BR9808547B1 - fornecimento de energia de modo de comutação com proteção contra corrente excessiva. - Google Patents

Description

"FORNECIMENTO DE ENERGIA DE MODO DE COMUTAÇÃO COMPROTEÇÃO CONTRA CORRENTE EXCESSIVA"

A invenção refere-se a um fornecimento de energiade modo de comutação.

Um fornecimento de energia de modo de comutaçãotípico (SMPS) inclui uma disposição em série de uma indutân-cia e um comutador controlável bidirecional ligado a termi-nais de tensão de fornecimento de entrada para receber umatensão de fornecimento de entrada. 0 comutador é formado poruma disposição paralela de um transistor e um diodo amorte-cedor. Um circuito de acionamento ou controle proporcionapulsos de comutação para acionar o comutador alternadamenteno sentido das condições de condução e de corte, a duraçãoda condição de condução do comutador sendo controlável nadependência da tensão de saída pela retificação de oscila-ções produzidas durante os períodos nos quais o comutador écortado.

Um modulador em um circuito de controle de regula-ção de alguns SMPS's da técnica anterior responde a um sinalde erro produzido em um amplificador de erros para fazer va-riar a duração de um intervalo quando o comutador bidirecio-nal é condutor. O pico -da corrente na indutância é assimcontrolado. Desta maneira, a amplitude da tensão de pulso deressonância, que é desenvolvida quando o comutador bidire-cional é desligado, é controlada para proporcionar regulaçãoda tensão de saída.

O SMPS pode funcionar em um controle de modo decorrente, em uma base de controle corrente-impulso por cor-rente-impulso. A corrente que flui em um comutador de tran-sistor termina quando atinge um nivel de limiar estabelecidopor um sinal de erro. 0 sinal de erro controla realmente acorrente de pico em uma indutância que é acoplada ao comuta-dor de transistor. Desta maneira, o circuito de controle secorrige instantaneamente à maneira de alimentação direta pa-ra variações de tensão de entrada sem o emprego da faixa di-nâmica do amplificador de erros.

A patente US 4,763,238, que corresponde a EP-A-0240434, revela um fornecimento de energia de modo de comu-tação com uma regulagem que é obtida por uma trajetória derealimentação que mede uma tensão de saida e altera a largu-ra de pulso aplicada na base do transistor de comutação paraestabilizar a tensão de saida. Durante um modo de falha, acorrente através do transistor de comutação é medida e usadaem um circuito de proteção para considerar também sobrecar-gas de longa duração.

A patente US 5,335,162 descreve um controlador la-teral primário para um fornecimento de energia de modo decomutação, que inclui uma função de proteção de limite decorrente tendo um período de tempo estendido através do qualum valor de corrente pré-determinado é alcançado.

O comutador de transistor e um enrolamento detransformador, tipicamente acoplado a ele, podem não serprejudicados pela corrente de comutador que ultrapassa umafaixa de tolerância do comutador de transistor, caso a dura-ção da corrente excessiva seja curta. Durante um intervalode partida curto de um motor empregado em um acionador dedisco de vídeo e energizado por um SMPS, por exemplo. No en-tanto, ao ocorrer uma condição de falha e persistir uma cor-rente excessiva por um intervalo prolongado, o comutador detransistor e o enrolamento de transformador podem sofrer da-nos.

Pode ser portanto desejável proteger o SMPS contrauma corrente excessiva que persista por um intervalo prolon-gado a um nível menor que um limite de corrente estabelecidopelo conjunto de circuitos de controle de modo de corrente.Desta maneira, pode-se usar um comutador de transistor comum limite de corrente máximo mais baixo. Vantajosamente, umcomutador de transistor com limite de corrente máximo maisbaixo é menos dispendioso.

Um aparelho de fornecimento de energia de modo decomutação, que corporifica um aspecto da invenção, incluiuma fonte de tensão de fornecimento de entrada e uma indu-tância acoplada à fonte de tensão de fornecimento de entra-da. Um primeiro comutador de transistor é acoplado à indu-tância e responde a um sinal de controle de comutador, peri-ódico, para gerar pulsos de corrente na indutância que sãoacoplados a um circuito de carga para gerar uma saída dofornecimento de energia. Um modulador responde a um sinalindicador de um dado pulso de corrente para gerar o sinal decontrole de comutador para se controlar a saída de forneci-mento de energia em um controle de modo de corrente, em umabase corrente-de pulso-por-corrente-de pulso. Um circuito deproteção contra corrente excessiva responde ao sinal indica-do de pulso de corrente para incapacitar a saída do forneci-mento de energia ao ocorrer uma condição de corrente exces-siva. Um sensor de corrente responde ao pulso de correntedado para gerar o sinal indicador de pulso de corrente que éacoplado a cada um dos circuito de proteção contra correnteexcessiva e modulador através de trajetórias de sinal cor-respondentes .

A figura 1 ilustra um SMPS sintonizado que corpo-rifica um aspecto da invenção; e

as figuras 2a, 2b e 2c ilustram formas de onda ú-teis para a explicação do SMPS sintonizado da figura 1.

A figura 1 ilustra o SMPS sintonizado 100, quecorporifica um aspecto da invenção. Na figura 1, o transis-tor de potência TR de semicondutor de óxido metálico (MOS),do tipo N, que funciona como um comutador de transistor, temum elétrodo de drenagem acoplado, através do enrolamentoprimário Ll do transistor TI, ao terminal 20 de uma tensãoB+ de fornecimento de entrada, de corrente continua (DC). Emuma configuração de circuito, não mostrada, o transformadorpode funcionar como um transformador de isolamento. A tensãoB+ é derivada de, por exemplo, um capacitor de filtro aco-plado a um retificador de ponte que retifica uma tensão defornecimento de linhas de alimentação, não mostrada.

Um elétrodo de fonte do transistor Tr é acoplado aum terminal de terra ou comum através de um sensor de cor-rente ou do resistor de amostragem R12. O diodo amortecedorD6, que funciona como um comutador, é acoplado em paralelocom transistor Tr e é incluído no mesmo pacote com o tran-sistor Tr, de modo a se formar o comutador bidirecional 22.O capacitor C6 é acoplado em paralelo com o diodo D6 e emsérie com o enrolamento L1, de modo a se formar, com a indu-tância do enrolamento L1, o circuito de ressonância 21 quan-do o comutador 22 é não condutor.

0 enrolamento secundário L2 do transformador T1 éacoplado a um ânodo do diodo retificador de pico D8 e à ter-ra para gerar a tensão de saida VOUT no capacitor de filtroC10, que é acoplado a um cátodo do diodo D8. A tensão VOUT éacoplada a um circuito de carga, não mostrado. De maneirasemelhante, a tensão de saida VOUT' no capacitor de filtroC9 é uma tensão retificada em pico desenvolvida pelo diodoretificador D7.

Um amplificador de erros 23 responde à tensão VOUTe à tensão de referência VREF. Um foto-acoplador IC1 incluio diodo emissor de luz. Um elétrodo emissor do transistor dofoto-acoplador IC1 é acoplado à tensão DC negativa V3 atra-vés do resistor R4. 0 elétrodo coletor do transistor do fo-to-acoplador IC1 é acoplado ao capacitor C3. Em uma configu-ração de circuito não mostrada, o opto-acoplador pode fun-cionar para isolamento. A corrente Ie do coletor de erros doopto-acoplador IC1 é indicativa de uma extensão em que atensão VOUT é maior que a tensão de referência VREF e, destemodo, da diferença entre elas.

0 transistor comparador Q2 tem um elétrodo de baseque é acoplado, através do resistor R11, a um terminal dejunção entre o elétrodo de fonte do transistor Tr e o resis-tor sensor de corrente R12. 0 transistor Q2 compara a tensãode base VBQ2 do transistor Q2 à tensão de erro VEQ2 de errodesenvolvida no emissor do transistor Q2. A tensão VBQ2 in-clui uma primeira parte que é proporcional à corrente defonte-drenagem ID no transistor Tr. A tensão DC V2 é acopla-da, através do resistor R6, à base do transistor Q2, de modoa se desenvolver uma segunda parte da tensão VBQ2 através doresistor R11.

A tensão DC V2 é também acoplada, através do re-sistor R5, a um filtro de circuito de realimentação formadopelo capacitor C3, de modo a se formar uma fonte de correnteque carrega o capacitor C2. A corrente de erro Ie é acopladaao capacitor C3 para descarregar o capacitor C3. O diodo D5é acoplado entre o emissor do transistor Q2 e a terra. O di-odo D5 limita a tensão VEQ2 à tensão direta do diodo D5 elimita a corrente máxima no transistor Tr.

O elétrodo coletor do transistor Q2 é acoplado aoelétrodo de base do transistor Ql e o elétrodo coletor dotransistor Ql é acoplado ao elétrodo de base do transistorQ2, de modo a se formar o comutador regenerativo 31. A ten-são de controle VG do transistor Tr é desenvolvida no emis-sor do transistor Ql que forma um terminal de saida do comu-tador regenerativo 31 e é acoplado ao elétrodo de porta dotransistor Tr através do resistor RIO.

O enrolamento secundário L3 do transistor Tl é a-coplado através do resistor R9 para produzir a tensão Vl decorrente alternada (AC). A tensão Vl é acoplada em AC, atra-vés do capacitor C4 e do resistor R8, ao emissor do transis-tor Ql, de modo a se gerar a tensão de acionamento VG dotransistor Tr. A tensão acoplada em AC Vl é acoplada, atra-vés do resistor coletor R7, ao elétrodo coletor do transis-tor Q2 e ao elétrodo de base do transistor Ql. A tensão Vl étambém retificada pelo diodo D2, de modo a se gerar a tensãoV3, e pelo diodo D3, de modo a se gerar a tensão V2.

0 resistor R3 acoplado entre a fonte de tensão B+e o terminal 30 do capacitor C4, que é afastado do enrola-mento L3, carrega o capacitor C4 quando da ligação ou parti-da. Quando a tensão VG no elétrodo de porta do transistor Trultrapassa uma tensão de limiar do transistor Tr MOS, otransistor Tr conduz fazendo com que a tensão de drenagem VDdo transistor Tr diminua. Como resultado disso, a tensão Vltorna-se positiva e reforça a tensão VG para manter o tran-sistor Tr, de uma maneira de realimentacao positiva, comple-tamente ligado.

As figuras 2a-2c ilustram formas de onda úteis pa-ra se explicar o funcionamento do SMPS sintonizado 100 dafigura 1. Símbolos e números semelhantes nas figuras 1 e 2a-2c indicam itens ou funções semelhantes.

Durante o intervalo t0-tl de um dado período T dafigura 2c, a corrente ID do transistor condutor Tr da figura1 sobe a rampa. Consequentemente, uma parte de pulso de cor-rente não ressonante correspondente da corrente ILl no enro-lamento Ll sobe a rampa e armazena energia magnética na in-dutância associada ao enrolamento Ll do transformador Tl. Nomomento tl da figura 2c, a tensão VBQ2 da figura 1, que con-tém uma parte subindo a rampa derivada da tensão através doresistor R12, ultrapassa um nível de disparo do comutadorregenerativo 31 que é determinado pela tensão VEQ2 e liga otransistor Q2. A corrente flui na base do transistor Ql e ocomutador regenerativo 31 aplica uma baixa impedância no e-létrodo de porta do transistor Tr. Consequentemente, a ten-são VG do elétrodo de porta da figura 2a é reduzida a quasezero volt e desliga o transistor Tr da figura 1. Quando otransistor Tr é desligado, a tensão de drenagem VD da figura2b aumenta e faz com que a tensão Vl da figura 1, que é aco-plada a partir do enrolamento L3, diminua. A carga armazena-da na capacitância de porta-fonte CG mantém o funcionamentono modo de engate até o momento t2 da figura 2a.

Quando a tensão VG se torna menor que o necessáriopara manter a corrente de coletor no transistor Ql da figura1, a condução direta sobre o elétrodo de base do transistorQ2 cessa e, consequentemente, o modo de funcionamento de en-gate no comutador regenerativo 31 é incapacitado. Em segui-da, a tensão VI, que continua a diminuir, faz com que a par-te negativa 40 da tensão VG da figura 2a mantenha o transis-tor Tr da figura 1 desligado.

Quando o transistor Tr é desligado, a tensão dedrenagem VD aumenta, conforme mostrado durante o intervalotl-t2 da figura 2b. O capacitor C6 da figura 1 limita a taxade aumento da tensão VD de maneira que o transistor Tr este-ja completamente não condutor antes do aumento apreciável datensão VD acima da tensão zero. Dessa maneira, perdas de co-mutação e ruido de comutação irradiado são, vantajosamente,reduzidos. O circuito de ressonância 21, que inclui o capa-citor C6 e o enrolamento LI, oscila, durante o intervalo tl-t3 da figura 2b, quando o transistor Tr da figura 1 é desli-gado. O capacitor C6 limita o nivel de pico da tensão VD.Portanto, vantajosamente, não é necessário nenhum diodo a-mortecedor e resistor para que aumente a eficácia e o ruidode comutação seja reduzido.

A diminuição na tensão VD, antes do momento t3 dafigura 2b antes do momento t3 da figura 2b, faz com que atensão Vl da figura 1 se torne uma tensão positiva. No mo-mento t3 da figura 2b, a tensão VD está próxima de zero volte ligeiramente negativa, fazendo com que o diodo amortecedor D6 da figura 1 ligue e fixe a tensão VD da figura 2b em a-proximadamente zero volt. Deste modo, o circuito ressonante21 da figura 1 apresenta um meio ciclo de oscilação. Após omomento t3 da figura 2b, a tensão VG da figura 2a torna-secada vez mais positiva, por causa da alteração antes mencio- nada na polaridade da tensão Vl da figura 1.

Vantajosamente, a ligação seguinte do transistorTr é retardada por um tempo de retardamento que é determina-do pela constante de tempo do resistor R8 e pela capacitân-cia de porta CG até após o tempo t3 da figura 2b, quando a tensão VD está quase próxima de zero volt. Portanto, se in-corre em perdas de ligação minimas e o ruido de comutação éreduzido.

A regulagem de realimentação negativa da tensãoVOUT é obtida fazendo-se variar a tensão VEQ2 no capacitor de filtro C3. Quando a tensão VOUT é maior que a tensãoVREF, a corrente Ie descarrega o capacitor C3 e diminui atensão VEQ2. Portanto, o nivel de limiar do transistor com-parador Q2 é reduzido. Consequentemente, o valor de pico dacorrente ID no transistor Tr e a energia distribuída para ocircuito de carga, não mostrado, são reduzidos. Por outrolado, quando a tensão VOUT é inferior à tensão VREF, a cor-rente Ie é zero e a corrente no resistor R5 aumenta a tensãoVEQ2. Consequentemente, o valor de pico da corrente ID notransistor Tr e a energia distribuída para o circuito decarga, não mostrado, são aumentados. Deste modo, o circuitode controle do transistor Q3, que inclui o comutador regene-rativo 31, proporciona modulação do ciclo de atividade dacorrente ID no transistor Q3, de acordo com a tensão VEQ2.

O SMPS sintonizado 100 funciona em um controle demodo de corrente, em uma base de controle corrente-pulso porcorrente-pulso. O pulso de corrente da ID corrente ID duran-te o intervalo t0-t1 da figura 2c, que flui no transistor Trda figura 1, termina no momento tl da figura 2c, quando eleatinge o nível de limiar do transistor Q2 da figura 1, que édeterminado pela tensão VEQ2 e é estabelecido pela correntede erro Ie que forma um sinal de erro. O sinal de erro con-trola realmente a corrente de pico do pulso de corrente dacorrente ID que flui na indutância do enrolamento LI. Vanta-josamente, o circuito de controle corrige instantaneamente,à maneira de alimentação direta, as variações de tensão deentrada da tensão B+ sem o emprego da faixa dinâmica do am-plificador de erros 23. Deste modo, são obtidas tanto asvantagens da regulação de modo de corrente quanto as vanta-gens do SMPS sintonizado.

O circuito de proteção contra corrente excessiva200, que corporifica um aspecto da invenção, inclui o reti-ficador 200a. O retificador 200a inclui o resistor R18 aco-plado em série com o diodo retificador D19, resistor e diodoestes que são acoplados entre um terminal de junção, no quala tensão VR12 é desenvolvida, e o capacitor integrador Cll.O resistor R19 é acoplado em paralelo com o capacitor Cllpara proporcionar uma trajetória de descarga para a cargaarmazenada no capacitor Cll. A tensão no capacitor Cll é a-coplada, por meio do resistor limitador de corrente de baseR20, a um elétrodo de base do transistor Q6. O transistor Q6é acoplado ao transistor Q5 de modo a se formar o circuitobiestável R-S ou engate 200b. O emissor do transistor Q5 éacoplado à base do transistor Ql para ligar o transistor Qlde uma maneira tal que desative o transistor Q3 quando otransistor Q5 é condutor.

A constante de tempo do resistor R18 e o capacitorde integrador Cll determina o valor de pico de longo prazoda tensão VR12 através do resistor R12. Quando uma correntede carga excessiva produz uma corrente ID excessiva no tran-sistor Q3, durante um intervalo suficientemente longo, comode várias centenas de milissegundos, a tensão do capacitorCll aumentará gradualmente de um ciclo até o ciclo seguinteda corrente ID. Quando a tensão no capacitor Cll se tornasuficientemente elevada para ligar o transistor Q6, uma açãoregenerativa faz com que o transistor Q5 seja ligado. Dissoresulta que o engate 200b começa a funcionar como um comuta-dor condutor para derivar a tensão de acionamento VG da por-ta do transistor Q3. Consequentemente, o fornecimento de e-nergia pára de oscilar e pára de fornecer energia às cargas.De acordo com um aspecto da invenção, o circuitode proteção contra corrente excessiva 200 desativa o tran-sistor Q3 quando uma condição de corrente excessiva persistepor um intervalo mais longo, como o de várias centenas demilissegundos, por exemplo, do que o permitido para funcio-namento seguro do transistor Q3. Inversamente, quando a con-dição de corrente excessiva dura apenas um intervalo maiscurto, o funcionamento do transistor Q3 não é perturbado.

Vantajosamente, o nivel de pico da corrente ID po-de ultrapassar, durante um intervalo de curto prazo, um va-lor predeterminado seguro, com a condição de que a duraçãodo intervalo, durante o qual a corrente ID é elevada, sejarelativamente curta. O circuito 200 estabelece a duração dointervalo de curto prazo e o valor seguro, de longo prazo,predeterminado da corrente ID. Vantajosamente, a faixa detolerância de corrente máxima do transistor Q3 pode ser a-frouxada, uma vez que o transistor Q3 não pode ser danifica-do por uma corrente ID que ultrapasse a faixa de tolerância,quando a duração da corrente excessiva é curta. Durante umintervalo de partida curto de um motor empregado em um acio-nador de disco de video e energizado pelo SMPS 100, por e-xemplo. No entanto, quando ocorrer uma condição de falha euma corrente excessiva potencialmente danosa persistir porum intervalo prolongado, o transistor Q3 será protegido con-tra essa condição de corrente excessiva.

Em seguida à paralisação da energia, o capacitorC11 é gradualmente descarregado. Quando a corrente que fluinos transistores Q5 e Q6 cai abaixo do nivel que mantém acondição de engate, a condução é interrompida e o forneci-mento de energia começa uma seqüência de partida normal. Aciclagem liga e desliga continua desde que a carga elevadaanormal esteja presente. O resistor R19 proporciona uma tra-jetória de descarga para o capacitor Cll, de modo que cor-rentes de carga de pico normais sejam obtidas sem fazer comque os transistores de engate 200b sejam ligados.

Conforme indicado antes, a tensão DC V2 é acopla-da, por meio do resistor R6, à base do transistor Q2, de mo-do a se desenvolver a segunda parte da tensão VBQ2 atravésdo resistor Rll. Durante o intervalo tO-tl da figura 2c, atensão V2 da figura 1 é igual à tensão B+ multiplicada pelarazão de voltas dos enrolamentos L3 e Ll do transformadorTI.

O nivel de limiar do transistor Q2 varia de acordocom a tensão V2 e, portanto, de acordo com a tensão B+. Des-te modo, o valor de pico da corrente ID varia de acordo coma tensão B+. Vantajosamente, esse aspecto tende a manter umacapacidade de distribuição de energia constante do SMPS 100,de maneira que uma energia excessiva não pode ser distribuí-da a uma tensão de fornecimento AC de linhas de alimentaçãoelevada, não mostrada.

De acordo com um outro aspecto da invenção, a ten-são VR12 é acoplada a cada um dos transistor comparador Q2do modulador de ciclo de atividade e circuito de proteçãocontra corrente excessiva 200a por meio de trajetórias desinal que excluem o transistor Q3. Vantajosamente, pelo em-prego do resistor R12 do sensor de corrente para gerar atensão VR12 em comum tanto com o modulador de ciclo de ati-vidade quanto com o circuito de proteção contra corrente ex-cessiva 200a, o conjunto de circuitos é simplificado.

Claims (10)

1. Aparelho de fornecimento de energia de modo decomutação, compreendendo:uma fonte de uma tensão de fornecimento de entrada(RAW B+);uma indutância (Ll) acoplada à fonte da tensão defornecimento de entrada;um primeiro comutador de transistor (Q3) acopladoà indutância e que responde a um sinal de controle de comu-tador periódico (VG) para gerar pulsos de corrente (ILl) naindutância que são acoplados a um circuito de carga para ge-rar uma saida (VOUT) do fornecimento de energia;um modulador (Q2) que responde a um sinal (VR12)indicador de um dado pulso de corrente para gerar o sinal decontrole de comutador de modo a controlar a saida do forne-cimento de energia em um controle de modo de corrente, emuma base corrente-pulso por corrente-pulso;o aparelho sendo adicionalmente CARACTERIZADO pelofato de compreender:um circuito de proteção contra corrente excessiva(200) que responde ao sinal indicador de pulso de correntepara reduzir a saida do fornecimento de energia quando umacondição de corrente excessiva persistir durante uma plura-lidade dos pulsos de corrente predeterminada, a operação deredução de saida de fornecimento de energia sendo incapaci-tada quando a dita condição de corrente excessiva persistirdurante um número menor que o da pluralidade de pulsos decorrente predeterminada; eum sensor de corrente (R12) que responde ao pulsode corrente dado para gerar o sinal indicador de pulso decorrente que é acoplado a cada um dos circuito de proteçãocontra corrente excessiva e modulador por meio de trajetó-rias de sinal correspondentes (Rll, R18).

2. Aparelho, de acordo com a reivindicação 1,CARACTERIZADO pelo fato de que cada uma das trajetória,?. desinal (Rll, R18) exclui o primeiro comutador de transistor(Q3).

3. Aparelho, de acordo com a reivindicação 1,CARACTERIZADO pelo fato de que o circuito de proteção contracorrente excessiva (200) compreende um retificador (D19) queresponde ao sinal indicador de pulso de corrente (VR12) eacoplado a um capacitor de filtro (Cll) para gerar uma ten-são de capacitor em rampa que ascende a uma taxa determinadade acordo com uma constante de tempo (R18, Cll) associada aocapacitor, a medida em que cada pulso de corrente ocorre, eum detector (Q6) para detectar quando a tensão de capacitorem rampa atinge um nivel de limite associado à condição decorrente excessiva.

4. Aparelho, de acordo com a reivindicação 3,CARACTERIZADO pelo fato de que o capacitor (Cll) é acopladoa um comutador regenerativo (Q5, Q6) que é acoplado a umterminal (porta) de controle do primeiro comutador de tran-sistor de modo a incapacitar o primeiro comutador de tran-sistor (Q3) quando a tensão do capacitor atinge um nivel dedisparo do comutador regenerativo.

5. Aparelho, de acordo com a reivindicação 1,CARACTERIZADO pelo fato de que o circuito de proteção contracorrente excessiva (200) desativa a saida do fornecimento deenergia quando a condição de corrente excessiva persiste porum intervalo que é substancialmente mais longo do que um pe-ríodo do dado pulso de corrente (ILl).

6. Aparelho, de acordo com a reivindicação 1,CARACTERIZADO pelo fato de que compreende adicionalmente umacapacitância (C6) acoplada à indutância (Ll) de modo a seformar um circuito de ressonância sintonizado (21), em que osinal de controle de comutador é gerado de uma maneira amanter uma tensão substancialmente zero entre um par de ter-minais condutores de corrente principal (FONTE-DRENO) doprimeiro comutador de transistor (Q3), quando o primeiro co-mutador de transistor,está sendo ligado.

7. Aparelho, de acordo com a reivindicação 6,CARACTERIZADO pelo fato de que um dado período de comutaçãodo primeiro comutador de transistor, um pulso de ressonância(VD) é desenvolvido no circuito de ressonância (21) que for-ma metade de um ciclo de oscilação no circuito de ressonân-cia .

8. Aparelho, de acordo com a reivindicação 6,CARACTERIZADO por compreender adicionalmente um segundo co-mutador (D6) acoplado ao primeiro comutador de transistor(Q3) para aplicar uma baixa impedância entre os terminaiscondutores de corrente principal (FONTE-DRENO) de modo a semanter a tensão substancialmente zero entre os terminaiscondutores de corrente principal do primeiro comutador detransistor quando o primeiro comutador de transistor estásendo ligado.

9. Aparelho, de acordo com a reivindicação 8,CARACTERIZADO pelo fato de que o segundo comutador (D6) com-preende um diodo amortecedor que é acoplado em paralelo como primeiro comutador de transistor (Q3).

10. Aparelho, de acordo com a .reivindicação 1,CARACTERIZADO pelo fato de que compreende adicionalmente umafonte de um segundo sinal (23) para controlar a saida (VOUT)do fornecimento de energia de acordo com o segundo sinal, emque o sensor de corrente (R12) compreende um resistor aco-plado em série com o primeiro comutador de transistor (Q3)para gerar uma tensão em rampa (VR12) que é indicativa deuma parte em rampa do pulso de corrente (ILl) e acoplada aomodulador (Q2). para fazer com que a condição do sinal decontrole de comutador (VG) se altere, durante a parte emrampa do dado pulso de corrente, quando o dado pulso de cor-rente ultrapassa um nivel de limite que é determinado pelosegundo sinal.