DE69804431T2

DE69804431T2 - Ausgangszeitbasiskorrelator

Info

Publication number: DE69804431T2
Application number: DE69804431T
Authority: DE
Inventors: H. Nillesen; H. Stessen
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1997-12-22
Filing date: 1998-12-07
Publication date: 2002-12-12
Anticipated expiration: 2018-12-08
Also published as: JP4277938B2; ES2175818T3; CN1253695A; MY132970A; WO1999033267A3; DE69804431D1; JP2001513303A; BR9807450A; KR20000075604A; KR100604103B1; WO1999033267A2; US6297849B1; EP0962095A2; EP0962095B1; CN1135839C

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Ausgangszeitbasiskorrekturschaltung, wie in dem Oberbegriff des Anspruchs 1 definiert, und auf eine Wiedergabeanordnung mit einer derartigen Ausgangszeitbasiskorrekturschaltung, wie in dem Oberbegriff des Anspruchs 8 definiert. Die vorliegende Erfindung bezieht sich ebenfalls auf ein Ausgangszeitbasiskorrekturverfahren, wie in dem Oberbegriff des Anspruchs 7 definiert.
In dem US Patent US-A-5.150.201 wird eine digitale Fernsehsignalverarbeitungsschaltung mit einem Analog-Digitalwandler, einem Farbdecoder, einem von einer Phasenverriegelungsschleife gesteuerten Impulstrennfilter, einem Signalprozessor, einem von einem Taktphasenschieber gesteuerten Dualportspeicher und einem Digital-Analogwandler beschrieben.
Der Analog-Digitalwandler liefert dem Farbdecoder ein digitalisiertes Videosignal. Der Farbdecoder liefert dem Impulstrennfilter zwei Farbdifferenzsignale und ein Leuchtdichtesignal. Die Phasenverriegelungsschleife empfängt ein Synchronsignal, das in dem digitalisierten Videosignal vorhanden ist und liefert dem Impulstrennfilter ein Steuersignal. Das Impulstrennfilter liefert dem Signalprozessor orthogonal abgetastete Eingangs-Videosignale zum Ermöglichen einer einfachen Signalverarbeitung, beispielsweise Filterung. Der Signalprozessor liefert dem Dualportspeicher orthogonal abgetastete Ausgangs-Videosignale. Der Dualportspeicher liefert dem Digital-Analogwandler verzögerte Ausgangssignale zum Erhalten analoger Videosignale, die einer Wiedergabeanordnung zugeführt werden sollen. Der Analog- Digitalwandler, der Farbdecoder das Impulstrennfilter und der Eingangsteil des Dualportspeichers werden mit demselben Taktsignal getaktet.
Der Taktphasenschieber empfängt das erste Taktsignal und ein Zeilenrücklaufsignal, das eine Zeitangabe einer Zeilenablenkung der Wiedergabeanordnung angibt zum Liefern eines zweiten Taktsignals zu einem Ausgangsteil des Dualportspeichers und des Digital-Analogwandlers. Das zweite Taktsignal wird durch einen Taktphasenschieber von dem ersten Taktsignal hergeleitet. Bei einem derartigen Taktphasenschieber tritt das erste Taktsignal in eine Kette von Verzögerungsstufen, deren Gesamtverzögerung der Periode des ersten Taktsignals nahezu entspricht. Die Abgiffe aller Verzögerungsstufen sind mit zusammenarbeitenden Verriegelungsstufen verbunden, die dadurch verriegelt sind, dass ein Zeilenrücklaufsignal zugeführt wird. Der gespeicherte Impulswert kann aus den Verriegelungsstufen als Thermometercode erhalten werden, der die Anzahl Verzögerungsstufen spezifiziert, die erforderlich sind zum Verzögern des ersten Taktsignals.
Der Dualportspeicher verwandelt die orthogonal (mit dem ersten Taktsignal) abgetasteten Ausgangsvideosignale in verzögerte Ausgangsvideoabtastwerte, synchron zu dem zweiten Taktsignal. Die Verzögerung wird durch das Rücklaufsignal gesteuert.
Es ist ein Nachteil des Standes der Technik, dass zwei Taktsignalerzeugungssysteme erforderlich sind. Obschon die beiden Taktsignale die gleiche Frequenz haben sind die Phasen dynamisch verschieden, wodurch Interferenz verursacht wird. Es ist ebenfalls ein Nachteil des Standes der Technik, dass der Taktphasenschieber eine sehr delikate analoge Schaltungsanordnung mit einem Entwurf ist, der von dem IC-Prozess abhängig ist. Weiterhin ist eine Kalibrierung der Verzögerungen erforderlich, da die analogen Verzögerungen mit der Temperatur, der Speisespannung und der Prozessstreuung variieren. Durch die zwei asynchrone Taktsignale sollen Simulierungen der bekannten Schaltungsanordnung mit analogen Simulatoren durchgeführt werden, was eine Komplikation ist.
Es ist nun u. a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Ausgangszeitbasiskorrekturanordnung zu schaffen, welche die oben genannten Nachteile vermeidet.
Dazu schafft ein erster Aspekt der vorliegenden Erfindung eine Ausgangszeitbasiskorrekturanordnung, die in Anspruch 1 definiert. Ein zweiter Aspekt der vorliegenden Erfindung schafft ein Ausgangszeitbasiskorrekturverfahren, wie in Anspruch 7 definiert. Ein dritter Aspekt der vorliegenden Erfindung schafft eine Wiedergabeanordnung mit einer Ausgangszeitbasiskorrekturanordnung, wie in Anspruch 8 definiert. Vorteilhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen definiert.
Die Ausgangszeitbasiskorrekturanordnung empfängt orthogonal abgetastete Videoabtastwerte. Die orthogonal abgetasteten Videoabtastwerte können von einem zeitdiskreten Videoprozessor erzeugt werden. Dieser Videoprozessor empfängt und liefert orthogonal abgetastete Videoabtastwerte zum Ermöglichen einer einfachen Verarbeitung (beispielsweise ein- oder vieldimensionale Filterung) der Videoabtastwerte in dem Videoprozessor. Die Ausgangszeitbasiskorrekturanordnung umfasst einen zeitdiskreten Abtastratenwandler, der die orthogonal abgetasteten Videoabtastwerte empfängt und durch ein Steuersignal gesteuert wird zum Liefern asynchron abgetasteter Videoabtastwerte zu einer Wiedergabeanordnung über einen Digital- Analogwandler. Der zeitdiskrete Videoprozessor, der Abtastratenwandler und der Digital-Analogwandler werden mit einem Taktsignal getaktet, das Taktzeitpunkte darstellt und wird von ein und demselben Taktgenerator erzeugt. Der Taktgenerator kann das Taktsignal unter Verwendung eines Kristalls mit einer sehr stabilen Frequenz erzeugen.
Ein diskreter Zeitoszillator einer zeitdiskreten phasenverriegelten Schleife erzeugt das Steuersignal des Abtastratenwandlers als das Zeitbasissignal, das zu Bezugszeitpunkten in Bezug auf Zeilenpositionen auf dem rasterabgetasteten Wiedergabeschirm der Wiedergabeanordnung verriegelt wird. Die Bezugszeitpunkte können Zeilenrücklaufimpulse sein, die in einer Zeilenablenkschaltung auftreten, die einen Zeilenablenkstrom durch eine Zeilenablenkspule um eine Elektronenstrahlröhre erzeugt.
Die Ausgangszeitbasiskorrekturanordnung nach der vorliegenden Erfindung verwandelt orthogonal abgetastetes Video in ein zeilenverriegeltes Video, das nach einem Tiefpassfilterung mit den Bezugszeitpunkten verriegelt wird. In der Ausgangszeitbasiskorrekturanordnung nach der vorliegenden Erfindung wird das orthogonal abgetastete Video mit einem Taktsignal getaktet, das nicht mit den Bezugszeitpunkten verriegelt ist. Aus diesem Grund wird das zeilenverriegelte Video ebenfalls als synchron abgetastete Videoabtastwerte bezeichnet. Die Abtastwerte, die zu den Taktzeitpunkten des Taktsignals auftreten, sollen von dem orthogonal abgetasteten Video durch den Abtastratenwandler interpoliert werden. Folglich steuert die zeitdiskrete phasenverriegelte Schleife den Abtastratenwandler derart, dass die Videowerte an der richtigen Stelle am Wiedergabeschirm auftreten.
In der Ausgangszeitbasiskorrekturanordnung nach der vorliegenden Erfindung werden alle Schaltungsanordnungen durch Taktsignale getaktet, die von ein und demselben Taktgenerator herrühren. Im Grunde erzeugt der Taktgenerator nur ein Taktsignal. Es ist aber möglich, verschiedenen Schaltungsanordnungen der Ausgangszeitbasiskorrekturschaltung Taktfrequenzen zuzuführen, wobei diese Taktfrequenzen ein integrales Vielfaches voneinander sind und wobei alle die gleiche Phase haben. Durch die verschiedenen Taktphasen wird keine Interferenz auftreten, es betrifft keine analogen Schaltungsanordnungen und die Schaltungsanordnung kann mit einem digitalen Simulator simuliert werden.
Bei einer Ausführungsform, wie in Anspruch 2 definiert, empfängt ein Wellenformgenerator das Zeitbasissignal zum Zuführen der Steuersignals zu dem Abtastratenwandler. Das Steuersignal ist das entsprechend einer gewünschten Wellenform angepasste Zeitbasissignal. Die Wellenform wird selektiert zum Kompensieren einer nicht konstanten Ablenkrate des Elektronenstrahles au dem Wiedergabeschirm. Die nicht konstante Ablenkrate tritt auf, wenn teure Maßnahmen in der Ablenkschaltung zum Erhalten einer konstanten Ablenkrate über den ganzen Schirm nicht angewandt werden (beispielsweise eine Ost-West-Korrektur, oder wenn auf eine Linearitätsspule verzichtet werden kann). Auf diese Art und Weise werden die Unzulänglichkeiten in der Ablenkung durch Signalverarbeitung korrigiert, was preisgünstig und zuverlässig ist.
Bei einer Ausführungsform, wie in Anspruch 3 definiert, integriert der diskrete Zeitoszillator einen zunehmenden Wert zu jedem Taktzeitpunkt zum Erzeugen eines periodischen zeitdiskreten Sägezahnsignals, das bei einem bestimmten Startwert nach einer vorbestimmten Zeitperiode neu startet. Das Zeitbasissignal wird zu den Bezugsinstanzen dadurch verriegelt, dass die vorbestimmte Zeitperiode des periodischen Zeitbasissignals gesteuert wird, und zwar abhängig von einem Differenzwert zwischen einem selektierten Bezugswert und einem Wert des Zeitbasissignals zu den Bezugszeitpunkten. Das Zeitbasissignal startet bei dem bestimmten Startwert (oder dem vorbestimmten Wert) neu, nachdem der Differenzwert zu dem Bezugszeitpunkt bestimmt worden ist. Die Wiederholungsperiode des Zeitbasissignals kann durch Anpassung des Zunahmewertes oder eines Rücklaufwertes gesteuert werden. Der Rücklaufwert ist die Differenz zwischen dem letzten Abtastwert des Zeitbasissignals in einer bestimmten Periode des Zeitbasissignals und dem vorbestimmten Wert einer nachfolgenden Periode. Der Rücklaufwert wird mit Hilfstaktgenauigkeit erzeugt. Ein derartiger diskreter Zeitoszillator an sich ist in der parallelen Patentanmeldung WO-A-94/33179 beschrieben worden.
Bei einer Ausführungsform, wie in Anspruch 4 definiert, erzeugt der diskrete Zeitoszillator Oszillatorwerte (das Zeitbasissignal) zu den Taktzeitpunkten. Die Oszillatorwerte werden jeden Taktzeitpunkt mit einer festen Schrittweite inkrementiert. Die Periode der sägezahnförmigen Zeitbasis wird durch den Rücklaufwert gesteuert. Der Wellenformgenerator erzeugt polynominale Wellenformen aus einem beschränkten betrag an delektierten Koeffizienten durch Multiplikation jedes polynominalen Hilfsterms durch einen entsprechenden Koeffizienten. So kann beispielsweise der Wellenformgenerator zweidimensionale quadratisch keilförmige Wellenformen erzeugen. Der Wellenformgenerator hat eine einfache Konstruktion dadurch, dass der Multiplizierer durch Integratoren ersetzt wird, was möglich ist, weil der diskrete Zeitoszillator eine feste Schrittweite hat und durch die Rücklauthöhe oder den voreingestellten Wert gesteuert wird. Jeder Integrator empfängt einen Integratorstartwert und einen Integratorinkrementwert, und die beiden Werte werden durch die selektierten Koeffizienten bestimmt.
Die Ausführungsform, wie diese in Anspruch 5 definiert ist, hat den Vorteil, dass die von dem Wellenformgenerator erzeugte Wellenform genau mit dem diskreten Zeitoszillator verriegelt ist. Die Startwerte und die Inkrementwerte des Integrators sind abhängig von der Hilfstaktposition der zeitbasis.
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Ausgangszeitbasiskorrekturschaltung nach der vorliegenden Erfindung,
Fig. 2 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der zeitdiskreten phasenverriegelten Schleife nach Fig. 1,
Fig. 3 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform eines Phasendetektors PD zum Gebrauch in der zeitdiskreten phasenverriegelten Schleife nach Fig. 2,
Fig. 4 ein Zeitbasissignal, das von einer Ausführungsform des diskreten Zeitoszillators erzeugt wird,
Fig. 5A eine schematische Darstellung eines Beispiels einer geometrischen Verzerrung am Wiedergabeschirm und Fig. 5B eine schematische Darstellung der geometrischen Korrektur mit Hilfe von Videointerpolation nach der vorliegenden Erfindung,
Fig. 6 das Zeitbasissignal und eine Wellenform, erzeugt von dem Wellenformgenerator nach einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
Fig. 7 ein Blockschaltbild eines zweidimensionalen polynominalen Wellenformgenerators nach einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
Fig. 8 eine Ausführungsform eines horizontalen quadratischen keilförmigen Wellenformgenerators nach einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, und
Fig. 9 eine Ausführungsform einer Schaltungsanordnung nach der vorliegenden Erfindung zum Erzeugen von Integratorstartwerten für die Integratoren des Keilwellenformgenerators nach Fig. 8.
Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild einer Ausgangszeitbasiskorrekturschaltung nach der vorliegenden Erfindung.
Ein Taktgenerator OSC erzeugt ein periodisches Taktsignal CLK mit Taktimpulsen, die Taktzeitpunkte TC mit einer festen Wiederholungsfrequenz darstellen, die weder mit einer Wiederholungsfrequenz eines Zeilensynchronsignals eines empfangenen Videosignals VI, noch mit einer Wiederholungsfrequenz der Zeilenablenkung der Wiedergabeanordnung DD verriegelt ist.
Ein zeitdiskreter Videosignalprozessor SP empfängt orthogonal abgetastete Eingangsvideoabtastwerte VI und das Taktsignal CLK zum Liefern orthogonal abgetasteter Videoabtastwerte VS. Die Videoabtastwerte VS treten zu den Taktzeitpunkten TC auf. Orthogonal abgetastet bedeutet, dass die Videoabtastwerte VS eine Funktion diskreter Positionen auf einem orthogonalen Abtastgitter sind, und jede Videozeile wird durch die gleiche Anzahl Abtastwerte dargestellt, unabhängig von den asynchronen Taktzeitpunkten TC, so dass im Wesentlichen die Videoabtastwerte VS mit der Wiederholungsfrequenz des Zeilensynchronsignals der Eingangsabtastwerte VI verriegelt sind. Eine Ausführungsform zum Erzeugen orthogonaler Videoabtastwerte ist in der bekannten US-A-5.150.201 beschrieben worden. In dem Stand der Technik vergleicht eine digitale phasenverriegelte Schleife (PLL1 in Fig. 1 des Standes der Technik) die Phasen des digitalen Oszillatorsignals und des Zeilensynchronsignals in einem digitalisierten Videosignal. Die Phasendifferenz steuert ein Impulstrennfilter und eine Verzögerungsanordnung in der Videostrecke.
Ein zeitdiskreter Signalwandler SC nach der vorliegenden Erfindung umfasst einen zeitdiskreten Abtastratenwandler SRC, der die orthogonal abgetasteten Videoabtastwerte VS empfängt und mit Hilfe eines Steuersignals CS gesteuert wird zum Zuführen asynchron abgetasteter Videoabtastwerte VOS zu der Wiedergabeanordnung DD.
Eine Steuerschaltung CC umfasst eine zeitdiskrete phasenverriegelte Schleife PLL (siehe ebenfalls Fig. 2), die das Zeitbasissignal OS erzeugt, das mit einer Bezugsinformation FB verriegelt ist, die sich auf eine Zeilenfrequenz eines rasterabgetasteten Wiedergabeschirms der Wiedergabeanordnung DD bezieht. Das Zeitbasissignal OS ist das Ausgangssignal eines diskreten Zeitoszillators DTO der phasenverriegelten Schleife PLL. Das Zeitbasissignal OS wird auch als Oszillatorsignal OS bezeichnet. Wenn eine geometrische Vorkorrektur erforderlich ist, kann die Steuerschaltung CC weiterhin einen Wellenformgenerator WG aufweisen, der das Zeitbasissignal OS entsprechend einer vorbestimmten Wellenform anpasst. In diesem Fall liefert der Wellenformgenerator WG dem Abtastratenwandler SRC das Steuersignal CS. Eine geometrische Vorkorrektur ist erforderlich, wenn die Wiedergabeanordnung DD eine Bildröhren-Ablenkspulenanordnung TCC aufweist (siehe Fig. 5A), wodurch eine nicht konstante Abtastrate des Elektronenstrahls über den Schirm der Bildröhre verursacht wird, und wenn die üblicherweise angewandten Korrekturen in der Zeilenablenkschaltung zum Erhalten einer konstanten Abtastrate nicht implementiert worden sind. Die geometrische Vorkorrektur wird dadurch erhalten, dass die Verzögerung der orthogonal abgetasteten Videosignale Vergleichsschaltung mit dem Abtastratenwandler SRC gesteuert werden, so dass sie auf die verzerrte Geometrie am Schirm passt. Das Zeitbasissignal OS wird als Steuersignal CS zugeführt, wenn keine geometrische Vorkorrektur oder Skalierung erforderlich ist.
Auch der zeitdiskrete Signalwandler SC und die Steuerschaltung CC werden von dem Taktsignal CLK getaktet.
Die Ausgangszeitbasiskorrekturschaltung nach der vorliegenden Erfindung verwandelt das orthogonal abgetastete Video VS in asynchron abgetastetes Video VOS mit asynchron abgetasteten Werten, die zu den Taktzeitpunkten TC des Taktsignals CLK auftreten. Die asynchronen Abtastwerte VOS werden aus dem orthogonal abgetasteten Video VS durch den Abtastratenwandler SRC interpoliert. Die zeitdiskrete phasenverriegelte Schleife PLL steuert den Abtastratenwandler SRC in Reaktion auf eine Phasendifferenz PE, die der Differenzwert zwischen einem Bezugspegel und einem Wert OVE des Zeitbasissignals OS zu einem Bezugszeitpunkt FB sein kann. Es ist ebenfalls möglich, die Hilfstaktposition des Abtastratenwandlers SRC in Abhängigkeit von einer Phasendifferenz zwischen den Bezugszeitpunkten FB und den Taktzeitpunkten TC zu steuern.
In US-A-5.280.352 ist ein Eingangsabtastratenwandler beschrieben (der Korrekturspeicher und der Interpolator/Dezimator), der von einer zeitdiskreten phasenverriegelten Schleife gesteuert wird. Der Eingangsabtastratenwandler und die phasenverriegelte Schleife werden von dem gleichen Taktsignal getaktet. Die phasenverriegelte Schleife bestimmt eine Phasendifferenz zwischen einem neu abgetasteten Synchronimpuls an dem Ausgang des Abtastratenwandlers und einem Bezugsimpuls, der aus dem Taktsignal erzeugt worden ist. Dieser Eingangsabtastratenwandler verwandelt ein Eingangsbildsignal mit einem Taktraster, das nicht mit dem Systemtakt auf einem Bezugs-Horizontal-Synchronraster verriegelt ist, das von dem Systemtakt dadurch hergeleitet ist, dass der Abtastratenwandler derart gesteuert wird, dass der Synchronisationszeitpunkt an dem Ausgang des Abtastratenwandlers mit dem Bezugsimpuls zusammentrifft. Das transformierte Bildsignal ist auf diese Art und Weise in einem orthogonalen Raster vorhanden, das durch das Bezugs-Horizontal-Synchronsignal definiert wird. Ein derartiger Eingangsabtastratenwandler erzeugt das Eingangssignal für eine Ausgangszeitbasiskorrekturschaltung nach der vorliegenden Erfindung. Im Gegensatz dazu steuert nach einem Aspekt der vorliegenden Erfindung die diskrete phasenverriegelte Schleife PLL einen Ausgangsabtastratenwandler SRC derart, dass ein Eingangsvideosignal auf einem orthogonalen Abtastraster in ein Abtastraster umgewandelt wird, das von der Zeilenfrequenz der Wiedergabeanordnung DD hergeleitet wird. Oder, mit anderen Worten, das Videosignal wird in dem Abtastratenwandler SRC derart interpoliert, dass es einwandfrei auf der Wiedergabeanordnung DD wiedergegeben wird, obschon die Zeilenfrequenz der Wiedergabeanordnung DD nicht mit dem Taktsignal CLK verriegelt ist. Der Stand der Technik empfängt keine Information über die Zeilenablenkung der Wiedergabeanordnung DD. Bei der vorliegenden Erfindung treten die Bezugszeitpunkte FB asynchron in Bezug auf die Taktzeitpunkte TC auf, während in dem Stand der Technik der Synchronisationsbezugswert inhärent mit den Taktzeitpunkten verriegelt ist.
Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der zeitdiskreten phasenverriegelten Schleife nach Fig. 1.
Ein Analog-Digital-Wandler ADC empfängt die periodisch auftretenden analogen Bezugszeitpunkte FB und die Taktzeitpunkte TC zum Liefern eines zeitdiskreten Synchronsignals TDS zu einer Berechnungseinheit CAL. Ein analoger Bezugszeitpunkt FB kann durch einen Zeitpunkt definiert werden, wo eine Flanke eines Bezugsimpulses einen Bezugspegel kreuzt (beispielsweise den Zeitpunkt, an dem ein abgeschnittener Zeilenrücklaufimpuls den Pegel des mittleren Wertes kreuzt). Der analoge Bezugszeitpunkt FB wird weiterhin als Bezugszeitpunkt FB bezeichnet. Der Analog-Digital-Wandler und die Berechnungseinheit CAL sind ein Teil eines Synchronpositionsdetektors P.
Wie aus US-A-5.181.115 bekannt, können zeitdiskrete Synchronisationszeitpunkte SI dadurch bestimmt werden, dass die zeitdiskreten Werte des zeitdiskreten Synchronsignals TDS, die während einer Flanke des Bezugsimpulses auftreten interpoliert werden. Der Synchronpositionsdetektor P liefert die zeitdiskreten Synchronisationszeitpunkte SL als digitale Worte, die eine Position eines Bezugszeitpunktes FB mit einer Genauigkeit der Hilfstaktperiode darstellen.
Ein diskreter Zeitoszillator DTO umfasst einen Integrator ACC und eine Steuereinheit CU. Der Integrator ACC liefert ein periodisches Oszillatorsignal OS, das zu Taktzeitpunkten TC des Taktsignals CLK diskrete Oszillatorwerte OV liefert. In diesem Fall ist das Oszillatorsignal OS eine digitale Treppe, erhalten durch Summierung eines Inkrementierwertes INC während jeder Taktperiode TC. Die Steuereinheit CU liefert einen Rücklaufwert FBH zu dem Integrator ACC zur Steuerung eines Startwertes des Oszillatorsignals OS in einer nachfolgenden Periode. Der Startwert ist abhängig von einem Steuersignal SCS zum Erhalten einer Phasenverriegelung zwischen dem Oszillatorsignal OS und den Bezugszeitpunkten FB. Der Inkrementwert INC hat einen vorbestimmten festen Wert.
Ein Sampler SA1 tastet einen Wert OV1 des Oszillatorsignals OS zu einem Taktzeitpunkt Tci bezogen auf den Bezugszeitpunkt FB ab. Eine Zeitsteuereinheit TCU empfängt das zeitdiskrete Synchronsignal TDS zum Liefern des Taktzeitpunktes Tci. Der Sampler SA1 kann ein D-Typ Register sein, welches das Oszillatorsignal OS an einem Dateneingang, und die Taktzeitpunkte als eine Flanke an -em betreffenden Ladefreigabeeingang empfängt. Wenn ein Mikroprozessor verwendet wird, kann der Wert OV1 in einem Speicher gespeichert werden.
Der Phasendetektor PD schätzt einen Phasenfehler PE zwischen dem Oszillatorsignal OS und dem Bezugszeitpunkt FB durch Verwendung des abgetasteten Wertes OV1, des Synchronisationszeitpunktes SI und des Inkrementwertes INC. Der Phasendetektor PD berechnet den Phasenfehler PE wie:
PE = REF-OV1-δ*INC
worin
REF ein Bezugswert ist,
OV1 der Abtastwert ist,
INC der Inkrementwert ist und
δ ein Faktor ist, der ein Maß der Position des Bezugszeitpunktes FB innerhalb einer Taktperiode ist. Wenn der zeitdiskrete Synchronisationszeitpunkt S1 durch ein digitales Wort dargestellt wird, kann der Faktor 8 durch die am wenigsten signifikanten Bits dargestellt werden, die einen Bruchteil zwischen zwei aufeinanderfolgenden Taktzeitpunkten TC bestimmen.
Der Phasenfehler PE wird dadurch geschätzt, dass der Inkrementwert INC benutzt wird, wodurch die Neigung des Oszillatorsignals OS benutzt wird. Es ist ebenfalls möglich, den Bezugswert REF von dem abgetasteten Wert OV1 zu subtrahieren und die Multiplikation des Faktors 8 mit dem Inkrementwert INC zu addieren. Der Inkrementwert INC kann ebenfalls als eine Differenz zwischen dem Abtastwert OV1 und einem weiteren Abtastwert OV2 des Oszillatorsignals OS, das zu einem weiteren Taktzeitpunkt abgetastet wird, bestimmt werden. So kann beispielsweise der erste Wert OV1 zu dem ersten Taktzeitpunkt TC1 nach dem Bezugszeitpunkt FB abgetastet werden. In diesem Fall kann der zweite Wert OV2 zu einem Taktzeitpunkt unmittelbar vor dem Bezugszeitpunkt FB abgetastet werden. Die Selektion der Taktzeitpunkte TC1 und TC2 ist nicht von großer Bedeutung für die Erfindung. Wenn diese Abtasttaktzeitpunkte TC1 und TC2 ebenfalls zum Interpolieren des Synchronisationszeitpunktes SI benutzt werden, ist es wichtig, dass die beiden Taktzeitpunkte TC1, TC2 derart gewählt werden, dass sie während derselben Flanke des Bezugsimpulses FB auftreten.
Ein etwaiges digitales Schleifenfilter LF filtert den Phasenfehler PE aus um das Steuersignal SCS dem diskreten Zeitoszillator DTO zu liefern.
Eine Ausführungsform des Phasendetektors PD ist anhand der Fig. 3 beschrieben.
Die Wirkungsweise der zeitdiskreten phasenverriegelten Schleife nach der vorliegenden Erfindung dürfte aus der Beschreibung der Fig. 4 einleuchten. Eine derartige zeitdiskrete phasenverriegelte Schleife ist in der parallelen Patentanmeldung der Anmelderin WO-A-94/33179 beschrieben worden.
Fig. 3zeit ein Blockschaltbild einer Ausführungsform eines Phasendetektors PD zum Gebrauch in der zeitdiskreten phasenverriegelten Schleife PLL nach der vorliegenden Erfindung. Dieser Phasendetektor PD umfasst einen ersten Subtrahierer SB1, einen Multiplizierer MP und einen zweiten Subtrahierer SB2. Der erste Subtrahierer SB1 subtrahiert den abgetasteten Wert OV1 von dem Bezugswert REF zum Liefern eines groben Phasenfehlers CPE. Der grobe Phasenfehler CPE ist eine grobe Anzeige für den wirklichen Phasenfehler zwischen dem Bezugszeitpunkt FB und dem periodischen Oszillatorsignal OS, weil ein Wert OV1 des Oszillatorsignals OS benutzt wird, der zu einem Taktzeitpunkt TC1 auftritt, der nur nahe bei dem Bezugszeitpunkt FB liegt. Der Multiplizierer MP multipliziert den Inkrementwert INC mit dem Bruchteil δ zum Erhalten einer multiplizierten Differenz MD. Der Bruchteil δ ist ein Maß der Position des Bezugszeitpunktes FB in Bezug auf die Taktzeitpunkte TC. Der Bruchteil δ kann die Position des Bezugszeitpunktes FB oder des Synchronzeitpunktes SI als Prozentsatz der Zeitperiode zwischen zwei Taktzeitpunkten TC1, TC2 ausdrücken. Wenn beispielsweise der Taktzeitpunkt TC1 vor dem Taktzeitpunkt TC2 auftritt, δ = 20% oder δ = 0,2 bedeutet, dass der Bezugszeitpunkt FB zu dem Zeitpunkt TC1+0,2*(TC2-TC1) auftritt. Der zweite Subtrahierer SB2 subtrahiert die multiplizierte Differenz MD von dem groben Phasenfehler CPE zum Erhalten des Phasenfehlers PE. Folgernd lässt sich der Phasenfehler PE wie folgt ausdrücken:
PE = REF-OV1-δ*INC.
Im Wesentlichen ist der Phasenfehler PE die Differenz zwischen dem Bezugswert REF und einem interpolierten Wert OVE (siehe Fig. 4) des Oszillatorsignals OS, das zu dem Bezugszeitpunkt FB auftritt. Es ist möglich, den Bruchteil δ verschiedenartig zu definieren.
Fig. 4 zeigt das Oszillatorsignal OS, das von einer Ausführungsform des diskreten Zeitoszillator DTO erzeugt worden ist. Das Oszillatorsignal OS umfasst diskrete Werte OV zu Taktzeitpunkten TC. Eine Periode des periodischen Oszillatorsignals OS startet bei t1 mit einem ersten Wert ST1. Der nächste Wert des Oszillatorsignals OS wird dadurch erhalten, dass ein fester Inkrementwert INC zu dem vorhergehenden Wert des Oszillatorsignals OS hinzu addiert wird. Die nächste Periode des Oszillatorsignals startet bei t2 mit einem Presetwert ST2. In Fig. 4 ist die Anzahl Taktzeitpunkte TC in einer einzigen Periode des Oszillatorsignals OS der Deutlichkeit halber klein gehalten. Es wird nun vorausgesetzt, dass der Bezugszeitpunkt FB zwischen den Taktzeitpunkten TC1 und TC2 auftritt, zu denen das Oszillatorsignal die Werte OV1 bzw. OV2 hat. Ein Bezugspegel REF kreuzt eine gerade Linie durch die Oszillatorwerte OV zu einem Zeitpunkt Tiefpassfilter, wenn erwartet wird, dass der Bezugszeitpunkt FB auftritt. Das Oszillatorsignal OS ist mit den Bezugszeitpunkten FB dadurch verriegelt, dass der Rücklaufrwert FBH oder der Inkrementwert INC derart gesteuert wird, dass in einer stabilen Situation der Zeitpunkt Tiefpassfilter mit dem Bezugszeitpunkt FB zusammentrifft. Wie aber in Fig. 4 dargestellt, eilt das Oszillatorsignal OS hinter dem Bezugszeitpunkt FB nach und es wird ein Phasenfehler PE detektiert. Der Phasenfehler PE gibt im Wesentlichen die Differenz in der Zeit zwischen dem Bezugszeitpunkt FB und dem Zeitpunkt Tiefpassfilter an. Der Bezugszeitpunkt FB wird mit Hilfstaktgenauigkeit durch den zeitdiskreten Synchronisationszeitpunkt S1 dargestellt, der aus Abtastwerten des Bezugsimpulses interpoliert wird. Der Phasenfehler PE kann als die Differenz zwischen dem interpolierten Wert OVE des Oszillatorsignals OS zu dem Bezugszeitpunkt FB und dem Bezugswert REF berechnet werden.
Die Rücklaufhöhe FBH des Oszillatorsignals OS wird auf Basis dieses Phasenfehlers PE berechnet. In dem dargestellten Fall tritt der Synchronisationszeitpunkt früh auf und die Rüklaufhöhe FBH wird verringert werden, was zu einem Presetwert ST2 mit einem höheren Wert als der erste Wert ST1 führt. Es ist ebenfalls möglich, den Presetwert ST2 unmittelbar zu berechnen. Die Rücklaufhöhe FBH oder der Presetwert ST2 können derart berechnet werden, dass in der nächsten Periode der Phasenfehler PE genau Null sein wird. Es ist ebenfalls möglich, dass zunächst der Phasenfehler PE gefiltert wird, beispielsweise mit einem (proportionalen und integrierenden) PI-Filter. Nachdem der zweite Wert OV2 des Oszillatorsignals OS aufgetreten ist, ist eine bestimmte Zeit erforderlich zum Bestimmen des Phasenfehlers PE und der Rücklaufhöhe FBH oder des Presetwertes ST2. Folglich dauert es in der Praxis einige Taktperioden, bevor die nächste Periode des Oszillatorsignals OS startet.
Das Oszillatorsignal OS, das eine Pixelposition als eine Funktion der Zeit beschreibt, wird benutzt zum Steuern des Abtastratenwandlers SRC unmittelbar oder über den Wellenformgenerator WG. Ein Wert OV des Oszillatorsignals OS bestimmt für jeden Zeitpunkt (auch zwischen zwei aufeinander folgenden Taktzeitpunkten TC), welche Position des Videosignals geliefert werden soll. So gibt beispielsweise ein Wert OV von 7,3 des Oszillatorsignals an, dass ein Wert des zu liefernden Videoabtastwertesaus umgebenden Eingangsvideowerten entsprechend einem definierten Algorithmus interpoliert werden soll. Die Eingangsvideowerte treten zu integralen Werten zu den Taktzeitpunkten TC auf. Der integrale Teil eines Oszillatorwertes OV bestimmt, welche Eingangsvideoabtastwerte dem Abtastratenwandler SRC zugeführt werden sollen. Der Bruchteil des Oszillatorwertes OV steuert ein veränderliches Verzögerungsfilter, das eine Verzögerung entsprechend einer Hilfstaktperiode zwischen Null und einer Taktperiode schafft. Es kann sein, dass ein Speicher erforderlich ist zum Speichern der Eingangsvideoabtastwerte, die dem veränderlichen Verzögerungsfilter zugeführt werden sollen.
Ein detailliertes Beispiel eines Abtastratenwandlers mit einem derartigen Speicher und mit einem veränderlichen Verzögerungsfilter ist in US-A-5.280.352 beschrieben worden, und zwar als eine Kombination eines Korrekturspeichers und eines Interpolators/Dezimators.
Ein einfaches und preisgünstiges veränderliches Verzögerungsfilter, das ein "ideales" Interpolationsfilter ist, ist als ein veränderliches Phasenverzögerungsfilter oder als eine nicht integrale Verzögerungsschaltung beschrieben, wie diese in den Anmeldungen EP-A-660514 und EP-A-576081 beschrieben ist. Solche ausgangsbetriebene Abtastratenwandler SRC leisten Interpolationen für jeden beantragten Ausgangsabtastwert und leiden nicht an einer Verzögerung zwischen dem Steuersignal CS und dem Ausgangssignal VOS.
Der Abtastratenwandler SRC interpoliert die Ausgangsvideoabtastwerte VOS aus den Eingangsvideoabtastwerten VS. Oder, wie bereits oben angegeben, der Abtastratenwandler SRC verzögert die Eingangsvideoabtastwerte VS zum Erhalten von Ausgangsvideoabtastwerten VOS, die an der richtigen Stelle am Wiedergabeschirm auftreten. Der integrale Teil der veränderlichen Verzögerung wird gemacht mit einem Versatz zwischen den Schreib- und Leseadressen des Eingangsspeichers. Der Hilfspixelteil der veränderlichen Verzögerung wird durch Interpolation mit dem veränderlichen Phasenverzögerungsfilter erhalten.
In einer Kompressionsmode ist der Phasenschritt am Ausgang des veränderlichen Phasenverzögerungsfilters größer als eine Abtastperiode der Eingangsabtastwerte. Deswegen sollte es möglich sein, zwei aufeinander folgende Abtastwerte in einer einzigen Taktperiode in das veränderliche Phasenverzögerungsfilter einzuführen. Um eine Verdopplung der Geschwindigkeitsanforderungen zu vermeiden, kann dies dadurch verwirklicht werden, dass zwei aufeinander folgende Abtastwerte parallel zu dem Eingang des veränderlichen Phasenverzögerungsfilter zugeführt werden. Dadurch sollte der Eingangsspeicher gemultiplext werden, damit es ermöglicht wird, dass in einer einzigen Taktperiode ein Abtastwert geschrieben wird und zwei Abtastwerte ausgelesen werden.
Ein Polyphasenfilter, das imstande ist, eine gewisse Expansion und eine gewisse Kompression durchzuführen, ist ebenfalls geeignet.
Es ist möglich, den Bruchteil des Oszillatorwertes OV verschiedenartig zu definieren. So kann beispielsweise der Bruchteil mit einem Wert 1 starten bei einem Start einer Taktperiode zum linearen Abnehmen bis Null halbwegs der Taktperiode und zum linearen Ansteigen zu 1 von halbwegs der Taktperiode bis zum Ende der Taktperiode. Ein Vorzeichenbit des Bruchteils kehrt halbwegs der Taktperiode um. Ein derartiger Bruchteil ist erforderlich, wenn das veränderliche Verzögerungsfilter benutzt wird, wie in EP-A-660514 und EP-A-576081 beschrieben.
Fig. 5 zeigt schematisch eine geometrische Korrektur mit Hilfe von Videointerpolation nach der vorliegenden Erfindung. Fig. 5A zeigt eine Bildröhrenablenkspulenanordnung TCC, die mit einem Videosignal betrieben wird, das von einem Eingangsbild IPV mit einer einwandfreien Geometrie herrührt. Ohne jegliche Korrekturmaßnahmen würde das Bild OP, das an einem Schirm der Bildröhre wiedergegeben werden würde, geometrisch verzerrt sein, und zwar durch die Unzulänglichkeiten der Bildröhrenablenkspulenanordnung TCC. Die dargestellten Verzerrungen treten auf, wenn keine Ost-West-Korrektur durchgeführt wird. In Fig. 5B entsprechen das Eingangsbild IPV und die Bildröhrenablenkspulenanordnung TCC den entsprechenden Elementen in Fig. 5A. Nach einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird erkannt, dass eine einwandfreie Geometrie des am Schirm wiedergegebenen Bildes OP erhalten wird, wenn nach der Zeitbasiskorrektur der Abtastratenwandler SRC weiterhin derart gesteuert wird, dass der Bildröhrenablenkspulenanordnung TCC ein vorkorrigiertes Eingangsbild CP geliefert wird. Auf diese Weise werden die Eingangsbildvideoabtastwerte IPV verzögert, damit sie zu der nicht konstanten Abtastrate des Elektronenstrahls längs des Wiedergabeschirms passen.
Fig. 6 zeigt das Zeitbasissignal OS und eine Wellenform, die von dem Wellenformgenerator WG entsprechend einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erzeugt worden ist.
Wenn keine geometrischen Korrekturen erforderlich sind, wird das Oszillatorsignal OS (dargestellt wie eine gestrichelte gerade Linie in Fig. 6) als das Steuersignal CS dem Abtastratenwandler SRC zugeführt zum Erhalten der asynchron abgetasteten Videoabtastwerte VOS von den orthogonal abgetasteten Videoabtastwerten VS.
Wenn geometrische Korrekturen erforderlich sind, soll der gewünschte Abtastratenumwandlungsfaktor von dieser geraden Linie hergeleitet werden, sogar innerhalb einer einzigen Videozeile. Die gekrümmte Linie in Fig. 6 zeigt ein Beispiel einer von dem Wellenformgenerator WG erzeugten Wellenform in dem oberen und unteren Teil des Schirms, wenn die Ablenkung nicht für die Ost-West-Verzerrung korrigiert wird. In Richtung der vertikalen Rändern des Schirms wird der Betrag an Verzögerung, eingeführt durch den Abtastratenwandler, wodurch das Video, das der Bildröhre zugeführt wird zum Kompensieren der Expansion wegen der nicht Ost- West-korrigierten Ablenkung, komprimiert wird. Die Wellenform zeigt die Form des zeitdiskreten Steuersignals CS.
Zum Erhalten der Wellenform ist eine genaue Beschreibung der geometrischen Verzerrungen, die durch die Bildröhrenablenkspulenanordnung TCC eingeführt wird, erforderlich. Der Wellenformgenerator WG soll eine Wellenform erzeugen, die mit der zeilenverriegelten Zeitbasiswellenform (dem Ausgangssignal OS des diskreten Zeitoszillators DTO) verriegelt ist, die von der zeitdiskreten phasenverriegelten Schleife PLL erzeugt wird. Die Form der Wellenform ist einstellbar. Der Wellenformgenerator WG kann auf jede bekannte Art und Weise verwirklicht werden. Der Wellenformgenerator WG kann ein Nachschlagtabellensystem sein, wobei die Abtastwerte des Ausgangssignals OS benutzt werden zum aufeinander folgenden Adressieren eines Speichers und wobei die Wellenform aus den werten zusammengesetzt ist, die in den adressierten Zellen des Speichers gespeichert sind. Ein derartiges Nachschlatabellensystem erfordert einen großen Speicher. Auf diese Weise erzeugt der Wellenformgenerator WG vorzugsweise die Wellenform durch Verwendung von Koeffizienten, die eine gewünschte polynominale Wellenform je Zeile bestimmen.
Als Folgerung kann man sagen, dass der Wellenformgenerator WG für jeden Eingangsabtastwert des Abtastratenwandlers SRC die Verzögerung berechnet, die erforderlich ist zum Erhalten eines entsprechenden Ausgangsabtastwertes an der gewünschten Zeitposition.
Fig. 7 zeigt ein Blockschaltbild eines zweidimensionalen Wellenformgenerators WG nach einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die geometrische Korrektur kann eine zweidimensionale Wellenform erfordern, die eine Funktion zweier Variablen x (Zeilenrichtung) und y (Position der aktuellen Zeile in einem Zeilenraster) ist. Im Falle einer rasterabgetasteten Bildröhre ist es üblich, die Zeilen in der horizontalen Richtung (x) abzutasten, so dass die Zeilen in einem Raster in der vertikalen Richtung (y) aufeinander folgen. Im Falle einer transponierten Abtasttung werden die Zeilen in der vertikalen Richtung (x) abgetastet und folgen sie einander in der horizontalen Richtung (y) auf.
Es wird nun vorausgesetzt, dass das Bild auf die übliche Art und Weise abgetastet wird. Die zweidimensionale Wellenform muss Information für jedes Videopixel in einem Raster enthalten. Dieser riesige Betrag an Wellenformdaten wird aus beispielsweise 13 horizontalen * 11 vertikalen = 143 Einstellkoeffizienten AC erzeugt, je in einem Abstand von 64 Pixeln bzw. Zeilen. Von diesen 143 Einstellpunkten werden 11*9 = 99 innerhalb des sichtbaren Teils des Schirms selektiert. Diese 44 Punkte definieren die Wellenformneigungen in der Nähe der Ränder des Schirms. Die Einstellkoeffizienten AC sollen in der vertikalen sowie in der horizontalen Richtung interpoliert werden. Die Einstellkoeffizienten AC werden in einem Speicher MEM gespeichert und werden einem Vertikal-Interpolator VI zugeführt, der zwischenliegende Koeffizienten IC von jedem der 13 Sätze der I1 vertikalen Einstellkoeffizienten AC interpoliert, einen zwischenliegenden Koeffizienten IC für jede Zeile, so dass 13*576 zwischenliegende Koeffizienten IC erzeugt werden. Ein horizontaler Interpolator HI interpoliert von jedem der 576 Sätzen von 13 zwischenliegenden Koeffizienten IC die 704 Datenworte. Auf diese Art und Weise wird die zweidimensionale Wellenform erzeugt, die 704*576 Datenworte umfasst. Dieser Strom von Datenworten ist das Steuersignal CS, das dem Abtastratenwandler SRC geliefert wird. Der vertikale VI und der horizontale HI Interpolator benutzt die Abtastwerte des diskreten Zeitoszillators DTO des Ausgangssignals OS des diskreten Zeitoszillators DTO als Zeitbasiseingang zum Bestimmen der Zeitpunkte, an denen die interpolierten Datenworte erzeugt werden sollen. Ein Sequenzer SE liefert Adressen ADR und ein Speichersteuersignal CRS zu dem Speicher MEM, ein Vertikal-Interpolatorsteuersignal CVI zu dem Vertikal-Interpolator VI und ein Horizontal-Interpolatorsteuersignal CHI zu dem Horizontal-Interpolator HI zum zeitlichen Steuern der Aktivitäten in dem Wellenformgenerator WG, und zwar auf Basis der Abtastwerte OV des diskreten Zeitoszillators DTO.
Eine effektive Art, eine derartige zweidimensionale polynominale Wellenform zu erzeugen, bekannt aus WO-A-97/41680 der Anmelderin, worin ein zweidimensionale quadratische Splinewellenformgenerator beschrieben wird. Die zeilenverriegelte Zeitbasiswellenform OS ersetzt die Positionsinformation.
Der vertikale VI und der horizontale HI Interpolator sollen eine parabelförmige zeitdiskrete Ausgangsfunktion liefern
- w(p) = C0 + p*(C1+p*C2)
wobei
- C0, C1, C2 die einstellbaren Koeffizienten (AC oder IC) je Segment sind,
- p ein alternativer Zeiger innerhalb jedes horizontalen oder vertikalen Segmentes ist, und folglich p = 0, 1/64. 2/64, ...63/64, wenn 64 Pixel oder Zeilen in einem Segment vorhanden sind.
Der relative Zeiger p ist mit dem Ausgangssignal OS des diskreten Zeitoszillators DTO gekoppelt.
Der vertikale quadratische Spline-Interpolator VI soll bei jedem horizontalen Segment einen neuen Datenwert liefern, d. h. einmal je 64 Pixel. Auf diese Art und Weise ist der vertikale Spline-Interpolator VI nicht kritisch, weil 64 Taktimpulse verfügbar sind zum Berechnen eines nächsten Datenwertes. Deswegen ist der vertikale quadratische Spline-Interpolator VI vorzugsweise ein sequenzieller RISC Prozessor, der programmiert ist zum Durchführen der erforderlichen Multiplikationen und Addierungen.
Der horizontale Spline-Interpolator HI soll eine Interpolation in der zwischen zwei aufeinander folgenden Abtastwerten verfügbaren Zeit durchführen. Deswegen ist er als eine parallele Maschine mit zeitdiskreten Multiplizierern ausgebildet. Einer vorteilhaften Ausführungsform des horizontalen Spline-Interpolators HI liegt die Erkenntnis zugrunde, dass p von 0 bis 1 innerhalb eines horizontalen Segmentes linear zunimmt. In diesem Fall ist das Multiplizieren mit einer linear zunehmenden Anzahl p identisch mit einer diskreten Integration. Folglich können die zwei Multiplikationen mit p zum Erhalten der zeitdiskreten Ausgangsfunktion w(p) durch eine Reihenanordnung zweier zeitdiskreten Integratoren I1, I2 ersetzt werden (siehe Fig. 8), die je einen Addierer und ein Speicherregister haben. Die Addierung der zwei multiplizierten Termen in w(p) kann dadurch eliminiert werden, dass die zwei Integratoren voreingestellt werden, wie dies anhand der Fig. 8 näher erläutert wird. Die Anzahl p ist mit dem Ausgangssignal OS des diskreten Zeitoszillators DTO gekoppelt. Weil die Anzahl p linear zunehmen sollte, sollte das Oszillatorsignal OS ein konstantes Inkrement haben. Die zeitdiskrete PLL sollte deswegen durch Änderung der Rücklaufhöhe HFB gesteuert werden.
Fig. 8 zeigt eine Ausführungsform des horizontalen quadratischen Spline-Wellenformgenerators HI nach der vorliegenden Erfindung. Der horizontale quadratische Spline-Wellenformgenerator HI umfasst einen ersten zeitdiskreten Integrator I1, einen Multiplizierer M, einen zweiten zeitdiskreten Integrator I2 und eine Recheneinheit CCM, welche die zwischen liegenden Koeffizienten IC wie C0, C1 und C2, empfängt.
Der erste Integrator I1 addiert einen ersten Inkrementalwert INC1 zu einem ersten Startwert STV1 für jedes Pixel in einem horizontalen Segment. Der erste Integrator I1 wird zu dem ersten Startwert STV1 am Anfang jedes Horizontal- Segmentes voreingestellt. Im Falle, wo ein Segment 64 Pixel umfasst, ist der erste Startwert STV1 = C1 + 1/64*C2 und der erste Inkrementalwert INC 1 = 2/64*C2. Folglich liefert der erste Integrator I1 die nächste Sequenz von Werten:
bei p = 0 C1 + 1/64*C2
bei p = 1/64 C1 + 3/64*C2
bei p = 63/64 C1 + 127/64*C2.
Der Multiplizierer M multipliziert die Ausgangswerte des ersten Integrators I1 mit einem Faktor F, welcher der Reziprokwert der Anzahl Pixel in einem Segment ist, in diesem Fall F = 1/64. In der Praxis wird eine derartige Teilung durch eine Zweierpotenz durch eine einfache Bitverschiebungsschaltung durchgeführt.
Der zweite Integrator I2 addiert einen zweiten Inkrementalwert INC2, welcher der Ausgangswert des Multiplizierers M1 ist, zu einem zweiten Startwert STV2 für jedes Pixel in einem horizontalen Segment. Der zweite Integrator I2 wird zu dem zweiten Startwert STV2 beim Start jedes horizontalen Segmentes voreingestellt. In dem Fall, wo ein Segment 64 Pixel umfasst, liefert der zweite Startwert STV2 = C0 und der zweite Integrator I2 liefert die nächste Sequenz von Werten:
bei p = 0 C0
bei p = 1/64 C0 + 1/64*(C1 + 1/64*C2)
bei p = 1/64 C0 + 1/64*(2*C1 + 4/64*C2)
bei p = 1 C0 + 1/64*(64*C1 + 64*64/64*C2) = C0+C1+C2
Die Recheneinheit CCM berechnet den ersten Inkrementalwert INC 1 und die Startwerte STV1 und STV2 aus den Koeffizienten C0, C1 und C2. Der zweite Integrator I2 liefert die Wellenform w(p), die das Steuersignal CS ist.
Der diskrete Zeitoszillator DTO der zeitdiskreten phasenverriegelten Schleife PLL liefert ein Ausgangssignal OS mit einer Reihe von Oszillatorwerten OV zu Taktzeitpunkten TC, die eine zeilenverriegelte sägezahnförmige Zeitbasis mit einer Neigung gleich eins darstellen (das Inkrement während der Abtastung ist jeden Taktimpuls +1,0) und mit einem gesteuerten Rücklauf mit einer variablen hohen Auflösung FBH. Die Oszillatorwerte OV umfassen einen ganzzahligen Teil, der die Anzahl Taktimpulse angibt und einen Bruchteil, der durch den Rücklaufwert bestimmt wird.
Der ganzzahlige Teil der Oszillatorwerte OV bestimmt, wann ein Segment startet, der Bruchteil bestimmt eine Hilfstaktgenauigkeit des Zeitbasissignals OS.
Der Horizontal-Wellenformgenerator HI sollte vorzugsweise mit dem zeilenverriegelten Zeitbasissignal OS mit einer Hilfstaktgenauigkeit verriegelt sein, damit Jitter vermieden wird. Dies ist dadurch möglich, dass der erste und der zweite Wert STV1, STV2 des ersten bzw. zweiten Integrators I1, I2 angepasst werden, wie in Bezug auf Fig. 9 beschrieben.
Fig. 9 zeigt eine Ausführungsform nach der vorliegenden Erfindung zum Erzeugen des ersten und des zweiten Startwertes STV1, STV2.
Wie bereits oben beschrieben, soll der Horizontal-Slinewellenformgenerator HI eine zeitdiskrete Ausgangsfunktion liefern:
- w(p) = C0 + p*(C1 + p*C2)
Ein geringer horizontaler Zeitversatz (der Bruchteil bestimmt durch den Bruchteil δ) fp verursacht:
- w(p + fp) = C0 + (p + fp)*(C1 + (p + fp)*C2)
was wie folgt geschrieben werden kann:
- w(p + fp) = CO' + p*(C1' + p*C2)
worin
- C0' = C0 + fp*C1 + fp2*C2 = C0 + fp*C1
Folgernd kann man sagen, dass die Horizontal-Splinewellenform mit der Hilfspixelgenauigkeit mit der zeilenverriegelten Zeitbasis verriegelt ist, wenn:
der erste Startwert STV1 ist:
- STV1 = C1' + 1/64*C2' = C1 + (1/64 + 2*fp)*C2
und der zweite Startwert STV2 ist:
- STV2 = CO' = C0 + fp*C1
Dies sind einfache Korrekturen, die einmal je Segment durchgeführt werden müssen. Die Korrekturen können mit Hardware-Addierern und Multiplizierern oder mit einem geeignet programmierten Computer berechnet werden.
Die Ausführungsform nach Fig. 9 umfasst einen ersten Multiplizierer M1, der den Bruchteil fp mit dem Koeffizienten C2 multipliziert, einen ersten Addierer A1, der den Koeffizienten C2 zu dem Ergebnis der ersten Multiplikation addiert, und einen zweiten Addierer A2, der den Koeffizienten C1 mit dem Ergebnis der ersten Addition addiert zum Liefern des ersten Startwertes STV1. Die Ausführungsform der Fig. 9 umfasst weiterhin einen zweiten Multiplizierer M2, der den Bruchteil fp mit dem Koeffizienten C1 multipliziert, und einen dritten Addierer A3, der den Koeffizienten C0 zu dem Ergebnis der zweiten Multiplikation addiert zum Liefern des zweiten Startwertes STV2.
Während die Erfindung im Zusammenhang mit bevorzugten Ausführungsformen beschrieben worden ist, dürfte es einleuchten, dass Modifikationen derselben innerhalb der oben beschriebenen Prinzipien dem Fachmann einleuchten dürften und dass die vorliegende Erfindung sich folglich nicht auf die bevorzugten Ausführungsformen beschränkt, sondern dass solche Modifikationen mit eingeschlossen sind.
Obschon die meisten Ausführungsformen Hardware-Schaltungsanordnungen verwenden ist es ebenfalls möglich, einen geeignet programmierten Computer zu verwenden um die Berechnungen durchzuführen.
Die Anzahl Pixel oder Zeilen in einem Segment können derart selektiert werden, dass man einen Wert anders als 64 hat. Bei einer festen Taktfrequenz nimmt die Genauigkeit der Korrekturwellenform zu, wenn die Anzahl Segmente zunimmt und die Anzahl Pixel je Segment folglich abnimmt.
Der Wellenformgenerator WG ist anhand eines zweidimensionalen Quadrat-Spline-Generators beschrieben worden. Es ist möglich, einen eindimensionalen Wellenformgenerator WG zu benutzen, wenn die Korrektur erforderlich ist, abhängig von nur einer Richtung. Wenn eine komplexere Wellenform für das Steuersignal CS erforderlich ist, ist es möglich, einen Spline-Wellenformgenerator WG einer höheren Ordnung als der zweiten Ordnung zu verwenden. Der Wellenformgenerator WG kann andere Funktionen als Spline-Funktionen erzeugen.
Als Schlussfolgerung kann man sagen, dass bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine Ausgangszeitbasiskorrekturschaltung das orthogonal abgetastete Video Vergleichsschaltung in ein asynchron abgetastetes Video VOS mit asynchronen Abtastwerten umwandelt, die zu Taktzeitpunkten TC eines Taktsignals CLK auftreten. Das asynchron abgetastete Video VOS wird am Wiedergabeschirm einer Wiedergabeanordnung DD wiedergegeben. Ein diskreter Zeitoszillator DTO einer zeitdiskreten phasenverriegelten Schleife PLL liefert ein Zeitbasissignal OS. Die zeitdiskrete phasenverriegelte Schleife PLL bestimmt eine Phasendifferenz PE zwischen dem Zeitbasissignal OS und Bezugszeitpunkten FB, die eine Zeiteinteilung einer Zeilenablenkung der Wiedergabeanordnung DD angeben zum Erhalten des Zeitbasissignals OS, das mit den Bezugszeitpunkten FB verriegelt ist. Das Zeitbasissignal OS steuert einen Abtastratenwandler SRC derart, dass die asynchronen Videowerte VOS, die zu den Taktzeitpunkten TC auftreten, durch den Abtastratenwandler SRC aus dem orthogonal abgetasteten Video Vergleichsschaltung interpoliert werden, so dass das Videosignal an der richtigen Stelle am Wiedergabeschirm wiedergegeben wird. In der Ausgangszeitbasiskorrekturschaltung nach der vorliegenden Erfindung werden alle Schaltungsanordnungen von Taktsignalen CLK getaktet, die von ein und demselben Taktgenerator OSC herrühren.

Claims

1. Ausgangszeitbasiskorrekturschaltung, welche die nachfolgenden Elemente umfasst:

- einen Taktgenerator (OSC) zum Bestimmen von Taktzeitpunkten (TC),

- eine Steuerschaltung (CC) zum Erzeugen eines Steuersignals (CS) in Abhängigkeit von Bezugszeitpunkten (FB), die eine Zeiteinteilung einer Zeilenablenkung einer Wiedergabeanordnung (DD) angeben,

- einen zeitdiskreten Signalwandler (SC) zum Empfangen der Taktzeitpunkte (TC), Videoabtastwerte (VS) auf einem orthogonalen Abtastgitter, und das Steuersignal (CS) zum Liefern asynchroner Ausgangvideoabtastwerte (VOS) zu der Wiedergabeanordnung (DD),

dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (CC) eine zeitdiskrete phasenverriegelte Schleife (PLL) umfasst zum Empfangen der Taktzeitpunkte (TC) und der Bezugszeitpunkte (FB) zum Liefern eines Zeitbasissignals (OS), das mit den Bezugszeitpunkten (FB) verriegelt ist, und dass der genannte Signalwandler (SC) einen Abtastratenwandler (SRC) umfasst zum Empfangen des genannten Zeitbasissignals (OS) als das Steuersignal (CS) zum Liefern der genannten Ausgangsvideosignale (VOS) zu den genannten Taktzeitpunkten (TC).

2. Ausgangszeitbasiskorrekturschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (CC) weiterhin einen Wellenformgenerator (WG) umfasst zum Empfangen des Zeitbasissignals (OS) zum Liefern des Steuersignals (CS) als Zeitbasissignal (OS) angepasst entsprechend einer vorbestimmten Wellenform, zum Schaffen von Wiedergabe-Geometriekorrekturen.

3. Ausgangszeitbasiskorrekturschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die zeitdiskrete phasenverriegelte Schleife (PLL) die nachfolgenden Elemente umfasst:

- Positionsbestimmungsmittel (P) zum Empfangen der Bezugszeitpunkte (FB), die ein analoges Signal sind zum Liefern zeitdiskreter Synchronzeitpunkte (SI) mit einer Hilfstaktgenauigkeit,

- einen diskreten Zeitoszillator (DTO) mit einem Integrator (ACC) zum Summieren eines Inkrementalwertes (INC) zu den Taktzeitpunkten (TC) zum Liefern des Zeitbasissignals (OS), und

- einen Phasendetektor (PD) zum Bestimmen eines Differenzwertes (PE) zwischen einem Bezugswert (REF) und einem interpolierten Abtastwert (OVE) des Zeitbasissignals (OS) zu einem der genannten Bezugszeitpunkte (FB), wobei der diskrete Zeitoszillator (DTO) eine Steuereinheit (CU) umfasst zur Steuerung einer Periode des genannten Zeitbasissignals (OS) in Abhängigkeit von dem genannten Differenzwert (PE).

4. Ausgangszeitbasiskorrekturschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (CU) dazu vorgesehen ist, eine Rücklauthöhe (FBH) des zeitdiskreten Oszillators (DTO) zu steuern und dass die genannte Steuerschaltung (CC) weiterhin einen Wellenformgenerator (WG) aufweist zum Empfangen des genannten Zeitbasissignals (OS) als Zeitbasis zum Liefern des Steuersignals (CS), wobei der Wellenformgenerator (WG) wenigstens einen zeitdiskreten Integrator (I1; I2) umfasst, der einen Startwert (STV1; STV2) und einen Inkrementalwert (INC1; INC2) empfängt, und Mittel (CCM) zum Berechnen des Startwertes (STV1; STV2) aus selektierbaren Koeffizienten (C0,C1,C2) zum Liefern einer polynominalen Wellenform w(x), die mit dem Zeitbasissignal (OS) verriegelt ist und eine Form hat, die durch die selektierbaren Koeffizienten (C0,C1,C2) bestimmt wird.

5. Ausgangszeitbasiskorrekturschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel (CCM) zum Berechnen des Startwertes (STV1; STV2) dazu vorgesehen sind, den Startwert (STV1; STV2) in Reaktion auf eine Hilfstaktposition (fp) des Zeitbasissignals (OS) zu berechnen.

6. Ausgangszeitbasiskorrekturschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Phasendetektor (PD) einen Sampler)SA1) umfasst zum Abtasten des Zeitbasissignals (OS) zu einem Taktzeitpunkt (TC1) in Bezug auf dem einen der genannten Bezugszeitpunkte (FB) zum Erhalten eines Abtastwertes (OV1) und dass der Phasendetektor (PD) dazu vorgesehen ist, den Phasenfehler (PE) als PE = REF - (OV1 + δ*INC) zu berechnen, worin REF der genannte Bezugswert (REF) ist, wobei OV1 der Abtastwert (OV1) ist, worin INC der Inkrementalwert (INC) ist und worin δ ein Bruchteil ist, der die Position des einen der genannten Bezugszeitpunkte (FB) innerhalb einer Taktperiode angibt.

7. Ausgangszeitbasiskorrekturverfahren, wobei dieses Verfahren die nachfolgenden Verfahrensschritte umfasst:

- das Bestimmen (OSC) der Taktzeitpunkte (TC),

- das Erzeugen (CC) eines Steuersignals (CS) in Abhängigkeit von Bezugszeitpunkten (FB), die eine Zeiteinteilung einer Zeilenablenkung einer Wiedergabeanordnung (DD) angibt,

- das Umwandeln (SC) unter Ansteuerung des Steuersignals (SC) von Videoabtastwerten (VS) auf einem orthogonalen Abtastgitter in asynchrone Ausgangsvideoabtastwerte (VOS), die der Wiedergabeanordnung (DD) zugeführt werden sollen, dadurch gekennzeichnet, dass der Verfahrensschritt der Erzeugung (CC) eines Steuersignals (CS) einen zeitdiskreten phasenverriegelten Schleifenschritt (PLL) umfasst zum Empfangen der Taktzeitpunkte (TC) und der Bezugszeitpunkte (FB) zum Liefern eines Zeitbasissignals (OS), das mit den Bezugszeitpunkten (FB) verriegelt ist, und dass der genannte Umwandlungsschritt (SC) einen Abtastratenumwandlungsschritt (SRC) umfasst zum Empfangen des genannten Zeitbasissignals (OS) als das Steuersignal (CS) zum Liefern der genannten Ausgangsvideoabtastwerte (VOS) zu den genannten Taktzeitpunkten (TC).

8. Wiedergabeanordnung (DD) mit einer Ausgangszeitbasiskorrekturschaltung, welche die nachfolgenden Elemente umfasst:

- einen Taktgenerator (OSC) zum Bestimmen der Taktzeitpunkte (TC),

- eine Steuereinheit (CC) zum Erzeugen eines Steuersignals (CS) in Abhängigkeit von Bezugszeitpunkten (FB), die eine Zeiteinteilung einer Zeilenablenkung der Wiedergabeanordnung (DD) angeben,

- einen zeitdiskreten Signalwandler (SC) zum Empfangen der Taktzeitpunkte (TC), der Videoabtastwerte (VS) auf einem orthogonalen Abtastgitter, und des Steuersignals (CS) zum Zuführen asynchroner Ausgangsvideoabtastwerte (VOS) zu der Wiedergabeanordnung (DD),

dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (CC) eine zeitdiskrete phasenverriegelte Schleife (PLL) aufweist zum Empfangen der Taktzeitpunkte (TC) und der Bezugszeitpunkte (FB) zum Liefern eines Zeitbasissignals, das mit den Bezugszeitpunkten (FB) verriegelt ist, und dass der genannte Signalwandler (SC) einen Abtastratenwandler (SRC) umfasst zum Empfangen des Zeitbasissignals (OS) als das Steuersignal (CS) zum Liefern der genannten Ausgangsvideoabtastwerte (VOS) zu den genannten Taktzeitpunkten (TC).