信機を用いた光伝送システムの構成を示すブロック図である。 横軸にＶＯＡの損失値［ｄＢ］、左縦軸にその損失値に対するＤＰ−ＯＯＫ信号のＥＶＭ（ＥＶＭｏｆＤＰ−ＯＯＫ［％］）を示し、右縦軸に左縦軸のＤＰ−ＯＯＫ信号と同等のビットレートの多値変復調信号であるＰＡＭ４信号のＥＶＭ（ＥＶＭｏｆＰＡＭ４［％］）を示す図である。 ２５Ｇｂｉｔ／ｓのＤＰ−ＯＯＫ信号の正規化周波数間隔（横軸）に対するＢｉｔＥｒｒｏｒ Ｒａｔｅ（縦軸）を示す図である。 図７Ａに示すＤＰ−ＯＯＫ信号を、光受信機におけるＡＤＣによりデジタル信号に変換した一方のチャンネルｈの受信データの波形図である。 図７Ａに示すＤＰ−ＯＯＫ信号の、光受信機におけるＤＳＰ内のＩＣＡ出力のサンプリング波形図である。 ５０Ｇｂｉｔ／ｓのＤＰ−ＰＡＭ信号の正規化周波数間隔（横軸）に対するＢｉｔＥｒｒｏｒ Ｒａｔｅ（縦軸）を示す図である。 図８Ａに示すＤＰ−ＰＡＭ信号を、光受信機におけるＡＤＣによりデジタル信号に変換した一方のチャンネルの受信データの波形図である。 図８Ａに示すＤＰ−ＰＡＭ信号の、光受信機におけるＤＳＰ内のＩＣＡ出力のサンプリング波形図である。
以下、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。
＜実施形態の構成＞
図１は、本発明の実施形態に係る光送信機及び光受信機を用いた光伝送システムの構成を示すブロック図である。
図１に示す光伝送システム１０は、送信側の光モジュール１１と、光合波器３０と、光ファイバ伝送路４０と、光分波器５０と、受信側の光モジュール１２とを備えて構成されている。但し、各光モジュール１１，１２は、機器を自在に着脱可能なプラガブル型であって、送信側の光モジュール１１は、各々が着脱自在な複数の光送信機２０ａ，２０ｂ，…，２０ｎを備える。受信側の光モジュール１２は、各々が着脱自在な複数の光受信機６０ａ，６０ｂ，…，６０ｎを備える。
ＷＤＭ（波長分割多重）では、例えば、５０ＧＨｚの間隔の周波数グリッドで、各々波長が異なる８０波〜９６波を有する。各々の光送信機２０ａ〜２０ｎ及び光受信機６０ａ〜６０ｎは、その波長数の８０〜９６に対応した数、配備される。なお、ＷＤＭの周波数グリッドを、ＷＤＭグリッドとも称す。
各光送信機２０ａ〜２０ｎは、光送信機２０ａに代表して示すように、ＴＬＳ(Tunable laser sources：波長可変レーザ光源)２１ａ，２１ｂと、ＯＭ(optical modulator：光変調器)２２ａ，２２ｂと、ＰＢＳ(Polarization Beam Spliter：偏光器)２３とを備えて構成されている。これら構成要素を光送信機２０ａを代表して説明する。なお、ＯＭ２２ａは請求項記載の第１光変調器を構成し、ＯＭ２２ｂは請求項記載の第２光変調器を構成する。
２つのＴＬＳ２１ａ，２１ｂは、波長可変レーザ光源であり、異なる周波数の２チャンネルのキャリア（光搬送波）ｃ１，ｃ２を出射するものである。２チャンネルの一方をＣｈ１（第１チャンネル）と称し、他方をＣｈ２（第２チャンネル）と称す。更に説明すると、各ＴＬＳ２１ａ，２１ｂは、キャリア周波数のピーク成分が予め定められた周波数差Δｆ（図２参照）離れるＣｈ１とＣｈ２のキャリアｃ１，ｃ２を、ＯＭ２２ａ，２２ｂへ出射する。
一方のＯＭ２２ａは、ＴＬＳ２１ａから出射されたＣｈ１のキャリアｃ１を、データＤ１（第１データ）で光変調することによりＣｈ１のＯＯＫ(On Off Keying：オンオフ変調)信号ｓ１を出力する。他方のＯＭ２２ｂは、ＴＬＳ２１ｂから出射されたＣｈ２のキャリアｃ２を、データＤ２（第２データ）で光変調することによりＣｈ２のＯＯＫ信号ｓ２を出力する。データＤ１，Ｄ２は、０，１のビット列である。Ｃｈ１とＣｈ２のＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２は、図２に示すように、Ｃｈ１とＣｈ２の周波数の中心位置ｆ０のＷＤＭグリッドを挟んだキャリア周波数のピーク成分Ｐ１，Ｐ２の周波数差がΔｆのキャリアｃ１，ｃ２を含む信号となる。
図２は、横軸に光信号の周波数を示し、左縦軸に光信号の強度、右縦軸に光信号の透過率を示す。横軸上には、Ｃｈ１とＣｈ２の周波数の中心位置ｆ０の両側に、Δｆｇ間隔のＷＤＭグリッドの周期（例えば、５０ＧＨｚ）を示している。つまり、ｆ０の左側にｆ０−Δｆｇ、ｆ０−２Δｆｇを順に示し、右側にｆ０＋Δｆｇ、ｆ０＋２Δｆｇを順に示している。
図２の上方に示す横方向の実線曲線ｉ１（ｘ１）は、後述する光受信機６０ａ〜６０ｎのＩＬ６１を透過した透過信号ｉ１（図１）又はこの信号ｉ１をデジタル化した受信信号ｘ１（図１）を示す。横方向の破線曲線ｉ２（ｘ２）は、ＩＬ６１を透過した透過信号ｉ２（図１）又はこの信号ｉ２をデジタル化した受信信号ｘ２（図１）を示す。透過信号ｉ１，ｉ２を囲む破線枠から右方向に突出る矢印Ｙ１は、各曲線ｉ１（ｘ１），ｉ２（ｘ２）の透過率が、右縦軸の透過率で表されることを示す。
図２の下方に示す山形の実線曲線Ｐ１ａは、送信側においてＣｈ１のキャリアｃ１にデータＤ１で変調を掛けた際に拡がった周波数スペクトルを表す。山形の波線曲線Ｐ２ａは、送信側においてＣｈ２のキャリアｃ２にデータＤ２で変調を掛けた際に拡がった周波数スペクトルを表す。キャリア周波数のピーク成分Ｐ１，Ｐ２及び周波数スペクトルＰ１ａ，Ｐ２ａを囲む破線枠から左方向に突出る矢印Ｙ２は、キャリアｃ１，ｃ２の周波数のピーク成分Ｐ１，Ｐ２と、山形の周波数スペクトルＰ１ａ，Ｐ２ａとの強度が、左縦軸の強度で表されることを示す。
図１に示すＰＢＳ２３は、Ｃｈ１とＣｈ２のＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２を、直交偏波で多重することにより、ＤＰ(Dual Polarization：二重偏波)−ＯＯＫ信号Ｐａを生成する。このＤＰ−ＯＯＫ信号Ｐａは、光合波器３０へ出力される。これと同様に、他の光送信機２０ｂ〜２０ｎからもＤＰ−ＯＯＫ信号Ｐｂ〜Ｐｎが光合波器３０へ出力される。全てのＤＰ−ＯＯＫ信号Ｐａ〜Ｐｎにおいて、直交偏波多重されたＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２は全ての波長が異なっている。
光合波器３０は、各光送信機２０ａ〜２０ｎから出力されるＤＰ−ＯＯＫ信号Ｐａ〜Ｐｎを波長多重して波長多重信号ｍ１を生成し、光ファイバ伝送路４０へ伝送する。この伝送時に、各ＤＰ−ＯＯＫ信号Ｐａ〜Ｐｎは、各々において直交偏波多重されたＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２の全ての波長が異なるので干渉しない。
光ファイバ伝送路４０の途中には、図示せぬＥＤＦＡ（Erbium Doped Fiber Amplifier：エルビウム添加光ファイバ増幅器）が接続されている。ＥＤＦＡは、光ファイバ伝送路４０の伝送損失を補償するための光アンプである。
光分波器５０は、光ファイバ伝送路４０を伝送されて来た波長多重信号ｍ１を、光送信機２０ａ〜２０ｎ毎のＤＰ−ＯＯＫ信号Ｐａ〜Ｐｎに分波する。この分波されたＤＰ−ＯＯＫ信号Ｐａ〜Ｐｎは、各々の光送信機２０ａ〜２０ｎに対応する光受信機６０ａ〜６０ｎに入力される。
各光受信機６０ａ〜６０ｎは、光受信機６０ａに代表して示すように、ＩＬ(Interleaver：インタリーバ)６１と、ＰＤ(Photo Detector：光検出器、又はフォトダイオード)６２ａ，６２ｂと、ＡＤＣ(Digital Analog Converter：Ａ／Ｄ変換器)６３ａ，６３ｂと、ＤＳＰ(Digital Signal Processor：デジタル信号処理器)６４とを備えて構成されている。これら構成要素を光受信機６０ａのものを代表して説明する。なお、ＰＤ６２ａ，６２ｂは、請求項記載の検波器を構成する。また、ＰＤ６２ａは請求項記載の第１光検出器を構成し、ＰＤ６２ｂは請求項記載の第２光検出器を構成する。
ＩＬ６１は、予め定められた光の透過特性（透過率）を有する１入力２出力の非対称なフィルタであり、１つの光信号が入力されると、一方の出力側から第１波長の信号を多く出力し、他方の出力側から第１波長に対称な第２波長の信号を多く出力するものである。このＩＬ６１は、透過特性がＷＤＭグリッドでクロスし、入力レンジの幅であるＦＳＲ（Full-Scale Range）がＷＤＭグリッドと等倍又は２倍の周期を持っている。言い換えれば、ＩＬ６１は、ＦＳＲが周波数グリッド間隔と等倍又は２倍の周期を持つ光の透過特性を有し、出力が非対称であるフィルタである。
このＩＬ６１は、光分波器５０からのＤＰ−ＯＯＫ信号Ｐａ、つまり、Ｃｈ１とＣｈ２のＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２が直交偏波多重されたＤＰ−ＯＯＫ信号Ｐａを透過する際に、一方のＰＤ６２ａに繋がる出力側の信号としてＣｈ１のＯＯＫ信号ｓ１を透過し易く、他方のＰＤ６２ｂに繋がる出力側の信号としてＣｈ２のＯＯＫ信号ｓ２を透過し易くなっている。
図１に示すＰＤ６２ａ，６２ｂは、入力光に応じて、蓄電容量が変化する半導体素子であり、光信号を電気信号に変換するものである。ＰＤ６２ａは、光信号である透過信号ｉ１を電気信号ｅ１に変換し、ＡＤＣ６３ａへ出力する。ＰＤ６２ｂは、光信号である透過信号ｉ２を電気信号ｅ２に変換し、ＡＤＣ６３ｂへ出力する。
ＡＤＣ６３ａは、アナログ信号である電気信号ｅ１をデジタルの受信信号ｘ１に変換し、ＤＳＰ６４へ出力する。ＡＤＣ６３ｂは、アナログ信号である電気信号ｅ２をデジタルの受信信号ｘ２に変換し、ＤＳＰ６４へ出力する。
光信号ｓ１の伝搬方向をｚとすると、ｚ軸と直交するｘ軸方向とｙ軸方向への直交成分ｓ１ｘ，ｓ１ｙに分解することが可能であり、以下の式で表される。
Figure 2019004040
 …（１）
ここで、｜Ａ１ｘ｜，｜Ａ１ｙ｜はそれぞれの振幅、ωは光信号キャリアの角周波数、ｋは波数、δは位相差である。ｚ＝０における式（１）は、ｓ１（ｚ，ｔ）＝ｓ１（ｔ）とすると以下の式で表される。
Figure 2019004040
 …（２）
式（２）からωｔを除去すると、次の式（３）が得られる。
Figure 2019004040
 …（３）
これは楕円を表す式であり、ｓ１（ｔ）の電界は時間と共に楕円の軌道を描いて回転する。このとき、角周波数がω’＝ω＋Δωで、ｓ１（ｔ）に直交する偏光状態の光信号ｓ２（ｔ）は次の式（４）で表される。但し、｜Ａ２ｘ（ｔ）｜，｜Ａ２ｙ（ｔ）｜は、｜Ａ１ｘ（ｔ）｜／｜Ａ１ｙ（ｔ）｜＝｜Ａ２ｙ（ｔ）｜／｜Ａ２ｘ（ｔ）｜を満たす。
Figure 2019004040
 …（４）
上記ｓ１（ｔ），ｓ２（ｔ）をフォトディテクタ（ＰＤ）で直接検波して得られる信号をそれぞれＩ１（ｔ），Ｉ２（ｔ）とする。ＰＤの帯域はωに比べて十分に狭いことを考慮すると、Ｉ１（ｔ），Ｉ２（ｔ）は以下の式で表される。
Figure 2019004040
 …（５）
ここで、ｓ１（ｔ），ｓ２（ｔ）がある光フィルタを通過する場合を考える。光フィルタのｓ１（ｔ），ｓ２（ｔ）に対する電界透過率を√ｈ１，√ｈ２（０＜ｈｉ＜１，ｉ＝１，２）とすると、光フィルタ通過後のｓ１（ｔ），ｓ２（ｔ）を同時にＰＤで直接検波して得られる信号ｅ（ｔ）は次の式で表される。
Figure 2019004040
 …（６）
式（６）より、ｅ（ｔ）におけるｓ１（ｔ），ｓ２（ｔ）の差周波Δωの成分は、ｓ１（ｔ），ｓ２（ｔ）が直交する場合は打ち消され、ｅ（ｔ）はそれぞれを直接検波した強度信号Ｉ１（ｔ），Ｉ２（ｔ）の線形結合で表されることが分かる。
ＩＬ６１のＰＤ６２ａに繋がる出力側のｓ１（ｔ），ｓ２（ｔ）に対する電界透過率を√ｈ１１，√ｈ１２、ＰＤ６２ａの出力をｅ１（ｔ）、他方のＰＤ６２ｂに繋がる出力側のｓ１（ｔ），ｓ２（ｔ）に対する電界透過率を√ｈ２１，√ｈ２２、ＰＤ６２ｂの出力をｅ２（ｔ）とすると、ｅ１（ｔ），ｅ２（ｔ）は次の式で表される。
Figure 2019004040
 …（７）
つまり、ＩＬ６１を透過した透過信号ｉ１，ｉ２としての直交偏波多重されたＣｈ１とＣｈ２のＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２を、各ＰＤ６２ａ，６２ｂでそれぞれ直接検波し、ＡＤＣ６３ａ，６３ｂでデジタル信号に変換する処理を行う。この処理によって、各Ｃｈ１，Ｃｈ２の強度信号であるＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２を、異なる合成比で足し合わせた２つの受信信号のサンプリングデータｘ１，ｘ２が得られる。
ＤＳＰ６４は、２つのサンプリングデータｘ１，ｘ２から、送信側のＣｈ１とＣｈ２のキャリアｃ１，ｃ２がデータＤ１，Ｄ２で変調されたＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２の直接検波信号Ｉ１，Ｉ２を復元し、この直接検波信号Ｉ１，Ｉ２からデータＤ１，Ｄ２を求める演算処理を行う。この演算処理は次のように行われる。即ち、各Ｃｈ１とＣｈ２のＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２は独立なため、異なる２つの信号を分離する処理を行うアルゴリズムを用いて直接検波信号Ｉ１，Ｉ２を復元し、復元された直接検波信号Ｉ１，Ｉ２からデータＤ１，Ｄ２を求める。上記アルゴリズムは、例えば非特許文献１に記載された独立成分分析法等に記載されている。
ここでは、ＤＳＰ６４は、アルゴリズムにおいて下式（８）を用いることで、直接検波信号Ｉ１，Ｉ２を復元する。但し、Ｈは、式（７）で示したＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２の直接検波信号Ｉ１，Ｉ２を異なる合成比とするための重み係数である。また、ｎはサンプリング回数を表す正整数であり、ｔ０はｎ＝１における時刻、ΔＴはサンプリング間隔である。
Figure 2019004040
 …（８）
ここで、上式（８）を用いてＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２の直接検波信号Ｉ１，Ｉ２を復元する処理について更に説明する。ＤＳＰ６４に入力されるサンプリングデータｘ１，ｘ２は、上述したように、ｅ１，ｅ２と等価なため、以下ｅ１，ｅ２を用いて説明する。ＩＬ６１を透過することにより、受信信号ｅ１ではＣｈ１のＯＯＫ信号ｓ１の成分が大きく（Ｃｈ１＞Ｃｈ２）なり、受信信号ｅ２ではＣｈ２のＯＯＫ信号ｓ２の成分が大きく（Ｃｈ１＜Ｃｈ２）なる。Ｃｈ１とＣｈ２の信号成分は、各キャリアｃ１，ｃ２が直交しているので、そのまま受信すると、それぞれの強度が合成された状態となっている。このため、どちらのキャリアｃ１，ｃ２の信号成分が「１」か「０」か判別がつかない。
しかし、前述したように、受信信号ｅ１，ｅ２はＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２の直接検波信号Ｉ１，Ｉ２に行列Ｈをかけた形で表される。このことから、上式（８）のように異なる２つの条件式が得られる。この式（８）を解けば元の送信信号であるＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２の直接検波信号Ｉ１，Ｉ２が得られる（復元される）ことになる。
ＩＬ６１のインタリーバは周期性があるので、ＷＤＭグリッド間隔の例えばｆ０−Δｆｇとｆ０＋Δｆｇにおいて、インタリーバ特性が同じ特性となっている。このため、送信信号波長が他の周波数グリッドに移った場合でも同じように受信できる。つまり、送信側から各ＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２が、どのような周波数グリッドで送られてきても、受信側では受信信号ｅ１，ｅ２を同じように受信して、ＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２の直接検波信号Ｉ１，Ｉ２を復元できる。
なお、ＤＳＰ６４で復元したＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２の直接検波信号Ｉ１，Ｉ２も、２値ＯＯＫ信号であり、同等のビットレートのＰＡＭ４（４値パルス振幅変調）に比べて高い受信感度を持つ。また、任意のＷＤＭグリッドのＤＰ−ＯＯＫ信号に対しても上式（１）と同様に次数２の行列式が成り立つので、任意のＷＤＭグリッドのＤＰ−ＯＯＫ信号を送受信する光モジュールに対しても、本実施形態の技術を適用することが可能となる。
＜実施形態の具体例＞
本実施形態の具体例による光伝送システム１０Ａの構成を図５に示し、その光信号送受信のシミュレーション動作について説明する。但し、図５において、図１と同一要素には同一符号を付し、その説明を省略する。
図５の光伝送システム１０Ａが、光伝送システム１０（図１）と異なる点は、光送信機２０ａ及び光受信機６０ａが各々１台のケースであり、光ファイバ伝送路４０の途中に、ＶＯＡ(Variable Optical Attenuator）４１と、ＥＤＦＡ４２が接続されていることにある。なお、光伝送システム１０Ａでは、受信側に光合波器３０を備えない。
ＶＯＡ４１は、光ファイバ伝送路４０の伝送損失（損失値）を模擬する可変光減衰器である。
ＥＤＦＡ４２は、前述した通り、伝送損失を補償するための光アンプである。伝送損失が大きいと、ＥＤＦＡ４２のゲインを大きくする必要がある。しかし、ゲインを大きくすると雑音も大きくなり、この雑音の影響で光信号を受信できなくなる。このため、一般的に、光ファイバ伝送路４０の距離が制限されている。
この光伝送システム１０Ａは、一対の光送信機２０ａ及び光受信機６０ａによる光信号の送受信動作であり、上述した光伝送システム１０（図１）と同じである。光伝送システム１０Ａでは、送信信号として、周波数間隔６．２５ＧＨｚの２×２５．８Ｇｂｉｔ／ｓのＤＰ−ＯＯＫ信号Ｐａを用い、伝送路損失を模擬したＶＯＡ４１の損失値に対する受信特性をＥＶＭ(Error Vector Magnitude：エラーベクトル振幅)（非特許文献２，３）を用いて評価している。ＥＶＭは、デジタル変調信号の品質の指標であり、受信信号の誤り量を示すものである。また、ＤＳＰ６４が用いるアルゴリズムとしては、非特許文献４等に記載の周知のｆａｓｔＩＣＡ( Independent Component Analysis：独立成分分析)アルゴリズムを用いた。
図６の横軸にＶＯＡ４１の損失値［ｄＢ］を示し、左縦軸にその損失値に対するＤＰ−ＯＯＫ信号ＰａのＥＶＭ（ＥＶＭｏｆＤＰ−ＯＯＫ［％］）を示す。ＤＰ−ＯＯＫ信号Ｐａを囲む枠から左方向に突出る矢印Ｙ１１は、ＤＰ−ＯＯＫ信号ＰａのＥＶＭが左縦軸のパーセンテージで表されることを示す。
また、比較対象として、右縦軸に、左縦軸のＤＰ−ＯＯＫ信号と同等のビットレートの多値変復調信号であるＰＡＭ４信号７１のＥＶＭ（ＥＶＭｏｆＰＡＭ４［％］）を併せて示す。ＰＡＭ４信号７１を囲む枠から右方向に突出る矢印Ｙ１２は、ＰＡＭ４信号７１のＥＶＭが右縦軸のパーセンテージで表されることを示す。
つまり、ＤＰ−ＯＯＫ［％］とＰＡＭ４のＥＶＭ［％］は、それぞれのビットエラーレートが等しくなるよう縦軸が調整してある。
ＤＰ−ＯＯＫ信号ＰａとＰＡＭ４信号７１とを、図６に横方向の波線７３で示すＢＥＲ（ビットエラーレート）＝１０−１２に相当するＥＶＭ［％］で比較すると、ＰＡＭ４信号７１における許容損失値が１３．５ｄＢに対して、本実施形態のＤＰ−ＯＯＫ信号Ｐａを用いることで２７ｄＢまで拡大している。これは、ＤＰ−ＯＯＫ信号Ｐａでは、ＶＯＡ４１の損失値をＰＡＭ４信号７１よりも１３ｄＢ位増やしても受信可能であることを示す。
つまり、光ファイバ伝送路４０の損失係数が０．４５ｄＢ／ｋｍの場合、ＰＡＭ４信号７１の伝送距離は、１３．５ｄＢ÷０．４５ｄＢ／ｋｍ＝３０ｋｍである。ＤＰ−ＯＯＫ信号Ｐａの伝送距離は、２７ｄＢ÷０．４５ｄＢ／ｋｍ＝６０ｋｍである。このことから本実施形態の具体例では、６０ｋｍ−３０ｋｍ＝３０ｋｍの光ファイバ伝送路４０の延長化が可能となる。
本具体例では、１対の光送信機２０ａと光受信機６０ａによる測定例となっているが、複数の光送信機２０ａ〜２０ｎ及び光受信機６０ａ〜６０ｎ（図１参照）で構成される場合も同様の結果が期待できる。
＜実験結果＞
次に、図５に示した光伝送システム１０Ａの構成により光信号送受信の実験を行った際の結果について説明する。但し、図５の光送信機２０ａとＶＯＡ４１間に次の光ファイバが入った構成で実験した。光ファイバの長さは、ＤＰ−ＯＯＫの場合が５０ｋｍ、ＤＰ−ＰＡＭ４の場合が２５ｋｍであり、何れもＥＤＦＡ４２への入力レベルが一定になるようにＶＯＡ４１で調整した。
但し、送信信号として、周波数間隔Δｆ、中心波長１５５２．５２ｎｍの１２．５Ｇｂａｕｄの偏波多重強度信号を用い、光損失が０．２８ｄＢ／ｋｍのＩＴＵ−Ｔ（International Telecommunication Union Telecommunication Standardization Sector）国際標準規格Ｇ．６５２の光ファイバ伝送後の符号誤り率（Bit Error Rate：BER）を測定し、伝送特性を評価した。
なお、ブラインド等化アルゴリズムは、上記同様、ｆａｓｔＩＣＡ(独立成分分析)アルゴリズムを用いた。ブラインド等化アルゴリズムは、光受信機６０ａの受信データｘ１，ｘ２から送信信号ｓ１，ｓ２を導出するために用いる。
図７Ａに、光送信機２０ａ（図５）から送信された２５Ｇｂｉｔ／ｓのＤＰ−ＯＯＫ信号Ｐａ１を５０ｋｍ（図７Ａには２５ＧＤＰ−ＯＯＫ＠５０ｋｍと記載）伝送後、可変光アッテネータ（図５のＶＯＡ４１）を用いて光受信機６０ａへの光入力レベルを−１９ｄＢｍに設定した場合の、正規化周波数間隔（横軸）に対するＢｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ（縦軸）を示す。
但し、正規化周波数間隔（Normalized subcarrier spacing）は、Δｆ／ｂａｕｄ ｒａｔｅ（ボーレート）である。横軸の周波数間隔Δｆ／ｂａｕｄ ｒａｔｅは、目盛「１．０」が周波数間隔１２．５ＧＨｚの１２．５Ｇｂａｕｄ信号である。つまり、送信信号として、１２．５Ｇｂａｕｄを２つ多重（２ｂｉｔ）した２５Ｇｂｉｔ／ｓのＤＰ−ＯＯＫ信号Ｐａ１を用いて、周波数間隔を変化させたものである。
上述したように、本実験結果（図７Ａ）では横軸のパラメータのふり方がシミュレーションの場合（図６）とは異なっている。つまり、ある損失値（例えば、図６の１９ｄＢ）で波長間隔を変えたらどうなるかの実験を行った。
ＦＥＣ（Forward Error Correction：誤り訂正）リミットを横破線で示すＢＥＲ＝３．８×１０−３とすると、正規化周波数間隔が０．４以上でＦＥＣリミット以下のＢＥＲを達成した。正規化周波数間隔０．４のＤＰ−ＯＯＫ信号Ｐａ１に対して、ｆａｓｔＩＣＡが無い場合のチャンネル１の受信波形を図７Ｂに示し、ｆａｓｔ ＩＣＡが有る場合のチャンネル１の受信波形を図７Ｃに示す。
図７Ｂに示す波形は、光受信機６０ａで受信され、例えば、一方のＩＬ６１を透過したＣｈ１の透過信号ｉ１をＰＤ６２ａで電気信号ｅ１に変換後、ＡＤＣ６３ａによりデジタル信号に変換したＣｈ１の受信データｘ１の波形である。これは、上述の式（８）のｘ１に相当する波形であり、光送信機２０ａにおけるＣｈ１及びＣｈ２のＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２が所定の割合で混ざったものである。
受信データｘ１をＤＳＰ６４で信号処理して、ＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２を推定した波形が、図７Ｃに示す波形となる。即ち、図７Ｂに示す波形は２つのＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２が混合しており双方の波形を判別できないが、図７Ｃのように、２つのＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２を分離すると判別可能となる。このように、ｆａｓｔ ＩＣＡを用いることで偏波信号が分離できていることが分かる。
即ち、ＤＳＰ６４内のＩＣＡ出力のサンプリング波形（図７Ｃに示す波形）を、ＤＳＰ６４で１，０判定を行うとデータＤ１，Ｄ２となる。このデータＤ１，Ｄ２の１，０を、送信側の元のデータＤ１，Ｄ２と比較してＢＥＲを導出している。
次に、図８Ａに、光送信機２０ａ（図５）から送信された５０Ｇｂｉｔ／ｓのＤＰ−ＰＡＭ４信号Ｐｂ１を２５ｋｍ（図８Ａには５０ＧＤＰ−ＰＡＭ４＠２５ｋｍと記載）伝送後、可変光アッテネータ（ＶＯＡ４１）を用いて光受信機６０ａへの光入力レベルを−１９ｄＢｍに設定した場合の、正規化周波数間隔（横軸）に対するＢｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ（縦軸）を示す。なお、横軸及び縦軸の目盛及びＦＥＣリミットの条件は、図７Ａと同様である。
ＤＰ−ＰＡＭ４信号Ｐｂ１によれば、図８Ａの横軸の正規化周波数間隔が０．６以上でＦＥＣリミット以下のＢＥＲを達成した。このことから、本発明の光伝送システム１０がＰＡＭ４信号Ｐｂ１に対しても有効であることが分かる。なお、図８Ａには、比較のために、単一偏波の２５Ｇｂｉｔ／ｓのＳＰ−ＰＡＭ４信号Ｐｃ１を２５ｋｍ（図には２５ＧＳＰ−ＰＡＭ４＠２５ｋｍと記載）伝送後、このＢＥＲを□Ｐｃ１で追記して示した。
また、正規化周波数間隔０．６のＤＰ−ＰＡＭ４信号Ｐｂ１に対して、ｆａｓｔＩＣＡが無い場合のチャンネル１（Ｃｈ１）の受信波形を図８Ｂに示し、ｆａｓｔ ＩＣＡが有る場合のチャンネル１の受信波形を図８Ｃに示す。
但し、図８Ｃに示す波形は、ＤＳＰ６４内において多値信号用の判定を行うディジタルフィルタとしての図示せぬＤＦＥ（Decision Feedback Equalization：判定帰還型等化器）の出力波形である。図８Ｂの波形は、図７Ｂの２５ｋｍ地点の波形と同じである。
図８Ａに示す同一ビットレートの単一偏波ＰＡＭ４信号Ｐｂ１に対して、図７Ａに示す正規化周波数間隔０．６以上のＤＰ−ＯＯＫ信号Ｐａ１では、伝送距離が２５ｋｍから５０ｋｍに長延化したにも関わらず、より良い伝送特性が得られていることが分かる。
また、図８Ａにおいて、２５Ｇｂｉｔ／ｓのＳＰ−ＰＡＭ４信号Ｐｃ１と、５０Ｇｂｉｔ／ｓのＤＰ−ＰＡＭ４信号Ｐｂ１とを比較すると、同一の光入力レベルでも伝送特性の劣化が僅かに留まっていることが分かる。
同一ボーレートの５０Ｇｂｉｔ／ｓのＳＰ−ＰＡＭ１６信号（図示せず）が、ＳＰ−ＰＡＭ４信号Ｐｃ１に対して、理論的に約１２ｄＢ以上の光入力レベルが必要であることを考慮すると、本発明によるＤＰ−ＰＡＭ４信号Ｐｂ１のＳＰ−ＰＡＭ１６信号に対する伝送特性の優位性が分かる。言い換えれば、ＳＰ−ＰＡＭ１６信号よりもＤＰ−ＰＡＭ４信号Ｐｂ１の方は劣化が少ない。
＜実施形態の効果＞
以上説明したように、本実施形態の光ファイバ伝送路４０を介して接続される光送信機２０ａ〜２０ｎ及び光受信機６０ａ〜６０ｎを有する光伝送システム１０を、次のような特徴構成とした。光伝送システム１０は、直交偏波多重された光信号としてのＤＰ−ＯＯＫ信号Ｐａ〜Ｐｎを出力する光送信機２０ａ〜２０ｎと、複数の光送信機２０ａ〜２０ｎから出力されたＤＰ−ＯＯＫ信号Ｐａ〜Ｐｎを波長多重して波長多重信号ｍ１を光ファイバ伝送路４０へ出力する光合波器３０とを有する。更に、波長多重信号ｍ１を光ファイバ伝送路４０を介して各波長の光信号であるＤＰ−ＯＯＫ信号Ｐａ〜Ｐｎに分波する光分波器５０と、光分波器５０で分波されたＤＰ−ＯＯＫ信号Ｐａ〜ｐｎを受信する光受信機６０ａとを有する。
（１）光伝送システム１０の光送信機（例えば２０ａ）は、光源としてのＴＬＳ２１ａ，２１ｂと、光変調器としてのＯＭ２２ａ，２２ｂと、偏光器としてのＰＢＳ２３とを備えて構成されている。
ＴＬＳ２１ａ，２１ｂは、所定の周波数グリッドを中心とし、この中心位置を挟んだ周波数のピーク成分Ｐ１，Ｐ２（図２）が所定の周波数差離れたＣｈ１とＣｈ２のキャリアｃ１，ｃ２を出射する。ＯＭ２２ａ，２２ｂは、Ｃｈ１とＣｈ２のキャリアｃ１，ｃ２を各々、０，１のビット列のデータＤ１，Ｄ２で変調したＣｈ１とＣｈ２のＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２を出力する。ＰＢＳ２３は、Ｃｈ１とＣｈ２のＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２を直交偏波多重してＤＰ−ＯＯＫ信号Ｐａを出力するようにした。
光受信機（例えば６０ａ）は、インタリーバであるＩＬ６１と、ＰＤ６２ａ，６２ｂと、ＡＤＣ６３ａ，６３ｂと、ＤＳＰ６４とを備えて構成されている。
ＩＬ６１は、周波数グリッド上に交点を持つと共に、フルスケールレンジが周波数グリッド間隔と等倍又は２倍の周期を持つ光の透過特性を有し、出力が非対称であるフィルタにより、直交偏波多重のＤＰ−ＯＯＫ信号Ｐａの成分の合成比が異なるＣｈ１とＣｈ２の信号を透過して分岐する。ＰＤ６２ａ，６２ｂは、その分岐されたＣｈ１とＣｈ２の透過信号ｉ１，ｉ２信号を検波して、Ｃｈ１とＣｈ２の電気信号ｅ１，ｅ２に変換する。ＡＤＣ６３ａ，６３ｂは、Ｃｈ１とＣｈ２の電気信号ｅ１，ｅ２をデジタル信号であるＣｈ１とＣｈ２の受信データｘ１，ｘ２に変換する。ＤＳＰ６４は、Ｃｈ１とＣｈ２の受信データｘ１，ｘ２から送信側のＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２の直接検波信号Ｉ１，Ｉ２を復元する。この直接検波信号Ｉ１，Ｉ２からデータＤ１，Ｄ２を求める。
この構成によれば、光送信機（例えば２０ａ）から送信され、光ファイバ伝送路４０を伝送してきた波長多重信号中の直交偏波多重されたＤＰ−ＯＯＫ信号Ｐａ〜Ｐｎを光受信機（例えば６０ａ）で受信した際に、Ｃｈ１とＣｈ２のキャリアｃ１，ｃ２の周波数の中心位置である波長分割多重グリッドを挟んだ各キャリアｃ１，ｃ２のピーク成分Ｐ１，Ｐ２が、所定の周波数差離れる。このため、各キャリアｃ１，ｃ２を各々０，１のビット列のデータＤ１，Ｄ２で変調した各ＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２の直接検波信号Ｉ１，Ｉ２を復元できる。この直接検波信号Ｉ１，Ｉ２は、ＰＡＭ４信号等の多値パルス振幅変調信号よりも光ファイバ伝送路４０の許容損失値が大きいので、その分、光ファイバ伝送路４０を長くしても伝送可能となる。
また、ＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２は、キャリアｃ１，ｃ２を０，１のビット列のデータＤ１，Ｄ２で変調する小型且つ単純な構成のＯＭ２２ａ，２２ｂで生成可能なので、このＯＭ２２ａ，２２ｂを搭載する光送信機２０ａの小型化を図ることができる。更に、ＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２は、受信側で容易に復元でき、復元を行うＤＳＰ６４の演算回路構成を小型且つ単純な構成とできる。このため、ＤＳＰ６４を搭載する光受信機６０ａの小型化を図ることができる。従って、光送信機２０ａを搭載して光通信を行う光モジュールと、光受信機６０ａを搭載して光通信を行う光モジュールとを小型化して、長距離伝送を実現することができる。
また、光送信機２０ａでＯＭ２２ａ，２２ｂを２つ使用してＣｈ１とＣｈ２のキャリアｃ１，ｃ２を、データＤ１，Ｄ２で変調し、光受信機６０ａでＰＤ６２ａ，６２ｂを２つ使って検波している。ＰＤ６２ａ，６２ｂの０，１のレベルを検波する動作速度は速いので、光受信機６０ａの受信感度が良くなる。受信感度が良くなると、光ファイバ伝送路４０の距離が短くなることを回避しながら伝送容量を増加させることができる。
＜実施形態の変形例＞
図１に示す実施形態の光伝送システム１０では、光受信機６０ａ〜６０ｎにおいて、各ＯＭ２２ａ，２２ｂが、Ｃｈ１とＣｈ２のキャリアｃ１，ｃ２の各々をデータＤ１，Ｄ２で変調して、Ｃｈ１とＣｈ２のＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２を出力していた。
変形例では、Ｃｈ１とＣｈ２のＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２に代え、Ｃｈ１とＣｈ２のＰＡＭ４信号（４値パルス振幅変調信号）を出力するようにした。
ここで、ＰＡＭ４は、４値パルス振幅変調であり、「０」と「１」から成るビット列を、４つの電圧レベル、即ち、「００」を「Ｌ１電圧」、「０１」を「Ｌ２電圧」、「１０」を［Ｌ３電圧」、「１１」を「Ｌ４電圧」とした４値のレベル（電圧レベル）のパルス信号で、光搬送波を変調する方式である。
そこで、各ＯＭ２２ａ，２２ｂにおいて、Ｃｈ１とＣｈ２のキャリアｃ１，ｃ２の各々を、４値のレベルのパルス信号で変調して、Ｃｈ１とＣｈ２のＰＡＭ４信号を出力するようにしてもよい。この場合、ＰＢＳ２３は、Ｃｈ１とＣｈ２のＰＡＭ４信号を直交偏波多重して光合波器３０へ出力する。
また、光受信機６０ａ〜６０ｎにおいて、ＩＬ６１は、直交偏波多重されたＣｈ１とＣｈ２のＰＡＭ４信号を分岐して透過し、この透過信号ｉ１，ｉ２をＰＤ６２ａ，６２ｂへ出力する。ＰＤ６２ａ，６２ｂは、透過信号ｉ１，ｉ２としての直交偏波多重されたＣｈ１とＣｈ２のＰＡＭ４信号をそれぞれ直接検波し、電気信号ｅ１，ｅ２に変換する。ＡＤＣ６３ａ，６３ｂは、アナログ信号である電気信号ｅ１，ｅ２をデジタルの受信データｘ１，ｘ２に変換し、ＤＳＰ６４へ出力する。
つまり、ＩＬ６１を透過した透過信号ｉ１，ｉ２としての直交偏波多重されたＣｈ１とＣｈ２のＰＡＭ４信号を、各ＰＤ６２ａ，６２ｂでそれぞれ直接検波し、ＡＤＣ６３ａ，６３ｂでデジタル信号に変換する処理を行う。この処理によって、各Ｃｈ１，Ｃｈ２の強度信号であるＰＡＭ４信号を、異なる合成比で足し合わせた２つの受信データｘ１，ｘ２が得られる。
ＤＳＰ６４は、２つの受信信号ｘ１，ｘ２から、送信側のＣｈ１とＣｈ２のキャリアｃ１，ｃ２が４値のレベルのパルス信号で変調されたＰＡＭ４信号を復元し、このＰＡＭ４信号から４値のレベルのパルス信号を求める演算処理を行う。
この変形例のように、偏波多重ＰＡＭ２Ｍ信号（２Ｍ値パルス振幅変調信号）（Ｍは２以上の正の整数）は、これと同じ伝送容量の２２Ｍ値パルス振幅変調信号等よりも光ファイバ伝送路４０の許容損失値が大きいので、その分、光ファイバ伝送路４０を長くしても伝送可能となる。従って、長距離伝送を実現することができる。
その他、具体的な構成について、本発明の主旨を逸脱しない範囲で適宜変更が可能である。
１０，１０Ａ 光伝送システム
１１ 送信側の光モジュール
１２ 受信側の光モジュール
２０ａ〜２０ｎ 光送信機
２１ ＴＬＳ
２１ａ，２１ｂ ＴＬＳ（光源）
２２ａ，２２ｂ ＯＭ（光変調器）
２３ ＰＢＳ（偏光器）
３０ 光合波器
４０ 光ファイバ伝送路
５０ 光分波器
６０ａ〜６０ｎ 光受信機
６１ ＩＬ（インタリーバ）
６２ａ，６２ｂ ＰＤ(光検出器)
６３ａ，６３ｂ ＡＤＣ（Ａ／Ｄ変換器）
６４ ＤＳＰ（デジタル信号処理器）

Claims (7)

  1. 直交偏波多重された光信号を光ファイバ伝送路を介して光受信機へ送信する光送信機であって、
    所定の周波数グリッドを中心とし、中心位置を挟んだ周波数のピーク成分が所定の周波数差離れた２つの光搬送波を出射する光源と、
    前記２つの光搬送波を各々、０，１のビット列のデータで変調した２つのオンオフ変調信号を出力する光変調器と、
    前記２つのオンオフ変調信号を直交偏波多重して前記光信号として出力する偏光器と
    を備えることを特徴とする光送信機。
  2. 前記光変調器は、前記２つの光搬送波を各々、４値のレベルのパルス信号で変調した２つの４値パルス振幅変調信号を出力し、
    前記偏光器は、前記２つの４値パルス振幅変調信号を直交偏波多重して前記光信号として出力する
    ことを特徴とする請求項１に記載の光送信機。
  3. 所定の周波数グリッドを中心とし、中心位置を挟んだ周波数のピーク成分が所定の周波数差離れた２つの光搬送波を各々、０，１のビット列のデータで変調し、変調された２つのオンオフ変調信号を直交偏波多重した光信号を、光ファイバ伝送路を介して受信する光受信機であって、
    周波数グリッド上に交点を持つと共に、フルスケールレンジが周波数グリッド間隔と等倍又は２倍の周期を持つ光の透過特性を有し、出力が非対称であるフィルタにより、前記直交偏波多重の光信号成分の合成比が異なる２つの信号を透過して分岐するインタリーバと、
    前記分岐された２つの信号を検波して電気信号に変換する検波器と、
    前記検波器で変換された２つの電気信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
    前記Ａ／Ｄ変換器で変換された２つのデジタル信号から送信側のオンオフ変調信号を復元するデジタル信号処理器と
    を備えることを特徴とする光受信機。
  4. 所定の周波数グリッドを中心とし、中心位置を挟んだ周波数のピーク成分が所定の周波数差離れた２つの光搬送波を各々、２Ｍ値（Ｍは２以上の正の整数）のレベルのパルス信号で変調し、変調された２つの２Ｍ値パルス振幅変調信号を直交偏波多重した光信号を、光ファイバ伝送路を介して受信する光受信機であって、
    周波数グリッド上に交点を持つと共に、フルスケールレンジが周波数グリッド間隔と等倍又は２倍の周期を持つ光の透過特性を有し、出力が非対称であるフィルタにより、前記直交偏波多重の光信号成分の合成比が異なる２つの信号を透過して分岐するインタリーバと、
    前記分岐された２つの信号を検波して電気信号に変換する検波器と、
    前記検波器で変換された２つの電気信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
    前記Ａ／Ｄ変換器で変換された２つのデジタル信号から送信側の４値パルス振幅変調信号を復元するデジタル信号処理器と
    を備えることを特徴とする光受信機。
  5. 直交偏波多重された光信号を出力する光送信機と、複数の光送信機から出力された光信号を波長多重して波長多重信号を出力する光合波器と、当該光合波器から出力される波長多重信号を光ファイバ伝送路を介して各波長の光信号に分波する光分波器と、当該光分波器で分波された光信号を受信する光受信機とを有する光伝送システムであって、
    前記光送信機は、所定の波長分割多重グリッドを中心とし、中心位置を挟んだ周波数のピーク成分が所定の周波数差離れた２つの光搬送波を各々、０，１のビット列のデータで変調し、変調された２つのオンオフ変調信号を直交偏波多重して光信号として出力する処理を行い、
    前記光受信機は、前記波長分割多重グリッド上に交点を持つと共に、フルスケールレンジが波長分割多重グリッド間隔と等倍又は２倍の周期を持つ光の透過特性を有し、出力が非対称であるフィルタによって前記直交偏波多重の光信号成分の合成比が異なる２つの信号を透過して分岐し、当該分岐された２つの信号を検波後にデジタル信号に変換し、変換された２つのデジタル信号から送信側のオンオフ変調信号を復元する処理を行う
    ことを特徴とする光伝送システム。
  6. 前記光送信機は、所定の波長分割多重グリッドを中心とし、中心位置を挟んだ周波数のピーク成分が所定の周波数差離れた２つの光搬送波の、一方を０，１のビット列の第１データで変調する第１光変調器と、他方を前記第１データと異なる０，１のビット列の第２データで変調する第２光変調器とを備え、
    前記光受信機は、前記フィルタにより分岐された２つの信号の、一方を検波する第１光検出器と、他方を検波する第２光検出器とを備える
    ことを特徴とする請求項５に記載の光伝送システム。
  7. 前記光送信機は、所定の波長分割多重グリッドを中心とし、この中心位置を挟んだ周波数のピーク成分が所定の周波数差離れた２つの光搬送波を、各々２Ｍ値（Ｍは２以上の正の整数）のレベルのパルス信号で変調し、この変調により得られる２つの２Ｍ値パルス振幅変調信号を直交偏波多重して光信号として出力する処理を行い、
    前記光受信機は、前記波長分割多重グリッド上に交点を持つと共に、フルスケールレンジが波長分割多重グリッド間隔と等倍又は２倍の周期を持つ光の透過特性を有し、出力が非対称であるフィルタにより、前記直交偏波多重の光信号成分の合成比が異なる２つの信号を透過して分岐し、当該分岐された２つの信号を検波後にデジタル信号に変換し、当該変換された２つのデジタル信号から送信側の２Ｍ値パルス振幅変調信号を復元する処理を行う
    ことを特徴とする請求項５に記載の光伝送システム。
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