DE69826849T2

DE69826849T2 - Schaltnetzteil mit überstromschutzschaltung

Info

Publication number: DE69826849T2
Application number: DE69826849T
Authority: DE
Inventors: Vincent William FITZGERALD
Original assignee: Thomson Consumer Electronics Inc
Current assignee: Technicolor USA Inc
Priority date: 1997-04-16
Filing date: 1998-04-01
Publication date: 2005-03-17
Anticipated expiration: 2018-04-02
Also published as: US5835361A; EP0976194B1; MY115580A; WO1998047218A1; JP2002512770A; KR20010006312A; CN1269064A; DE69826849D1; CN100392972C; ID22637A; EP0976194A1; KR100574252B1; BR9808547A; HK1030688A1; JP4100717B2; AU6793298A; BR9808547B1

Description

Die Erfindung betrifft ein Schaltnetzteil.
Ein typisches Schaltnetzteil (SMPS = switch-mode power supply) enthält eine Reihenanordnung einer Induktivität und eines bidirektionalen, steuerbaren Schalters, der mit den Eingangsbetriebsspannungsklemmen zum Empfang einer Eingangsbetriebsspannung verbunden ist. Der Schalter besteht aus einer Parallelschaltung eines Transistors und einer Dämpfungsdiode. Eine Treiber- oder Steuerschaltung liefert Schaltimpulse zur Steuerung des Schalters abwechselnd in den leitenden und den gesperrten Zustand, wobei die Dauer des leitenden Zustands des Schalters abhängig von der Ausgangsspannung steuerbar ist, die durch Gleichrichtung der während der Perioden auftretenden Schwingungen gewonnen wird, wenn der Schalter gesperrt ist.
Ein Modulator in einer Regelsteuerschaltung gemäß bekannten SMPS's wird durch ein Fehlersignal gesteuert, das in einem Fehlerverstärker gesteuert wird, zur Änderung der Länge eines Intervalls, wenn der bidirektionale Schalter leitend ist. Dadurch wird die Spitze des Stroms in der Induktivität gesteuert. Auf diese Weise wird die Amplitude der Resonanzimpulsspannung, die entsteht, wenn der bidirektionale Schalter gesperrt wird, zur Bildung der Regelung der Ausgangsspannung gesteuert.
Das SMPS kann in einem Stromsteuermodus auf der Grundlage eines Stromimpulses durch Regelung des Stromimpulses erfolgen. Der in einem Transistorschalter fließende Strom endet, wenn er einen durch ein Fehlersignal gebildeten Schwellwert erreicht. Das Fehlersignal steuert den Spitzenstrom in einer Induktivität, die mit dem Transistorschalter verbunden ist. Auf diese Weise korrigiert die Steuerschaltung unverzüglich in Form einer Vorwärtskoppelung die Änderung der Eingangsspannung, ohne den Dynamikbereich des Fehlerverstärkers auszunutzen.
Die US 4 763 238 , die der EP-A-0 240 434 entspricht, zeigt ein Schaltnetzteil mit einer Regelung, die durch einen Rückkoppelungsweg erfolgt, der eine Ausgangsspannung misst und die der Basis des Schalttransistors zugeführte Impulsbreite ändert und dadurch die Ausgangsspannung stabilisiert. Während eines Ausfalls oder Fehlers wird der Strom durch den Schalttransistor gemessen und dient in einer Schutzschaltung, um auch lange andauernde Überlastungen zu berücksichtigen.
Die US 5 335 162 beschreibt eine primärseitige Steuereinheit für ein Schaltnetzteil, die eine Strombegrenzungs-Schutzfunktion mit einer erweiterten Zeitperiode aufweist, oberhalb der ein vorbestimmter Stromwert erreicht wird.
Der Transistorschalter und eine Wicklung eines Transformators, die üblicher Weise miteinander verbunden sind, sind durch den Schaltstrom nicht gefährdet, der einen Toleranzbereich des Transistorschalters übersteigt, wenn die Dauer des Überstroms kurz ist. Zum Beispiel während einer kurzen Startzeit eines Motors, der in einem Videoplattenantrieb benutzt wird und durch ein SMPS gespeist wird. Wenn jedoch ein Fehlerzustand auftritt und Überströme für eine verlängerte Periode bestehen bleiben, sind der Transistorschaltung und die Transformatorwicklung gefährdet.
Daher kann es erwünscht sein, dass SMPS gegen einen Überstrom zu schützen, der für ein verlängertes Intervall bei einem Wert andauert, der kleiner ist als eine Stromgrenze, die durch die Stromsteuerschaltung gebildet wird. Auf diese Weise kann ein Transistorschalter mit einer niedrigeren Grenze des Maximalstroms genutzt werden. In vorteilhafter Weise ist ein Transistorschalter mit einer niedrigeren maximalen Stromgrenze weniger kostspielig.
Die Erfindung ist durch die Merkmale des Anspruchs 1 angegeben. Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.
1 zeigt ein abgestimmtes SMPS mit einem Aspekt der Erfindung, und
2a, 2b und 2c zeigen Kurven zur Erläuterung des abgestimmten SMPS von 1.
1 zeigt ein abgestimmtes SMPS 100 mit einem Aspekt der Erfindung. In 1 hat ein N-Typ Metalloxid-Halbleiter (MOS)-Leistungstransistor Tr, der als Transistorschalter arbeitet, eine Drain-Elektrode, die über eine Primärwicklung L1 eines Transformators T1 mit einer Klemme 20 für eine Eingangsbetriebsgleichspannung (DC) B+ verbunden ist. In einer nicht dargestellten Schaltung kann der Transformator als Trenntransformator dienen. Die Spannung B+ wird zum Beispiel von einem Siebkondensator abgeleitet, der mit einem nicht dargestellten Brückengleichrichter verbunden ist, der eine Betriebsnetzspannung gleichrichtet.
Die Source-Elektrode des Transistors Tr ist mit Erde oder einer gemeinsamen Klemme über einen Stromsensier- oder Abtastwiderstand R12 verbunden. Eine Dämpfungsdiode D6, die als ein Schalter arbeitet, liegt parallel zu dem Transistor Tr und in derselben Packung oder Gehäuse mit dem Transistor Tr zur Bildung eines bidirektionalen Schalters 22. Der Kondensator C6 liegt parallel zu der Diode D6 und in Reihe mit der Wicklung L1 und bildet mit der Induktivität der Wicklung L1 eine Resonanzschaltung 21, wenn der Schalter 22 nichtleitend ist.
Eine Sekundärwicklung L2 des Transformators T1 ist mit der Anode einer Spitzengleichrichterdiode D8 und mit Erde verbunden und erzeugt eine Ausgangsspannung VOUT an einem Siebkondensator C10, die der Kathode der Diode D8 zugeführt wird. Die Spannung VOUT wird einer nicht dargestellten Lastschaltung zugeführt. Auf ähnliche Weise ist eine Ausgangsspannung VOUT' an einem Siebkondensator C9 eine spitzengleichgerichtete Spannung über einer Gleichrichterdiode D7.
Ein Fehlerverstärker 23 wird durch die Spannung VOUT und eine Referenzspannung VREF gesteuert. Ein Optokoppler IC1 enthält eine lichtemittierende Diode. Die Emitter Elektrode des Transistors des Optokopplers IC1 ist über einen Widerstand R4 mit einer negativen Gleichspannung V3 verbunden. Eine Kollektorelektrode des Transistors des Optokopplers IC1 ist mit einem Kondensator C3 verbunden. In einer nicht dargestellten Schaltungskonfiguration kann der Optokoppler zur galvanischen Trennung dienen. Ein Fehlerkollektorstrom Ie des Optokopplers IC1 ist eine Anzeige des Betrags, um den die Spannung VOUT größer als die Referenzspannung VREF ist und somit der Differenz zwischen ihnen ist.
Ein Vergleichstransistor Q2 hat eine Basiselektrode, die über einen Widerstand R11 mit einem Verbindungspunkt zwischen der Source-Elektrode des Transistors Tr und dem Strommesswiderstand R12 verbunden ist. Der Transistor Q2 vergleicht die Basisspannung VBQ2 des Transistors Q2 mit einer Fehlerspannung VEQ2 an dem Emitter des Transistors Q2. Die Spannung VBQ2 enthält einen ersten Teil, der proportional ist zu dem Source/Drain-Strom ID in dem Transistor Tr. Eine Gleichspannung V2 wird über einen Widerstand R6 der Basis des Transistors Q2 zugeführt zur Bildung eines zweiten Teils der Spannung VBQ2 über dem Widerstand R11.
Die Gleichspannung V2 wird außerdem über einen Widerstand R5 einem Rückkoppelungs-Schleifenfilter durch den Kondensator C3 zugeführt zur Bildung einer Stromquelle, die den Kondensator C2 auflädt. Der Fehlerstrom Ie wird zur Entladung des Kondensators C3 dem Kondensator C3 zugeführt. Eine Diode D5 liegt zwischen dem Emitter des Transistors Q2 und Erde. Die Diode D5 begrenzt die Spannung VEQ2 auf die Flussspannung der Diode D5 und begrenzt den Maximalstrom in dem Transistor Tr.
Die Kollektorelektrode des Transistors Q2 ist mit der Basiselektrode eines Transistors Q1, und die Kollektorelektrode des Transistors Q1 ist mit der Basiselektrode eines Transistors Q2 verbunden, um einen regenerativen Schalter 31 zu bilden. Eine Steuerspannung VG des Transistors Tr entsteht an dem Emitter des Transistors Q1, der eine Ausgangsklemme des regenerativen Schalters 31 bildet, und ist mit der Gate-Elektrode des Transistors Tr über einen Widerstand R10 verbunden.
Eine Sekundärwicklung L3 des Transformators T1 ist über einen Widerstand R9 verbunden zur Erzeugung einer Wechselspannung (AC) V1. Die Spannung V1 wird über einen Kondensator C4 und einen Widerstand R8 dem Emitter des Transistors Q1 zugeführt, um die Treiberspannung VG des Transistors Tr zu erzeugen. Eine wechselspannungsgekoppelte Spannung V1 wird über einen Kollektorwiderstand R7 der Kollektorelektrode des Transistors Q2 und der Basiselektrode des Transistors Q1 zugeführt. Die Spannung V1 wird außerdem durch eine Diode D2 gleichgerichtet, um die Spannung V3 zu erzeugen, und durch eine Diode D3 gleichgerichtet, um die Spannung V2 zu erzeugen.
Ein Widerstand R3 zwischen der Quelle der Spannung B+ und einem Anschluss 30 des Kondensators C4, der der Wicklung L3 abgewandt ist, lädt den Kondensator C4 bei der Einschaltung der Betriebsspannung oder dem Startvorgang auf. Wenn die Spannung VG an der Gate-Elektrode des Transistors Tr eine Schwellwertspannung des MOS-Transistors Tr übersteigt, leitet der Transistor Tr und bewirkt, dass die Drain-Spannung VD des Transistor Tr abfällt. Dadurch wird die Spannung V1 positiv und bewirkt, dass die Spannung VG den Transistor Tr im Sinne einer positiven Rückkoppelung völlig eingeschaltet hält.
2a–2c zeigen Kurven zur Erläuterung des Betriebs des abgestimmten SMPS 100 von 1. Gleiche Symbole und Bezugszeichen in den 1 und 2a–2c bezeichnen gleiche Teile oder Funktionen.
Während eines Intervalls t0–t1 einer bestimmten Periode T von 2c steigt der Strom ID des leitenden Transistors Tr von 1 rampenförmig an. Daher steigt ein entsprechender, nicht in Resonanz befindlicher Stromimpulsteil eines Stroms IL1 in der Wicklung L1 rampenförmig an und speichert magnetische Energie in der Induktivität der Wicklung L1 des Transformators T1. Zur Zeit t1 von 2c übersteigt die Spannung VBQ2 von 1, die einen rampenförmig ansteigenden Teil von der Spannung über dem Widerstand R12 enthält, einen Triggerwert des regenerativen Schalters 31, der durch die Spannung VEQ2 bestimmt ist, und schaltet den Transistor Q2 ein. Der Strom, der in die Basis des Transistors Q1 und den regenerativen Schalter 31 fließt, bewirkt eine niedrigere Impedanz an der Gate-Elektrode des Transistors Tr. Dadurch wird die Spannung VG an der Gate-Elektrode von 2a auf nahe zu null Volt verringert und schaltet den Transistor Tr von 1 aus. Wenn der Transistor Tr ausgeschaltet ist, steigt die Drain-Spannung VD von 2b an und bewirkt, dass die Spannung V1 von 1, die von der Wicklung L3 zugeführt wird, abnimmt. Die in der Gate/Source-Kapazität CG gespeicherte Ladung hält den Betrieb im Latch-Modus bis zur Zeit t2 von 2a aufrecht.
Wenn die Spannung VG kleiner wird, als zur Aufrechterhaltung eines ausreichenden Kollektorstroms in dem Transistor Q1 von 1 notwendig, nimmt die Vorwärtsleitung an der Basiselektrode des Transistors Q2 ab, und dadurch wird der Modus im Latch-Betrieb in dem regenerativen Schalter 31 gesperrt. Danach bewirkt die Spannung V1, die weiterhin abfällt, einen negativen Teil 40 der Spannung VG von 2a, um den Transistor Tr von 1 gesperrt zu halten.
Wenn der Transistor Tr gesperrt ist, nimmt die Drain-Spannung VD zu, wie es während des Intervalls t1–t2 von 2b gezeigt ist. Der Kondensator C6 von 1 begrenzt die Anstiegsrate der Spannung VD so, dass der Transistor Tr vollständig gesperrt ist, bevor die Spannung VD nennenswert über null Volt ansteigt. Dadurch werden Schaltverluste und ausgestrahlte Schaltstörungen in vorteilhafter Weise verringert. Die Resonanzschaltung 21 mit dem Kondensator C6 und der Wicklung L1 schwingt während des Intervalls t1–t3 von 2b, wenn der Transistor Tr von 1 gesperrt ist. Der Kondensator C6 begrenzt den Spitzenwert der Spannung VD. Daher werden in vorteilhafter Weise keine Snubber-Diode und kein Widerstand benötigt, so dass der Wirkungsgrad verbessert und die Schaltstörungen verringert werden.
Die Abnahme der Spannung VD vor der Zeit t3 von 2b bewirkt, dass die Spannung V1 von 1 eine positive Spannung wird. Zur Zeit t3 von 2b ist die Spannung VD in der Nähe von null Volt leicht negativ und bewirkt dadurch, dass die Dämpfungsdiode D6 von 1 eingeschaltet wird und die Spannung VD von 2b auf etwa null Volt klemmt. Somit enthält die Resonanzschaltung 21 von 1 eine halbe Schwingungsperiode. Nach der Zeit t3 von 2b wird die Spannung VG von 2a wegen der vorangehend genannten Änderung in der Polarität der Spannung V1 von 1 zunehmend positiver.
In vorteilhafter Weise wird das folgende Einschalten des Transistors Tr um eine Verzögerungszeit, die durch die Zeitkonstante des Widerstands R8 und die Gate-Kapazität CG bestimmt ist, bis nach der Zeit t3 von 2b verzögert, wenn die Spannung VD nahe zu null Volt ist. Daher werden minimale Einschaltverluste bewirkt und Schaltstörungen verringert.
Die Regelung der Spannung VOUT durch die Gegenkoppelung wird dadurch erreicht, indem die Spannung VEQ2 an dem Filterkondensator C3 geändert wird. Wenn die Spannung VOUT größer als die Spannung VREF wird, entlädt der Strom Ie den Kondensator C3 und verringert die Spannung VEQ2. Daher wird der Schwellwert des Vergleichstransistors Q2 verringert. Daher werden der Spitzenwert des Stroms ID in dem Transistor Tr und die zu der nicht dargestellten Lastschaltung gelieferte Leistung verringert. Wenn anderseits die Spannung VOUT kleiner ist als die Spannung VREF, ist der Strom Ie null, und der Strom in dem Widerstand R5 erhöht die Spannung VEQ2. Demzufolge werden der Spitzenwert des Strom ID in dem Transistor Tr und die zu der nicht dargestellten Lastschaltung gelieferte Leistung erhöht. Daher bildet die Steuerschaltung des Transistors Q3 mit dem regenerativen Schalter 31 eine Modulation des Tastverhältnisses des Stroms ID in dem Transistor Q3, entsprechend der Spannung VEQ2.
Das abgestimmte SMPS 100 arbeitet in einem Stromsteuermodus auf der Steuergrundlage von Stromimpuls zu Stromimpuls. Der Stromimpuls des Stroms ID während des Intervalls t0–t1 von 2c, der in dem Transistor Tr von 1 fließt, endet zur Zeit t1 von 2c, wenn er den Schwellwert des Transistors Q2 von 1 erreicht, der durch die Spannung VEQ2 bestimmt ist und durch den ein Fehlersignal bildenden Fehlerstrom Ie entsteht. Das Fehlersignal steuert nämlich den Spitzenstrom des Stromimpulses des Stroms ID, der in der Induktivität der Wicklung L1 fließt. In vorteilhafter Weise korrigiert die Steuerschaltung unverzüglich im Sinne einer Vorwärtsteuerung die Änderungen der Eingangsspannung der Spannung B+, ohne Ausnutzung des Dynamikbereichs des Fehlerverstärkers 23. Auf diese Weise werden die Vorteile der Regelung im Strommodus und des abgestimmten SMPS erreicht.
Eine Überstrom-Schutzschaltung 200 enthält einen Gleichrichter 200a. Der Gleichrichter 200a enthält einen Widerstand R18 in Reihe mit einer Gleichrichter-Diode 19, die zwischen einer Verbindungsklemme, an der die Spannung VR12 entsteht, und einem Integrierkondensator C11 liegt. Ein Widerstand R19 liegt parallel zu dem Kondensator C11 zur Bildung eines Entladewegs für die in dem Kondensator C11 gespeicherte Ladung. Die Spannung an dem Kondensator C11 wird über einen den Basisstrom begrenzenden Widerstand R20 der Basiselektrode eines Transistors Q6 zugeführt. Der Transistor Q6 ist mit einem Transistor Q5 verbunden und bildet dadurch ein R-S Flip-Flop oder sogenanntes Latch 200b. Der Emitter des Transistors Q5 ist mit der Basis des Transistors Q1 verbunden, um den Transistor Q1 derart einzuschalten, dass der Transistor Q3 gesperrt wird, wenn der Transistor Q5 leitend ist.
Die Zeitkonstante des Widerstands R18 und des Integrierkondensators C11 bestimmen den langzeitigen Spitzenwert der Spannung VR12 über dem Widerstand R12. Wenn der Überlaststrom einen Überstrom ID in dem Transistor Q3 erzeugt, während eines ausreichend langen Intervalls, wie mehrere hundert Millisekunden, nimmt die Spannung des Kondensators C11 allmählich zu in Form eines Zyklus zu dem nächsten Strom ID. Wenn die Spannung an dem Kondensator C11 genügend hoch wird, um den Transistor Q6 einzuschalten, bewirkt ein Rückkoppelungsvorgang, dass der Transistor Q5 eingeschaltet wird. Dadurch beginnt das Latch 200b, als ein leitender Schalter zu arbeiten, um die Treiberspannung VG von dem Gate des Transistors Q3 zu überbrücken. Daher hält das Netzteil auf, zu schwingen, und liefert keine Leistung mehr zu den Lasten.
Die Überstrom-Schutzschaltung 200 sperrt den Transistor Q3, wenn für einlängeres Intervall eine Überstrombedingung andauert, zum Beispiel über ein Intervall mit mehreren hundert Millisekunden, und ermöglicht dadurch einen Sicherheitsbetrieb für den Transistor Q3. Wenn anderseits der Überstromzustand nur für ein kürzeres Intervall andauert, bleibt der Betrieb des Transistors Q3 ungestört.
In vorteilhafter Weise kann der Spitzenwert des Stroms ID während eines kurzen Zeitintervalls einen vorbestimmten, sicheren Wert überstiegen, unter der Bedingung, dass die Länge des Intervalls, während der Strom ID hoch ist, relativ kurz ist. Die Schaltung 200 bildet die Länge des Kurzzeitintervalls und den vorbestimmten langen Sicherheitswert des Stroms ID. In vorteilhafter Weise kann der geforderte Toleranzbereich des Transistors Q3 für den Maximalstrom gelockert werden, da der Transistor Q3 durch den Strom ID, der den Toleranzbereich übersteigt, nicht gefährdet ist, wenn die Dauer des Überstroms kurz ist. Zum Beispiel während eines kurzen Startintervalls eines Motors in einem Videoplattenantrieb und gespeist durch das SMPS 100. Wenn jedoch ein Fehlerzustand auftritt und ein möglicherweise gefährlicher Überstrom für ein verlängertes Intervall besteht, ist der Transistor Q3 gegen einen derartigen Überstromzustand geschützt.
Nach dem Abschalten der Betriebsspannungsversorgung wird der Kondensator C11 allmählich entladen. Wenn der in den Transistoren Q5 und Q6 fließende Strom unter den Wert abfällt, der den Latch-Betrieb aufrechterhält, hört die Leitung auf, und das Netzteil beginnt eine normale Startfolge. Die Pendelung zwischen Ein und Aus dauert solange an, wie die anormale hohe Last anwesend ist. Der Widerstand R19 bildet einen Entladeweg für den Kondensator C11, um zu ermöglichen, dass normale Spitzenlastströme geliefert werden, ohne dass die Transistoren des Latch 200b eingeschaltet werden.
Wie oben gezeigt, wird die Gleichspannung V2 über den Widerstand R6 der Basis des Transistors Q2 zugeführt, um den zweiten Teil der Spannung VBQ2 über dem Widerstand R11 zu bilden. Während des Intervalls t0–t1 von 2c ist die Spannung V2 von 1 gleich der Spannung B+, multipliziert mit dem Überwindungsverhältnis der Wicklungen L3 und L1 des Transformators T1.
Der Schwellwert des Transistors Q2 ändert sich mit der Spannung V2, und daher entsprechend der Spannung B+. Auf diese Weise ändert der Spitzenwert des Stroms ID sich auch mit der Spannung B+. In vorteilhafter Weise bewirkt dieses Merkmal, dass eine Lieferung mit konstanter Leistung des SMPS 100 aufrechterhalten bleibt, so dass keine Überleistung bei der nicht dargestellten Haupt-Wechselbetriebsspannung geliefert werden kann.
Die Spannung VR12 ist mit dem Vergleichstransistor Q2 des Modulators für das Tastverhältnis und mit der Überstrom-Schutzschaltung 200a über den Signalweg ohne den Transistor Q3 verbunden. In vorteilhafter Weise wird die Schaltung durch Anwendung des Strommesswiderstands R12 zur Erzeugung der Spannung VR12 gemeinsam mit dem Modulator für das Tastverhältnis und der Überstrom-Schutzschaltung 200a vereinfacht.

Claims

Schaltnetzteil-Vorrichtung mit: einer Quelle einer Eingangsbetriebsspannung (RAW B+), einer mit der Quelle der Eingangsbetriebsspannung verbundenen Induktivität (L1), einem ersten Transistorschalter (Q3), der mit der Induktivität verbunden ist und durch ein periodisches Schaltsteuersignal (VG) gesteuert wird, zur Erzeugung von Stromimpulsen (IL1) in der die Induktivität, die der Lastschaltung zugeführt werden, zur Erzeugung eines Ausgangs (VOUT) des Netzteils, einem Modulator (Q2), der durch ein Signal (VR12) gesteuert wird, das einen bestimmten Stromimpuls anzeigt, zur Erzeugung des Schaltersteuersignals zur Steuerung des Netzteilausgangs in einem Stromsteuermodus auf der Basis von Stromimpuls zu Stromimpuls, gekennzeichnet durch eine Überstrom-Schutzschaltung (200), die durch den Stromimpuls gesteuert wird und ein Signal zur Verringerung des Netzteilausgangs anzeigt, wenn ein Überstrom-Zustand während einer vorbestimmten Anzahl der Stromimpulse andauert, wobei der Betrieb mit der Verringerung des Netzteilausgangs gesperrt wird, wenn der Überstrom-Zustand während einer kleineren Anzahl als die vorbestimmten mehreren Stromimpulse andauert, und einen Stromsensor (R12), der durch den bestimmten Stromimpuls gesteuert wird, zur Erzeugung des das Signal anzeigenden Impulses, das der Überstrom-Schutzschaltung und dem Modulator über entsprechende getrennte Signalwege (R11, R18) zugeführt wird.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei jeder der Signalwege (über R11, über R18) den ersten Transistorschalter (Q3) nicht enthält.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Überstrom-Schutzschaltung (200) einen Gleichrichter (D19) enthält, der durch das den Stromimpuls anzeigende Signal (VR12) gesteuert wird, und mit einem Siebkondensator (C11) verbunden ist zur Erzeugung einer rampenförmigen Kondensatorspannung, die bei einer Rate sich rampenförmig ändert, die entsprechend einer Zeitkonstante (R18, C11) für den Kondensator bestimmt ist, wenn ein Stromimpuls auftritt, und einem Detektor (Q6) zur Ermittlung, wenn die rampenförmige Kondensatorspannung einen vorbestimmten Schwellwert in dem Überstrom-Zustand erreicht.
Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei der Kondensator (C11) mit einem regenerativen Schalter (Q5, Q6) verbunden ist, der mit einer Steuerklemme (Gate) des ersten Transistorschalters verbunden ist, zur Sperrung des ersten Transistorschalters (Q3), wenn die Kondensatorspannung einen Triggerwert des regenerativen Schalters erreicht.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Überstrom-Schutzschaltung (200) den Netzteilausgang sperrt, wenn der Überstrom-Zustand für ein Intervall andauert, das nennenswert länger ist als eine Periode des bestimmten Stromimpulses (IL1).
Vorrichtung nach Anspruch 1 mit einem mit der Induktivität (L1) verbundenen Kapazität (C6) zur Bildung einer abgestimmten Resonanzschaltung (21), wobei das Schaltersteuersignal in einer Weise erzeugt wird, dass eine im wesentlichen Null-Spannung zwischen einem Paar von dem Hauptstrom führenden Klemmen (SOURCE-DRAIN) des ersten Transistorschalters (Q3) aufrechterhalten wird, wenn der erste Transistorschalter eingeschaltet wird.
Vorrichtung nach Anspruch 6, wobei eine bestimmte Schaltperiode des ersten Transistorschalters ein Resonanz impuls (VD) in der Resonanzschaltung (21) gebildet wird, die eine Schwingung mit einer halben Periode in der Resonanzschaltung bildet.
Vorrichtung nach Anspruch 6 mit einem mit dem ersten Transistorschalter (Q3) verbundenen zweiten Schalter (D6) zur Zuführung einer niedrigen Impedanz zwischen den den Hauptstrom führenden Klemmen (SOURCE-DRAIN) zur Aufrechterhaltung der im wesentlichen Null-Spannung zwischen den den Hauptstrom führenden Klemmen des ersten Transistorschalters, wenn der erste Transistorschalter eingeschaltet wird.
Vorrichtung nach Anspruch 8, wobei der zweite Schalter (D6) eine Dämpfungsdiode enthält, die parallel zu dem ersten Transistorschalter (Q3) liegt.
Vorrichtung nach Anspruch 1 mit einer Quelle eines zweiten Signals (23) zur Steuerung des Ausgangs (VOUT) des Netzteils durch das zweite Signal, wobei der Stromsensor (R12) einen Widerstand enthält, der in Reihe mit dem ersten Transistorschalter (Q3) liegt, zur Erzeugung einer rampenförmigen Spannung (VR12), die einen rampenförmigen Teil des Stromimpulses (IL1) anzeigt und mit dem Modulator (Q2) verbunden ist zur Bildung eines Zustands des Schaltersteuersignals (VG) zur Änderung während des rampenförmigen Teils des bestimmten Stromimpulses, wenn der bestimmte Stromimpuls einen Schwellwert übersteigt, der durch das zweite Signal bestimmt ist.