DE69738211T2

DE69738211T2 - Verfahren und Vorrichtung zur differentiellen Erkennung eines einzigartigen Wortes und Demodulation unter Verwendung von differentieller Erkennung eines einzigartigen Wortes

Info

Publication number: DE69738211T2
Application number: DE69738211T
Authority: DE
Inventors: Darren Minato-ku Powierski; Motoya Minato-ku Iwasaki
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1996-11-27
Filing date: 1997-11-26
Publication date: 2008-07-17
Anticipated expiration: 2017-11-27
Also published as: CA2222462C; EP0845888A3; DE69738211D1; JPH10164161A; AU737120B2; EP0845888A2; CA2222462A1; US6088411A; EP0845888B1; AU4679897A; JP2988398B2

Description

Hintergrund der Erfindung.
Die vorliegende Erfindung betrifft ein differentielles Erkennungsverfahren für ein einziges Wort und einen Demodulator unter Verwendung der differentiellen Erkennung des einzigartigen Wortes, wie ein bekanntes einzigartiges Wort (UW) und einen Trägerfrequenzversatz eines quasi-synchronisierten Detektionssignals unter Verwendung einer differentiellen Detektionstechnik erfasst, wobei ein orthogonales Modulationssignal quasi-synchronisiert detektiert wird, indem das bekannte einzigartige Wort in einem Datensignal eingesetzt ist.
Ein derartiges differentielles Detektionssystem zum Erfassen eines einzigartigen Wortes hat ein Merkmal, dass wenn das orthogonale Modulationssignal unter Verwendung eines lokalen Oszillatorsignals unabhängig von dem orthogonalen Modulationssignal quasi-synchronisiert detektiert wird, das einzigartige Wort selbst dann erfasst werden kann, wenn zwischen dem Träger des orthogonalen Modulationssignals und dem lokalen Oszillatorsignal eine Frequenzdifferenz besteht, das heißt selbst wenn ein Trägerfrequenzversatz besteht. Zusätzlich hat es auch das Merkmal, dass das einzigartige Wort mit einer hohen Geschwindigkeit erfasst werden kann. In der offengelegten Japanischen Patentanmeldung Nr. 5-167630 ist ein einzigartiger Wort-Detektor offenbart, der einer eines derartigen differentiellen Detektionssystems für ein einzigartiges Wort ist. Nun wird ein herkömmliches differentielles Detektionssystem für ein einzigartiges Wort anhand der 1, 2 und 3 beschrieben.
1 ist ein Format eines Datensignals gemäß der vorliegenden Erfindung. 2 ist ein Funktionsblockschaltbild, das ein differentielles Detektionssystem für ein einzigartiges Wort gemäß dem Stand der Technik zeigt. Die in der Figur gezeigte differentielle Detektionsschaltung für ein einzigartiges Wort ist eine Basisschaltung für das differentielle Detektionssystem für ein einzigartiges Wort gemäß der vorliegenden Erfindung. Zusätzlich ist 3 ein Diagramm zur Erläuterung der Funktionsweise des differentiellen Detektionssystems für ein einzigartiges Wort gemäß 2.
Mit Bezug auf 1 bildet ein Basisband Datensignal gemäß der vorliegenden Erfindung einen Rahmen mit einem einzigartigen Wort (manchmal als UW abgekürzt), das einem bekannten L-Symbol-Zug und Daten einer Anzahl von Symbolen hat. Das UW wird für ein Rahmensignal verwendet. Das Datensignal hat typischer Weise ein UW von 30 bis 50 Symbolen, Daten von 200 bis 400 Symbolen und ein Rahmenintervall Tf von 40 bis 200 Millisekunden (ms). Das UW ist an der Oberseite jedes Rahmens positioniert. Eine Symbolwiederholungsfrequenz wird durch Fs repräsentiert (Symbol/S), und ein Symbolintervall ist durch Ts = 1/Fs (S) repräsentiert.
Mit Bezug auf 2 wird eine differentielle UW-Detektorschaltung 100 mit einem empfangenen quasi-synchronisierten Detektionssignal S100 = R(t) gespeist und ein lokales einzigartiges Wort Suw = U(t) wird durch Erzeugen eines bekannten UW erhalten. Dann gibt sie ein wechselseitig korreliertes Signal S107 = D(t) aus, das ein Signal ist, welches differentiell das Signal S100 wechselseitig korreliert zu einem Signal ist, das differentiell das einzigartige Wort Suw detektiert. Das quasi-synchronisierte Detektionssignal S100 ist ein Signal, welches das orthogonale Modulationssignal mit dem bekannten UW eingesetzt in das Datensignal quasi-synchronisiert detektiert. Die quasi-synchronisierte Detektion heißt, dass das orthogonale Modulationssignal mit einem lokalen Oszillationssignal unabhängig von dem orthogonalen Modulationssignal, jedoch mit einer Frequenz nahe derjenigen desselben synchron detektiert wird und zu einem Datensignal auf dem Basisband demoduliert wird. Im Allgemeinen besteht eine Frequenzdifferenz F₀ (Hz/S) oder ein Trägerfrequenzversatz (im nachfolgenden als „Versatz" bezeichnet) F₀ zwischen dem Träger des orthogonalen Modulationssignals und dem lokalen Oszillationssignal.
Das quasi-synchronisierte Detektionssignal S100 besteht aus zwei Folgen von phasengleichen (I) Signalen und 90°-phasenverschobenen (Q) Signalen. Im Folgenden kann unter Berücksichtigung dessen, dass das quasi-synchronisierte Detektionssignal S100 ein komplexes Signal aus I- und Q-Signalen ist, die phasengleiche Komponente eines Signals R(t) als ReR(t) bezeichnet werden, was eine reale Signalkomponente bedeutet, und die 90°-phasenverschobene Komponente kann als ImR(t) bezeichnet werden, was eine imaginäre Signalkomponente bedeutet. Das Signal R(t) ist ein Signal mit einem invertierten Code „1" oder „–1". ReR(t) und ImR(t) des quasi-synchronisierten Detektionssignals S100 werden jeweils in das gleiche UW mit der gleichen Zeitabstimmung eingesetzt. Das quasi-synchronisierte Detektionssignal R(t) wird durch die Gleichung (1) ausgedrückt, wenn es den Frequenzversatz F0 gibt. R(t) = S(t)·ej2π(F0·t·Qa) (1)wobei S(t) die zu übertragenen Daten sind und angenommen wird, dass sie QPSK moduliert sind. S(t) = ej2π(k(t)/4) (2)wobei k(t) die Zahl der Modulationsphase des orthogonalen Modulationssignal zum Zeitpunkt t ist und θa irgendeine Phase ist. Wenn angenommen wird, dass ein L-Symbolintervall des UW gleich τ(0 < τ < L·Ts = L/Fs) ist und n eine Rahmenzahl ist, wird ein einzigartiges Wort U(t) durch die Gleichung (3) in einem einzigartigen Wort-Intervall τ ausgedrückt. U(τ) = S(n·TF + τ) (3)
Die differentielle UW-Detektorschaltung 100 verzögert das quasi-synchronisierte Detektionssignal S100 = R(t) durch die Verzögerungsschaltung 101a um N Symbole (= N·Ts Sekunden) (N ist irgendeine positive Zahl), und das um N Symbole verzögerte Signal S101 wird durch eine Komplexkonjugierschaltung 102a komplex konjugiert. Das heißt, die Komplexkonjugierschaltung 102a invertiert den Code von ImR(t) des um N Symbole verzögerten R(t) und verzögert um N Symbole und führt eine Komplexkonjugation des quasi-synchronisierten Detektionssignals R(t) durch, um ein komplex konjugiertes Signal S102 zu erzeugen. Ein Multiplizierer 103a multipliziert das quasi-synchronisierte Detektionssignal S100 mit dem komplex konjugierten Signal S102, das heißt er führt eine N-Symbol-Komplexkonjugation, Verzögerung und Detektion des quasi-synchronisierten Detektionssignals S100 durch, um ein differentielles Datensignal Detektionssignal S103 zu erzeugen. Das differentielle Datensignal Detektionssignal S103 in einem τ Intervall wird durch die Gleichung (4) ausgedrückt, wobei R* der komplexe Kehrwert des quasi-synchronisierten Detektionssignal R(t) ist. S103 = R(n·Tf + τ)·R*(n·Tf + τ – N·Ts) (4)
Andererseits wird ein einzigartiges Wort Suw = U(t) des Basisbandes, welches die gleiche Signalfolge wie das einzigartige Wort in dem quasi-synchronisierten Detektionssignal S100 wiederholt, an der Verzögerungsschaltung 101b und Komplexkonjugierschaltung 102b eingegeben. Das einzigartige Wort U(t) besteht auch aus zwei Folgen, einer realen Signalkomponente ReU(t) und einer imaginären Signalkomponente ImR(t). Die Verzögerungsschaltung 101b erzeugt ein um N Symbole verzögertes Signal S104, dass das einzigartige Wort Suw = U(t), verzögert um N Symbole ist. Die Komplexkonjugierschaltung 102b konjugiert das einzigartige Wort U(t) komplex, das heißt invertiert den Code von ImU(t), um ein komplex konjugiertes Signal S105 zu erzeugen. Ein Multiplizierer 103b multipliziert das um N Symbole verzögerte Signal S104 mit dem komplex konjugierte Signal S105, konjugiert N Symbole komplex, verzögert und detektiert das einzigartige Wort Suw, um ein differentielles UW-Detektionssignal S106 zu erzeugen. Das differentielle UW-Detektionssignal S106 wird durch die Gleichung (5) ausgedrückt, wobei U* der komplexe Kehrwert des einzigartigen Wortes U(t) ist. Das resultierende differentielle UW-Detektionssignal S106 wird an einen Korrelator 104 geschickt und als eine Referenz für die Korrelationsdetektion gespeichert. S106(τ) = U(τ – N·Ts)·U*(τ) (5)
Der Korrelator 104 führt eine Kreuzkorrelation des differentiellen Datensignal Detektionssignals S103 durch, das sequenziell gesandt worden ist und speichert das differentielle UW-Detektionssignal S108 über L Symbole oder über die gesamte Symbollänge des UW. Wenn N = 1 gilt, erzeugt der Korrelator 104 ein Kreuzkorrelationssignal S107 = D(t) wie dies durch die Gleichung (6) zu verstehen ist. S107(t) = D n·Tf + t) = ∫0 L/Fs[S103(t + τ)·S106(τ)] d τ = ∫0 L/Fs[S(n·Tf + t + τ)·S*(n·TF + t + τ – Ts)·ej2π[F 0 (n·TF+t+τ)+θa]·e–j2π[F 0 (n·Tf+t+τ-Ts)+θa]·U(τ – Ts)·U*(τ)] d τ (6)
Wenn t = 0 gilt, wobei die Zeitabstimmung des einzigartigen Wortes in dem quasi-synchronisierten Detektionssignal R(t) in der Zeitabstimmung mit dem einzigartigen Wort U(t) übereinstimmt, kann die Gleichung (6) durch die Gleichung (7) ausgedrückt werden. S107(t = 0) = (L/fs)·ej2πF 0 Ts (7)
In der Gleichung (7) hat das Kreuzkorrelationssignal S107 = D(t) eine Amplitude von (L/Fs) und einen Wert des Phasenwinkels θ von (2 π F0·Ts). Das heißt, der Phasenbegriff θ ist proportional zu einem Produkt des Frequenzversatzes F₀ und der Verzögerungszeit (N × Ts). Im Gegensatz hierzu wird der Frequenzversatz F₀ ausgedrückt durch F₀ = θ/(2 π Ts) = θ·Fs/2 π.
Der Korrelator 104 teilt das Kreuzkorrelationssignal S107 = Signal D(t) in eine reale Komponente Re und eine imaginäre Komponente Im und gibt diese aus. Das heißt, dass Kreuzkorrelationssignal S107 hat ein Beziehung von (L/Fs) = (Re² + Im²)^½ für die Amp litude und eine Beziehung von Re = (L/Fs)·cos θ, Im = (L/Fs)·sin θ für den Phasenterm θ.
Ein UW Detektionssignal 105 quadriert Re bzw. Im des Kreuzkorrelationssignals S107, um einen Leistungswert (L/Fs)² zur erzeugen. Wenn die Zeitabstimmung des einzigartigen Wortes in dem quasi-synchronisierten Detektionssignal R(t) in der Zeitabstimmung mit dem einzigartigen Wort U(t) übereinstimmt, erzeugt der Leistungswert (L/Fs)² eine Spitze an der Position des letzten Symbols des einzigartigen Wortes Suw. Der UW-Detektor 105 vergleicht den Leistungswert (L/Fs)² und den vorbestimmten Schwellwert Sth. Der Schwellwert Sth ist dadurch bestimmt, dass die Größe des Empfangswählers des quasi-synchronisierten Detektionssignals R(t) oder dergleichen berücksichtigt wurde. Wenn der Leistungswert (L/Fs)² größer als der Schwellwert Sth ist, erzeugt der UW-Detektor 105 ein UW-Detektionssignal S108, das anzeigt, dass ein UW auf dem quasi-synchronisierten Detektionssignal S100 detektiert worden ist. Das UW-Detektionssignal S108 wird als ein Rahmensynchronisationssignal bei der Synchronisationsdemodulation des quasi-synchronisierten Detektionssignals S100 oder dergleichen verwendet.
Der UW-Phasenrecheneinheit 106 berechnet eine Phasenterm θ aus Re und Im, die in dem Kreuzkorrelationssignal S107 enthalten sind, um die Frequenzversatzinformation S109 zu erzeugen. Da hierbei die UW-Phasenrecheneinheit 106 den Phasenterm θ einer Kreuzkorrelationsfunktion D(t) als tan^–1 (Im/Re) berechnet, ist die bestimmbare obere Grenze des Phasenterms gleich ± π. Daher wird der Messbereich des Frequenzversatzes F0 gleich ± Fs/2 oder kleiner für Ts = 1 (N = 1) Symbol Zeit.
3 zeigt einen Messbereich des Frequenzversatzes F₀ für N Symbole, das Maß der Verzögerung für das quasi-synchronisierte Detektionssignal R(t) und das einzigartige Wort U(t) in der differentiellen UW-Detektorschaltung 100. Das heißt, der Messbereich des Frequenzversatzes F₀ ist umgekehrt proportional zur Anzahl der Verzögerungssymbole N andererseits würde die Auflösung des Frequenzversatzes F₀ (Frequenzauflösung) proportional zur Menge der Verzögerung N sein. Die Frequenzversatzinformation S109 wird als eine Korrekturinformation für den Trägerfrequenzversatz in der Synchronisationsdemodulation des quasi-synchronisierten Detektionssignals S100 oder dergleichen verwendet.
Dieses herkömmliche differentielle System zur Erkennung eines einzigartigen Wortes hat die Merkmale, dass es nicht nur ein einzigartiges Wort selbst dann erfassen kann, wenn ein Trägerfrequenzversatz vorhanden ist, sondern dass es auch beim Erfassen des einzigartigen Wortes schnell ist.
Das herkömmliche differentielle System zur Erfassung eines einzigartigen Wortes hat jedoch das erste Problem, dass wie in der 3 gezeigt, der Messbereich des Trägerfrequenzversatzes einer Kompromissbeziehung zur Auflösung besteht, so dass die beiden nicht gleichzeitig verbessert werden können.
Das zweite Problem liegt darin, dass das differentielle System zur Erfassung des einzigartigen Wortes keine Maßnahme zum Schutz einer Falscherfassung des einzigartigen Wortes hat.
Zusätzlich liegt das dritte Problem darin, dass wenn der Trägerfrequenzversatz eine hohe Größe hat, dass das differentielle System zum Erfassen des einzigartigen Wortes nicht verhindern kann, dass das Vermögen zum Erfassen des einzigartigen Wortes infolge von Rauschen und Nachbarkanalinterferenz (ACI) verschlechtert wird und ACI enthaltendes Rauschen in einem Signal vergrößert wird, welches dem Demodulator zugeleitet wird.
Ferner liegt das vierte Problem darin, dass beim Schätzen der Zeitabstimmung des einzigartigen Wortes durch das differentielle System zum Erfassen des einzigartigen Wortes die Signalverarbeitungsgeschwindigkeit verringert wird, wenn die Schätzgenauigkeit erhöht wird.
Die US-A-5 282 227 offenbart eine Autokorrelation mit einer Verzögerung zum Einschätzen des Frequenzversatzes. Ferner offenbart dieses Dokument, dass eine kleinere Verzöge rung in dem Frequenzversatz verwendet werden kann und dass diese Detektionsergebnisse kombiniert werden können, um einen Frequenzversatz zu bestimmen.
Zusammenfassung der Erfindung.
Die vorliegende Erfindung dient dazu, ein differentielles System zur Erfassung eines einzigartigen Wortes zu schaffen, dass die ersten und vierten Probleme des Standes der Technik lösen kann.
Diese Aufgabe wird durch die Merkmale der Ansprüche 1 oder 4 gelöst.
Vorteilhafte Ausführungsformen sind in den Unteransprüchen gezeigt.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen.
1 ist ein Datenformat eines Datensignals, das ein einzigartiges Wort und Daten enthält;
2 ist ein Blockschaltbild, das ein herkömmliches differentielles System zur Erfassung eines einzigartigen Wortes zeigt;
3 zeigt die Beziehung zwischen dem Maß der Verzögerung, N Symbolen, in dem herkömmlichen differentiellen System zur Erfassung des einzigartigen Wortes und einen Messbereich für den Frequenzversatz F₀;
4 ist ein Blockschaltbild, das eine erste Ausführungsform des differentiellen Systems zur Erfassung des einzigartigen Wortes gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
5 ist ein Blockschaltbild von NCO 11 aus 4;
6 ist ein Blockschaltbild eines Demodulators, den das differentielle System zur Erfassung des einzigartigen Wortes gemäß 4 verwendet;
7 ist ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform des differentiellen Systems zur Erfassung des einzigartigen Wortes gemäß der vorliegenden Erfindung;
8 ist ein Blockschaltbild eines Demodulators unter Verwendung des differentiellen Systems zur Erfassung des einzigartigen Wortes gemäß 7; und
9 ist eine Beziehung zwischen Trägerfrequenzversatz zu Spektrumsintensität.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen.
4 ist ein Blockschaltbild, das eine erste Ausführungsform des differentiellen Systems zur Erfassung des einzigartigen Wortes gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt. Ein Abtasten des Signalgenerators 2, der eine Abtastrate Fsam von N/Symbolen oder mehr erzeugt, tastet ein erstes quasi-synchronisiertes Detektionssignal R(t) ab, welches ein quasi-synchronisiertes erfasstes orthogonal Modulationssignal mit einem bekannten UW, eingesetzt in ein Datensignal, ist. Das einzigartige Wort U(t) wird auch einem DDD (N) 4 und DDD (N/2) 7 zugeführt. Dessen Ausgänge werden einem DDD (N) 4 und einem DDD (N/2) 7 zugeleitet. Der DDD (N) 4 führt eine Kreuzkorrelation an einem N-Symbol komplex konjugierten Differential-Detektionssignal des getasteten ersten quasi-synchronisierten Detektionssignals mit einem N-Symbol komplex konjugierten Differential-Detektionssignal von dem UW durch, um ein erstes Kreuzkorrelationssignal D1(t) zu erzeugen. Der DDD (N/2) 7 führt eine Kreuzkorrelation eines N/2-Symbol komplex konjugierten Differential-Detektionssignals des abgetasteten quasi-synchronisierten Detektionssignals mit einem N/2-Symbol komplex konjugierten Differential-Detektionssignals des UW durch, um ein zweites Kreuzkorrelationssignal D2(t) zu erzeugen.
Eine erste UW-Detektorschaltung 5 erzeugt ein IA-Modus-UW-Detektionssignal, wenn ein Leistungswert des gedachten Kreuzkorrelationssignals D1(t) einen ersten Schwellwert Sth1 übersteigt. Das IA-Modus-UW-Detektionssignal bestimmt die Position des UW oder eine Rahmenzeitabstimmung des ersten quasi-synchronisierten Detektionssignals.
Eine erste UW-Phasenrechenschaltung 6 erzeugt einen Phasenwert θ1 aus dem ersten Kreuzkorrelationssignal D1(t) und eine zweite UW-Phasenrechenschaltung 8 erzeugt einen Phasenwert θ2 aus dem zweiten Kreuzkorrelationssignal D2(t). Hierbei haben die Phasenwerte θ1 und θ2 bestimmbare obere Grenzen von ± π. Da ein Phasenwert θ = 2πF₀·Ts ist, ist ein messbarer Bereich Fom 1 des Frequenzversatzes F₀ bei dem Phasenwert θ1 ≤ ± π gleich N·Ts = 1. Demgemäß führt Fs = 1/Ts zu ± Fom 1 ≤ ± Fs/2. Ähnlich ist ein messbarer Bereich Fom 2 des Frequenzversatzes F₀ bei dem Phasenwert θ2 ≤ ± π gleich N·Ts = 1/2. Demgemäß führt Fs = 2/Ts zu ± Fom 2 ≤ ± Fs. Für 0 ≤ θ1 < ± π bildet ein Phasensynthesizer die Phasenwert-θ1-IA-Modus-Frequenzversatzinformation. Für den Phasenwert |θ2| ≥ π/2 bildet der Phasensynthesizer die IA-Modus-Frequenzversatzinformation (2 π + θ1) (wobei θ2 ≥ π/2) und (θ1 – 2π) (wobei θ2 ≤ –π/2) gilt. Die Trägerfrequenzversatzinformation kann aus dem Phasenwert θ1 mit hoher Genauigkeit erzielt werden und der Phasenwert θ2 kann den Messbereich des Trägerfrequenzversatzes von ± Fs/2 auf ± Fs ausdehnen. Demgemäß dehnt der Phasensynthesizer den Messbereich des Trägerfrequenzsatzes F₀ auf ± Fs aus und schafft eine Trägerfrequenzversatzinformation mit einer hohen Genauigkeit.
Wenn ein IA-Modus-UW-Detektionssignal ausgegeben wird, gelangt die Ausführungsform in den FA-Modus. Hierbei wird im IA-Modus das abgetastete erste quasi-synchronisierte Detektionssignal R(t) in einem ersten Datenpuffer 3 gespeichert. Beim Empfangen eines IA-Modus-UW-Detektionssignals gibt der erste Datenpuffer das in ihm gespeicherte erste quasi-synchronisierte Detektionssignal an einen ersten Multiplizierer 10 aus. Eine erste numerische Steueroszillatorschaltung (NCO) 11 gibt in Antwort auf die IA-Modus-Frequenzversatzinformation an den ersten Multiplizierer 10 ein Frequenzkompensationssignal aus. Der NOC 11 kann beispielsweise eine in einem Blockschaltbild der 5 gezeigte Anordnung aufweisen. Das heißt, der Ausgang einer integrierenden Schaltung, bestehend aus einem Ein-Abtast-Verzögerungselement 501 und einem Multiplizierer 502 kann durch eine Kosinuswandlerschaltung 502 und eine Sinuswandlerschaltung 503 erzielt werden, die den Ausgang in eine reale Komponente und eine imaginäre Komponente teilen. Der erste Multipliezierer 10 multipliziert das erste quasi-synchronisierte Detektionssignal von dem ersten Datenpuffer 3 und das Frequenzkompensationssignal, um ein zweites quasi-synchronisiertes Detektionssignal zu erzeugen. Hierbei ist das Frequenzkompensationssignal ein Signal, welches den Frequenzversatz des zweiten quasi-synchronisierten Detektionssignals kompensiert, so dass dieser durch die Multiplikation des ersten quasi-synchronisierten Detektionssignals auf nahe Null gesetzt wird.
Das zweite quasi-synchronisierte Detektionssignal wird dem DDD (M) 13 (wobei 1 < M ist), einem differentiellen FA-Modus-UW-Detektionssverzögerungsschaltung über ein an gepasstes Filter 12, das Rauschen und Nachbarkanalinterferenz reduziert, geleitet. Der DDD (M) 13 führt ein Kreuzkorrelation des M-Symbol komplex konjugierten Differential-Detektionssignals des zweiten quasi-synchronisierten Detektionssignals und eines M-Symbol komplex konjugierten Differential-Detektionssignals des UW durch, um ein FA-Modus-Kreuzkorrelationssignal zu erzeugen. Eine FA-Modus-UW-Detektorschaltung 14 hat die gleiche Anordnung wie die IA-Modus-UW-Detektorschaltung 4 und erzeugt ein FA-Modus-UW-Detektionssignal, wenn der Leistungswert des FA-Modus-Kreuzkorrelationssignals einen zweiten Schwellwert Sth2 übersteigt.
Das heißt, da das differentielle System zur Erfassung des einzigartigen Wortes gemäß der vorliegenden Erfindung das UW-Detektionssignal auch in dem FA-Modus, der auf dem IA-Modus folgt, erzeugt, das heißt das UW-Detektionssignal doppelt erzeugen kann, ehe es eine falsch Erfassung des UW verhindern kann. Da das FA-Modus-UW-Detektionssignal die Position des UW mit höherer Genauigkeit als das IA-Modus-UW-Detektionssignal bestimmt, kann es wünschenswerter Weise als ein Rahmensynchronisationssignal des Datensignals anstatt des IA-Modus-UW-Detektionssignals verwendet werden. Zusätzlich ist es möglich Frequenzversatzinformation aus dem FA-Modus-Kreuzkorrelationssignal mit höherer Auflösung als im IA-Modus zu erhalten.
Nun folgt eine Beschreibung eines rahmensynchronisierten Demodulators, der den in der 4 gezeigten differentiellen UW-Detektor verwendet. 6 ist Blockschaltbild eines Demodulators, der eine Rahmenposition mit dem differentiellen System zur Erfassung des einzigartigen Wortes gemäß 4 bestimmt, das heißt die Rahmensynchronisation erzielt. Der Demodulator ist aus einem digitalen Signalprozessor (DSP) gebildet, in welchem ein Mikroprozessor und Speicherschaltung durch Software gesteuert werden.
Das differentielle System zur Erfassung des einzigartigen Wortes gemäß der Schaltung der 6 hat drei DDDs der Anzahl der Verzögerungssymbole, das heißt eine DDD (N) 4 mit N = 1, eine DDD (N/2) 7 mit N = 1/2 und eine DDD (4N) 13 mit N (M) = 4, die auf der differentiellen UW-Detektionsschaltung 100 basieren. Die DDD (N) 4 und DDD (N/2) 7 werden in dem anfänglichen Erfassungs-(IA)-Modus von UW verwendet, während die DDD (4N) in dem Feinabstimmungserfassungs-(FA)-Modus des UW verwendet wird.
Die Schaltung befindet sich zunächst in dem IA-Modus. In dem IA-Modus aktiviert der DSP einen Abtaster 1, einen Abtastsignalgenerator 2, einen Datenpuffer 3, die DDD (N) 4, einen UW-Detektor 5, die UW-Phasenrecheneinheiten 6 und 8, den DDD (N/2) 7 und einen Phasensynthesizer 9.
Im IA-Modus wird dem Abtaster 1 zunächst ein quasi-synchronisiertes Detektionssignal S1 = R(t) zugeleitet, das ein quasi-synchronisiertes detektiertes Orthogonal-Modulationssignal mit einem bekannten UW eingesetzt in ein Datensignal, ist. Der Abtaster 1 tastet das quasi-synchronisierte Detektionssignal S1 mit einem Abtastsignal Ss mit einer Abtastrate von Fsam von 4N/Symbol ab, um ein quasi-synchronisiertes Detektionssignal S2 zu erzeugen, das ein digitales Signal äquivalent ausgedrückt durch eine Funktion R1(t) ist und leitet das Signal S2 zu der DDD (N) 4, der DDD (N/2) 7 und dem Datenpuffer 3. Das von einem Abtastsignalgenerator 2 erzeugte Abtastsignal Ss synchronisiert das Symbol des quasi-synchronisierten Detektionssignals S1 in dem IA-Modus nicht perfekt. Ein einzigartiges Wort Suw = U(t) wird ebenfalls an die DDD (N) 4 und die DDD (N/2) 7 angelegt.
Die DDD (N) 4 führt eine Kreuzkorrelation eines Eins-Symbol (=TS) komplex konjugierten Differential-Detektionssignals des quasi-synchronisierten Detektionssignals S2 und eines Eins-Symbol komplex konjugierten Differential-Detektionssignals des einzigartigen Wortes Suw durch, um ein Kreuzkorrelationssignal S3 = D1(t) zu erzeugen. Die DDD (N/2) 7 führt eine Kreuzkorrelation eines 1/2-Symbol komplex konjugierten Differential-Detektionssignals des quasi-synchronisierten Detektionssignals S2 und eines 1/2-Symbol komplex konjugierten Differential-Detektionssignals des einzigartigen Wortes Suw durch, um ein Kreuzkorrelationssignal S4 = D2(t) zu erzeugen. Diese Operationen sind ähnlich wie diejenigen der differentiellen UW-Detektorschaltung 100 die anhand der 2 und 3 beschrieben worden ist. Die Funktion D1(t) ist die gleiche wie die D(t) der Gleichung (6) und die Funktion D2(t) ist eine Funktion, in welcher die Symbolverzögerungszeit Ts der Funktion D(t) durch Ts/2 ersetzt ist.
Der UW-Detektor 5 quadriert das Kreuzkorrelationssignal S3, um einen Leistungswert (L/Fs)² zu erzeugen und erzeugt ein IA-Modus-UW-Detektionssignal S5, wenn der Leistungswert (L/Fs)² ein vorbestimmten ersten Schwellwert Sth1 übersteigt. Der Schwellwert Sth1 wird bestimmt, indem das S/N-Verhältnis des quasi-synchronisierten Detektionssignals S1 oder dergleichen berücksichtigt wird. Das IA-Modus-UW-Detektionssignal S5 bestimmt die Position des UW oder die Rahmenzeitabstimmung des quasi-synchronisierten Detektionssignals S2. Für das Kreuzkorrelationssignal S4 wird der UW-Detektionsvorgang nicht durchgeführt, um die Signalverarbeitungszeit des DSP zu verkürzen.
Eine UW-Phasenrecheneinheit 6 erzeugt Phaseninformation S6, die den Phasenwert θ1 des Phasenterms des Kreuzkorrelationssignals S3 anzeigt. Zusätzlich erzeugt eine UW-Recheneinheit 4 Phaseninformation S7, die den Phasenwert θ2 des Phasenterms des Kreuzkorrelationssignals anzeigt. Hierbei ist die bestimmbare oberer Grenze des Phasenwertes θ1 = ± π. Da der Phasenwert θ = 2πF₀·Ts ist, ist ein messbarer Bereich Fom 1 des Frequenzversatzes F0 beim Phasenwert θ1 ≤ ± π gleich N·Ts = 1. Demgemäß erbringt Fs = 1/Ts ± Fom 1 ≤ ± Fs/2. Ähnlich ist ein messbarer Bereich Fom 2 des Frequenzversatzes F₀ bei dem Phasenwert θ2 ≤ ± π gleich N·Ts = 1/2. Demgemäß erbringt Fs = 2/Ts ± Fom 2 ≤ ± Fs.
Ein Phasensynthesizer 9 antwortet auf die Phaseninformation S6 und S7, um IA-Modus-Frequenzversatzinformation S8 zu erzeugen, die den Trägerfrequenzversatz des quasi-synchronisierten Detektionssignals S2 angibt. Wenn der Phasenwert θ2 der Phaseninformation S8 |θ2| < π/2 erfüllt, bestimmt der Phasensynthesizer 9 den Phasenwert θ1 der Phaseninformation S6 als die Frequenzversatzinformation S8. Für den Phasenwert |θ2| < π/2 bestimmt der Phasensynthesizer 9, das die IA-Modus-Frequenzversatzinformation S8 (2π + θ1) ist (wobei θ2 ≥ π/2) und (θ1 – 2π) (wobei θ2 ≤ – π/2 gilt). Der Phasenwert θ1 kann Trägerfrequenzversatzinformation mit einer hohen Genauigkeit bereitstellen und der Phasenwert θ2 kann den Messbereich des Trägerfrequenzversatzes F₀ von ± Fs/2 auf ± Fs ausdehnen. Demgemäß dehnt der Phasensynthesizer 9 den Messbereich des Trägerfre quenzversatzes F₀ auf die Symbolfrequenz (± Fs) aus und erzeugt IA-Modus-Frequenzversatzinformation S8 mit hoher Genauigkeit.
Wenn der UW-Detektor 5 das IA-Modus-UW-Detektionssignal S5 an den Datenpuffer 3 ausgibt, gelangt die Schaltung der 6 in den FA-Modus. Wenn sie in dem FA-Modus gelangt, aktiviert der DSP einen Multiplizierer 10, einen numerischen Steueroszillator (NCO) 11, ein angepasstes Filter 12, die DDD (4N) 13, einen Falsch-UW-Detektor 14 und einen Datenpuffer 15. der Multiplizierer 10 und der NCO sollten in einem perfekten Betriebszustand sein, wenn der FA-Modus gestartet wird und können unmittelbar sofort in dem IA-Modus aktiviert werden. Hierbei sollte der Datenpuffer 3 ein Datensignal für weitere mehrere Symbole zusätzlich zu dem UW (Anzahl der Symbole L) des quasi-synchronisierten Detektionssignals S2 speichern. Die Größe des Datensignalspeichers wird bestimmt, indem die Verarbeitungsgeschwindigkeit beim Detektieren des UW in dem IA-Modus berücksichtigt wird. Der Datenpuffer 3 sortiert sequentiell das empfangene quasi-synchronisierte Detektionssignal S2 von den älteren Datensignalen aus, wenn der Speicher voll wird, bis ein UW detektiert wird.
Wenn der Datenpuffer 3 das IA-Modus-UW-Detektionssignal 5 empfängt, liest er das in dem Puffer gespeicherte quasi-synchronisierte Detektionssignal Std in den Multiplizierer 10 ein. Andererseits antwortet der NCO 11 auf die IA-Modus-Frequenzversatzinformation S8, um ein Frequenzkompensationssignal S9 zu erzeugen. Die Frequenz F1 des Frequenzkompensationssignals S9 ist im Wesentlichen gleich dem Frequenzversatz F0, der durch die Frequenzversatzinformation S8 angezeigt ist.
Der DSP deaktiviert die DDD (N) 4, die DDD (N/2) 7, den UW-Detektor 5, die UW-Phasenrecheneinheiten 6 und 8 und den Phasensynthesizer 9, wenn der Phasensynthesizer 9 die IA-Modus-Frequenzversatzinformation S8 in den NCO 11 lädt. In diesem Zustand setzt der Datenpuffer das Ausgeben des quasi-synchronisierten Detektionssignals S2 von dem Abtaster 2 fort, und der NCO 11 gibt weiterhin das Frequenzkompensationssignal S9 mit der Frequenz F1 aus.
Der Multiplizierer 10 multipliziert das quasi-synchronisierte Detektionssignal S2d und das Frequenzkompensationssignal S9, um ein zweites quasi-synchronisiertes Detektionssignal S10 zu erzeugen, indem der Frequenzversatz im Wesentlichen auf Null reduziert ist. Das quasi-synchronisierte Detektionssignal S10 wird an die DDD (4N = M) 13 und den Datenpuffer 15 als ein quasi-synchronisiertes Detektionssignal S11 = R2(t) über das angepasste Filter 12 angelegt. Das angepasste Filter 12 kann ein Nyquist-Filter sein. Da der Trägerfrequenzversatz des quasi-synchronisierten Detektionssignals S10 durch Multiplikation des quasi-synchronisierten Detektionssignals S2d und des Frequenzkompensationssignals S9 gleich (F₀ – F1) = 0 ist, reduziert das angepasste Filter 12 das Rauschen und die ACI des quasi-synchronisierten Detektionssignals S11, das bei einem wesentlichen optimalen Pegel ausgegeben wird.
Die DDD (4N) 13 führt die Signalverarbeitung in Antwort auf das quasi-synchronisierte Detektionssignal S11 in der gleichen Signalanordnung wie das in dem Datenpuffer 3 in dem IA-Modus gespeicherte UW durch, oder das UW-Signal, welches durch die DDD (N4) und die DDD (N/2) 7 verarbeitet worden ist, und das einzigartige Wort Suw. Die DDD (4N) 13 führt ein Kreuzkorrelation eines 4N-Symbol komplex konjugierten Differential-Detektionssignals von UW, das in dem quasi-synchronisierten Detektionssignal S11 enthalten ist, und eines 4N-Symbol komplex konjugierten Differential-Detektionssignals des einzigartigen Wortes Suw durch, um ein Kreuzkorrelationssignal S12 = D3(t) zu erzeugen. Die Anordnung und die Funktionsweise der DDD (4N) 13 sind ebenfalls die gleiche wie bei der differentiellen UW-Detektorschaltung 100. Der Falsch-UW-Detektor 14 hat die gleiche Anordnung wie der UW-Detektor 5 und erzeugt ein FA-Modus-UW-Detektionssignal S13, wenn der Leistungswert des Kreuzkorrelationssignals S12 einen vorbestimmten Schwellwert Sth2 übersteigt.
Das differentielle System zur Erfassung des einzigartigen Wortes gemäß 6 erzeugt das UW-Detektionssignal S13 auch indem auf dem IA-Modus folgenden FA-Modus, das heißt es hat die Möglichkeit, ein UW-Detektionssignal doppelt zu erzeugen, so dass eine Falschdetektion von UW verhindert werden kann. Da sich die UW-Detektion durch die DDD (N) 4 von der UW-Detektion durch das DDD (4N) 13 in der Anzahl der Verzögerungssymbole selbst dann unterscheidet, wenn das gleiche empfangene UW verwendet wird, erscheinen diese so als ob es sich um unterschiedliche Signale handelt, so dass eine Doppelprüfwirkung bei der UW-Detektion verbessert ist. Während die Schaltung der 5 hier die DDD (M) 13 durch die DDD (4N) exemplifiziert, die eine Vier-Symbol komplex konjugierte Differential-Detektion angibt, kann der Effekt auch für die Zeit erzielt werden, die da ist, wenn die Anzahl der Verzögerungssymbole M für die DDD (M) 13 größer als eins ist.
Da DDD (4N) 13 das quasi-synchronisierte Detektionssignal S13 behandelt, welches durch das angepasste Filter 12 hindurch geführt ist, und bei dem Rauschen und Nachbarkanalinterferenz reduziert sind, ist der Fehler bei der UW-Detektion geringer als im IA-Modus. Da zusätzlich die Anzahl der Verzögerungssymbole der DDD (4N) 13 ebenfalls größer als in dem IA-Modus ist, bestimmt das UW-Detektionssignal S13 die Position des UW mit höherer Genauigkeit als das UW-Detektionssignal S5. Daher ist es, wenn der FA-Modus erst einmal errichtet ist, vorzuziehen, das UW-Detektionssignal S13 anstatt des UW-Detektionssignals S5 als ein Rahmensynchronisationssignal für ein empfangenes Datensignal zu verwenden. Zusätzlich ist es möglich, aus dem Kreuzkorrelationssignal S13 Frequenzversatzinformation zu erhalten, die eine höhere Frequenzauflösung als in dem IA-Modus hat, indem eine UW-Phasenrecheneinheit ähnlich wie die UW-Phasenrecheneinheit 5 verwendet wird.
Wenn der Falsch-UW-Detektor 14 im FA-Modus nicht das FA-Modus-UW-Detektionssignal S13 ausgibt, kehrt der DSP den UW-Detektionsvorgang selbst dann in den IA-Modus zurück, wenn das IA-Modus-UW-Detektionssignal S5 in dem IA-Modus eine Falsch-UW-Detektion ist. Anders ausgedrückt, der DSP aktiviert wiederum den DDD (N4), den UW-Detektor 5, die UW-Phasenrecheneinheiten 6 und 8, die DDD (N/2) 7 und den Phasensynthesizer 9 und deaktiviert wenigstens das angepasste Filter 12, die DDD (4N) 13, den Falsch-UW-Detektor 14 und den Datenpuffer 15. Danach wird die UW-Detektion in dem IA-Modus fortgesetzt.
Wenn das FA-Modus-UW-Detektionssignal S13 ausgegeben wird, kehrt die Schaltung gemäß 6 in den stationären Zustands-(SS)-Modus zurück, um ein quasi-synchroni siertes Detektionssignal S11d synchron zu detektieren und es in ein Datensignal S15 zu demodulieren. Wenn der SS-Modus erst einmal errichtet ist, aktiviert der DSP einen Multiplizierer 16, einen numerischen Steueroszillator (NCO) 17, eine Trägerwiedergewinnungsschaltung (CR) 18 und eine Bit-Zeitabstimmungswiedergewinnungsschaltung (BTR) 19. Hierbei speichert bei der UW-Detektion im FA-Modus der Datenpuffer 15 das UW in dem quasi-synchronisierten Detektionssignal S11 und Daten für mehrere Symbole, die auf dieses UW folgen. Die Größe des Datensignalspeichers des Datenpuffers 15 wird ebenfalls bestimmt, indem die Verarbeitungsgeschwindigkeit der UW-Detektion im FA-Modus berücksichtigt wird.
Wenn der Datenpuffer 15 das FA-Modus-UW-Detektionssignal S13 empfängt, liest er das gespeicherte quasi-synchronisierte Detektionssignal S11 und gibt dieses als ein quasi-synchronisiertes Detektionssignal S11d an den Multiplizierer 16 aus. Darauffolgend deaktiviert der DSP wenigstens die DDD (4N) 13 und den Falsch-UW-Detektor 14. In diesem Zustand setzt der Datenpuffer 15 das Ausgeben des quasi-synchronisierten Detektionssignals S11 vom angepassten Filter 12 als dem quasi-synchronisierten Detektionssignal S11d fort.
Die Multiplizierer 16 detektiert synchron mit dem phasengleichen lokalen Oszillatorsignal S14 vom NCO 17 das quasi-synchronisierte Detektionssignal S11d und demoduliert dieses zu einem Datensignal S15. Hierbei antwortet der NCO 17 auf einen Symboltakt S16, der aus dem Datensignal S15 durch den CR 18 gewonnen worden ist, um ein phasengleiches lokales Oszillatorsignal S14, das mit dem Träger des quasi-synchronisierten Detektionssignals S11d phasengleich ist, zu erzeugen. Zusätzlich gewinnt der BTR 19 den Symboltakt aus dem Datensignal 15 wieder und erzeugt ein Zeitabstimmungssignal S17, das mit dem Symboltakt synchronisiert ist. Das Zeitabstimmungssignal S17 wird in dem SS-Zustand als ein Synchronisationssignal für ein Abtastsignal Ss verwendet, das von dem Abtastsignalgenerator erzeugt worden ist.
Da in der Ausführungsform der 6 die Demodulatorschaltung, bestehend aus dem Multiplizierer 16, im numerischen Steueroszillator (NCO) 17, der Trägerwiedergewin nungsschaltung (CR) 18 und der Bit-Zeitabstimmungswiedergewinnungsschaltung (BTR) 19 das zweite quasi-synchronisierte Detektionssignal S11d vom Datenpuffer 15 synchron detektiert kann die Demodulatorschaltung das quasi-synchronisierte Detektionssignal S11 von dem angepassten Filter 12 synchron detektieren, um ein Datensignal wieder zu gewinnen. Das heißt, die Demodulatorschaltung kann den Demodulationsvorgang für das quasi-synchronisierte Detektionssignal unmittelbar nach der Beendigung des IA-Modus einführen. In diesem Fall ist jedoch keine Funktion zugefügt, um die Falschdetektion des UW zu verhindern.
Zusätzlich kann der UW-Detektionsvorgang in dem FA-Modus gleichzeitig mit dem UW-Detektionsvorgang in dem IA-Modus bei Empfang des ersten quasi-synchronisierten Detektionssignals S2 durchgeführt werden. Wenn sowohl das IA-Modus-UW-Detektionssignal als auch das FA-Modus-UW-Detektionssignal auftreten, würde dies bedeuten, dass das UW erfolgreich erfasst ist. Wenn das UW erst einmal erfolgreich erfasst ist, wird das erste quasi-synchronisierte Detektionssignal S2d aus dem Datenpuffer 3 ausgelesen und der Demodulatorschaltung zugeführt.
Anhand des Blockschaltbildes der 7 wird nun eine zweite Ausführungsform des UW-Differentialdetektors beschrieben. In der Fig. ist es wie bei der vorstehend beschriebenen Anordnung, dass die Differentialdetektion des UW und die synchronisierte Detektionsdemodulation des Datensignals durch die drei Stufen des IA-Modus, des FA-Modus und SS-Modus durchgeführt werden. Sie unterscheidet sich jedoch in der Anordnung und in der Funktionsweise für die Durchführung des IA-Modus. Das System zur differentiellen Erfassung des einzigartigen Wortes gemäß 7 dient primär dazu, das Rauschen und die Nachbarkanalinterferenz in dem zweiten quasi-synchronisierten Detektionssignal, dass der DDD (N) und der DDD (N/2) in dem IA-Modus zugeführt wird, zu reduzieren und dazu, das IA-Modus-UW-Detektionssignal und den Trägerfrequenzversatz mit hoher Genauigkeit und hoher Geschwindigkeit zu detektieren.
Das erste quasi-synchronisierte Detektionssignal R(t) wird in einem Abtaster 1 durch einen Abtastsignalgenerator 2, der eine Abtastrate Fsam von N/Symbol erzeugt, abgetastet.
Das abgetastete erste quasi-synchronisierte Detektionssignal wird für einen Trägerfrequenzversatz F₀ von einem Frequenzschieber 31a um eine erste Frequenz ΔF1 verschoben und für den Frequenzversatz F₀ vom Frequenzschieber 31b um eine zweite Frequenz ΔF2, die sich von der ersten Frequenz ΔF1 unterscheidet, verschoben. Wenn der maximale Trägerfrequenzversatz des quasi-synchronisierten Detektionssignals R(t) geschätzt wird, dass er ± Fom ist, wenn ΔF1 = –ΔF2 = Fom/2 ist, wird wenigstens eines der frequenzverschobenen ersten quasi-synchronisierten Detektionssignale bezüglich des Frequenzversatzes F₀ auf Fom/2 oder darunter verbessert.
Das erste quasi-synchronisierte Detektionssignal mit dem Frequenzversatz von (F₀ – ΔF1) = Fa und das erste quasi-synchronisierte Detektionssignal mit dem Frequenzversatz (F₀ – ΔF2) = Fb werden an den Tiefpassfiltern (LPFs) 23a bzw. 23b eingegeben. Sie werden durch die LPFs 23a und 23b bandbegrenzt, Rauschen und Nachbarkanalinterferenz werden reduziert und dann werden sie an die DDD (N) 4a und 4b, und die DDD (N/2) 7a und 7b angelegt, die ähnlich wie die vorstehend beschriebenen sind. Die von der DDD (N) 4a und 4b ausgegebenen Kreuzkorrelationssignale werden den UW-Detektoren 5a und 5b und den UW-Phasenrecheneinheiten 6a und 6b zugeführt, um UW-Detektionssignale und Phasenwerte θ1a und θ1b der Kreuzkorrelationssignale ähnlich wie vorstehend beschrieben, zu erzeugen. Zusätzlich werden von der DDD (N/2) 7a und 7b ausgegebene Kreuzkorrelationssignale den UW-Phasenrecheneinheiten 8a und 8b zugeführt, um Phasenwerte θ2a und θ2b der Kreuzkorrelationssignale ähnlich wie vorstehend beschrieben, zu erzeugen. Ein zweiter Phasensynthesizer 9a wird mit den Phasenwerten θ1a und θ2a gespeist, um eine zweite Trägerfrequenzversatzinformation ähnlich wie vorstehend beschrieben, zu erzeugen. Ein dritter Phasensynthesizer 19b wird mit θ1b und θ2b gespeist, um die dritte Trägerfrequenzversatzinformation ähnlich wie vorstehend beschrieben zu erzeugen.
Der UW-Wähler 27 vergleicht die Größe des UW-Detektionssignals, das auf der Basis des ersten quasi-synchronisierten Detektionssignals mit dem Frequenzversatz Fa erzeugt worden ist mit der des UW-Detektionssignals, welches auf der Basis des ersten quasi-synchronisierten Detektionssignals mit dem Frequenzversatz Fb erzeugt worden ist, wählt das UW-Detektionssignal mit dem größeren Wert als ein IA-Modus-UW-Detektionssignal und leitet dieses zu dem ersten Datenpuffer 3. Hierbei schafft der kleinere Frequenzversatz für das erste quasi-synchronisierte Detektionssignal eine geringere Signalstörung durch die Bandbegrenzung und einen niedrigen Erfassungsfehler in dem IA-Modus-Detektionssignal. Das gewählte IA-Modus-Detektionssignal wird auch an einen Frequenzversatzinformationswähler 28 angelegt.
Der Frequenzversatzinformationswähler 28 wählt die Trägerfrequenzversatzinformation, die das Kreuzkorrelationssignal verwendet, welches das IA-Modus-Detektionssignal als IA-Modus-Frequenzversatzinformation bereitstellt und sendet dieses an den ersten numerischen Steueroszillator 11 zur Frequenzkompensation. Da die IA-Modus-Frequenzversatzinformation den Frequenzfehler in dem Frequenzkompensationssignal, welches durch den ersten numerischen Steueroszillator 11 durch die in der 4 gezeigte Struktur erzeugt worden ist, weiter reduzieren kann, dient es zur Verringerung des Frequenzversatzes des zweiten quasi-synchronisierten Detektionssignals, welches dem angepassten Filter 12 zugeleitet wird. Demgemäß ist das Spektrum des zweiten quasi-synchronisierten Detektionssignals weiter nahe den Frequenzcharakteristika des angepassten Filters 12. Somit kann es Rauschen und Nachbarkanalinterferenz, mit der der zweite Datenpuffer von der DDD (M) 13 beaufschlagt wird, die im FA-Modus verwendet werden oder die Demodulatorschaltung, die in dem SS-Modus verwendet wird, reduzieren.
Die Signalverarbeitungszeit kann durch die UW-Phasenrecheneinheiten 8a und 8b und die UW-Phasendetektoren 5a und 5b weiter verkürzt werden, indem zwei Kreuzkorrelationssignale, die von den DDD (N) 4a und 4b und der DDD (N/2) 7a und 7b mit einer halben Abtastrate des ersten quasi-synchronisierten Detektionssignals hin und her abgetastet werden.
8 zeigt ein Blockschaltbild eines Demodulators, der den in der 7 gezeigten UW-Differentialdetektor verwendet.
8 zeigt auch einen Demodulator, zur Rahmensynchronisation mit dem differentiellen System zur Erfassung eines einzigartigen Wortes. Der Demodulator ist auch durch einen DSP gebildet, in dem ein Mikroprozessor und eine Speicherschaltung durch Software gesteuert sind. In der 8 ist die Darstellung des in der 6 gezeigten Datenpuffers 15, Multiplizierer 16, NCO 16, CR 18 und BTR 19 weggelassen.
Das differentielle System zur Erfassung eines einzigartigen Wortes und der Demodulator der 8 sind in soweit dem Demodulator der 1 gleich, als sie die differentielle Erfassung des UW, und die synchronisierte Erfassung und die Demudulation eines Datensignals über drei Stufen des IA-Modus, FA-Modus und SS-Modus durchführen. Sie unterscheiden sich jedoch in der Schaltungskonfiguration und in der Funktionsweise für die Durchführung des IA-Modus von der Ausführungsform der 6. Diese Ausführungsform dient primär dazu, das IA-Modus-UW-Detektionssignal schnell und die Trägerfrequenzversatzinformation S8 mit hoher Genauigkeit zu detektieren, indem Rauschen und Nachbarkanalinterferenz in einem quasi-synchronisierten Signal S23a oder S23b, welches im IA-Modus der DDD (N) 4a und 4b und DDD (N/2) 7a und 7b zugeführt werden, verringert werden. Im Folgenden wird die Funktionsweise des IA-Modus in dieser Ausführungsform auch anhand der 2 und 3 beschrieben.
Auch in der Schaltung gemäß 8 wird das quasi-synchronisierte Detektionssignal S1 = R(t) durch einen Abtaster 1 mit einer Abtastrate Fsam N/Symbol oder mehr, die durch einen Abtastsignalgenerator 2 erzeugt wird, abgetastet und in ein quasi-synchronisiertes Detektionssignal S2 = R1(t) umgewandelt. Das Signal S2 wird als ein Signal für das System zur differentiellen Erfassung des UW in zwei unterteilt. Eines derselben wird ein quasi-synchronisiertes Detektionssignal S23a mit dem Trägerfrequenzversatz Fa, in welchem der Trägerfrequenzversatz F₀ um eine erste Frequenz ΔF1 verschoben ist. Das andere wird ein quasi-synchronisiertes Detektionssignal S23b mit dem Trägerfrequenzversatz Fb, in welchem der Frequenzversatz F₀ um eine erste Frequenz ΔF2 verschoben ist, die sich von der ersten Frequenz ΔF1 unterscheidet. Wenn der maximale Trägerfrequenzversatz des quasi-synchronisierten Detektionssignals S2 als Fom geschätzt wird, weil ΔF1 = –ΔF2 = Fom/2 gilt, ist wenigstens eines der frequenzverschobenen ersten quasi-synchronisierten Detektionssignale S23a und S23b bezüglich seines Frequenzversatzes F₀ auf Fom/2 oder darunter verbessert. 9 zeigt die Beziehung zwischen der Trägerversatzfrequenz bezogen auf die Spektrumsintensität. Es folgt die Beschreibung anhand dieser Figur.
Es wird nun die Frequenzverschiebung des quasi-synchronisierten Detektionssignals S2 im Einzelnen beschrieben. Ein Oszillator 22a erzeugt ein lokales Oszillatorsignal S22a mit der Frequenz ΔF1. Ein Multiplizierer 21a führt eine Frequenzvermischung des quasi-synchronisierten Signals S2 und des lokalen Oszillatorsignals S22a durch, um ein quasi-synchronisiertes Detektionssignal S21a mit einem Trägerfrequenzversatz Fa = (F₀ – ΔF1) zu erzeugen. Zusätzlich erzeugt ein Oszillator 22b ein lokales Oszillatorsignal S22b mit der Frequenz ΔF2. Ein Multiplizierer 21b führt eine Frequenzvermischung des quasi-synchronisierten Detektionssignals S2 und des lokalen Oszillatorsignal S22b durch, um ein quasi-synchronisiertes Detektionssignal S21b mit dem Trägerfrequenzversatz Fb = (F₀ – ΔF2) zu erzeugen. Solange als der Trägerfrequenzversatz F0 des quasi-synchronisierten Detektionssignals S2 gleich groß Fom oder darunter ist, folgt, das wenigstens eines der quasi-synchronisierten Detektionssignale S21a und S21b bezüglich seines Trägerfrequenzversatzes F₀ auf Fom/2 oder darunter verbessert ist.
Um das Rauschen und Nachbarkanalinterferenz zu reduzieren werden die quasi-synchronisierten Detektionssignale S21a und S21b durch die Tiefpassfilter 23a und 23b tiefpass-gefiltert und jeweils in die quasi-synchronisierten Detektionssignale S23a und S23b gewandelt. Wenn nun in der Schaltung der 8 die Bandbreite des Signals S2 = BW ist und der Frequenzversatz Fom ist, sollte das quasi-synchronisierte Signal S2 durch eine Tiefpassschaltung oder ein Tiefpassfilter mit einer Bandbreite (Fom + BW) oder größer hindurch gehen, um das quasi-synchronisierte Detektionssignal S2 ohne Signalstörung an die DDD (N) 4 und DDD (N/2) 7 umzulegen. Das heißt, das Rauschband des quasi-synchronisierten Detektionssignals S2 ist (Fom + BW) oder mehr.
Andererseits verwendet diese Ausführungsform nur eines der quasi-synchronisierten Detektionssignale S21a und S21b für die UW-Detektion, wie dies später beschrieben wird. Daher ist es ausreichend, wenn die Bandbreite der Tiefpassfilter 23a und 23b gleich (Fom/2 + Bw) ist. Dann wird eines der Signale S21a oder S21b bezüglich des Rauschban des über die Schaltung von 6 durch Fom/2 verbessert, ohne dass eine Signalstörung verursacht wird. Das heißt, die IA-Modus-UW-Detektion kann gemäß dieser Ausführungsform schnell das IA-Modus-UW-Detektionssignal S5 und die Frequenzversatzinformation S8 mit hoher Genauigkeit ausgeben, indem das Rauschen und die Nachbarkanalinterferenz in dem quasi-synchronisierten Detektionssignal S23a und S23b, die den DDD (N) 4a und 4b und den DDD (N/2) 7a und 7b zugeführt werden, reduziert sind. Dieser Effekt ist dann signifikant, wenn der geschätzte maximal Wert Fom des Frequenzversatzes verglichen mit der Bandbreite des quasi-synchronisierten Detektionssignals S2 groß ist.
Die Schaltung gemäß 8 verursacht, dass jedes quasi-synchronisierten Detektionssignal S23a und S23b die UW-Detektion ähnlich dem IA-Modus der 6 und die Erzeugung der Trägerfrequenzversatzinformation durchführt. Die quasi-synchronisierten Detektionssignale S23a und S23b werden den DDD (N) 4a und 4b und den DDD (N/2) 7a und 7b jeweils zugeführt. Die DDD (N) 4a und 4b bzw. die DDD (N/2) 7a und 7b werden jeweils mit einem einzigartigen Wort Suw gespeist. Die DDD (N) 4a und 4b geben ein Kreuzkorrelationssignal S3a = D1a(t) und S3b aus. Die DDD (N/2) 7a und 7b geben ein Kreuzkorrelationssignal S4a = D2a(t) und S4b aus. Die DDD (N) 4a und 4b führt den gleichen Vorgang wie die DDD (N) 4 der 6 durch und die DDD (N/2) 7a und 7b führen den gleichen Vorgang wie die DDD (N/2) 7 der 6 durch.
Hierbei hat die Schaltung der 8 einen Abtastsignalgenerator 24 und Abtaster 25a, 25b, 26a und 26b. Der Abtastsignalgenerator 24 gibt ein Abtastsignal mit 4N/Symbol (N = 1) aus, das alternierend als Abtastsignale Ssa Ssb ausgegeben wird. Das heißt der Abtastsignalgenerator 24 gibt die Abtastsignale Ssa und Ssb, welche hin und her abgetastete Signale sind, und deren Abtastrate gleich 2N/Symbol ist, aus. Das Abtastsignal Ssa wird an die Abtaster 25a und 26a, das Abtastsignal Ssb wird an die Abtaster 25b und 26b angelegt.
Die Kreuzkorrelationssignale S3a und S4a werden durch die Abtaster 25a bzw 26a abgetastet, um in die Kreuzkorrelationssignale S26a und S25a gedreht zu werden. Die Kreuzkorrelationssignale S3b und S4b werden durch die Abtaster 25b bzw. 26b abgetastet werden, um in die Kreuzkorrelationssignale S26a und S25b gedreht zu werden. Die Kreuzkor relationssignale S26a und S26b werden jeweils an die UW-Phasenrecheneinheiten 6a und 6b und UW-Detektoren 5a und 5b geleitet. Die Kreuzkorrelationssignale S25a und S25b werden jeweils an die UW-Phasenrecheneinheiten 8a und 8b geleitet. Der Grund dafür, warum die Kreuzkorrelationssignal an die UW-Phasenrecheneinheiten 6a und 6b, 8a und 8b und die UW-Detektoren 5a und 5b geleitet wereden, ist, dass sie mit der Abtastrate des quasi-synchronisierten Detektionssignals S1 hin und her abgetastet sind, um die Signalverarbeitungszeit durch UW-Phasenrecheneinheiten und die UW-Detektoren zu verkürzen.
Die UW-Phasenrecheneinheiten 6a, 6b, 8a und 8b arbeiten auf die gleiche Weise wie die UW-Phasenrecheneinheiten 6. Das heißt, die UW-Phasenrecheneinheiten 6a, 6b, 8a und 8b erzeugen Phasenwerte θ1a, θ1b, θ2a und θ2b der Kreuzkorrelationsfunktionen S26a, S26b, S25a bzw. S25b. Ein Phasensynthesizer 9a wird mit der Phaseninformation S6a des Phasenwertes θ1a und der Phaseninformation S7a des Phasenwertes θ2a gespeist, um die Trägerfrequenzversatzinformation S8a zu erzeugen. Ein Phasensynthesizer 9b wird mit der Phaseninformation S6b des Phasenwertes θ1b und der Phaseninformation S7b des Phasenwertes θ2b gespeist, um Trägerfrequenzversatzinformation S8b zu erzeugen. Wenn die Leistungswerte der Kreuzkorrelationsfunktionen S26a und S26b einen vorbestimmten Schwellwert Sth3 übersteigen, erzeugen die UW-Detektoren 5a und 5b UW-Detektionssignale S5a und S5b mit einer Größe jeweils entsprechend den Leistungswerten.
Ein UW-Wähler 27 vergleicht die Größe des UW-Detektionssignals S5a von dem UW-Detektor 5a mit der Größe des UW-Detektionssignals S5b vom UW-Detektor 5b wählt das UW-Detektionssignal mit dem größeren Wert als ein IA-Modus-UW-Detektionssignal S5 und leitet dieses zum Lesen eines Datensignals aus dem Datenpuffer 3. Dies ist deshalb der Fall weil ein stärkeres UW-Detektionssignal einen kleineren Trägerfrequenzversatz des quasi-synchronisierten Detektionssignals S23a oder S23b und eine höhere Genauigkeit bei der UW-Detektion erzeugt.
Zusätzlich wird auch ein Frequenzversatzinformationswähler 28 mit dem IA-Modus-Detektionssignal S5 gespeist. Der Frequenzversatzinformationswähler 28 wählt die Trägerfrequenzversatzinformation unter Verwendung der Kreuzkorrelationsfunktion aus, der das IA-Modusdetektionssignal S5 als IA-Modus-Frequenzversatzinformation S8 erzeugt und liefert diese für das Setzen einer Frequenz des NCO 11.
Wenn das IA-Modus-UW-Detektionssignal S5, das in dem Datenpuffer 3 gespeicherte Datensignal liest und ein IA-Modus-Frequenzversatzsignal S8 in den NCO 8 geladen wird, ist der IA-Modus beendet. Wenn der IA-Modus beendet ist, deaktiviert der DSP die Frequenzschieberschaltung, die DDD (N) 4a und 4b und die DDD (N/2) 7a und 7b für das quasi-synchronisierte Detektionssignal S2 sowie auch die Schaltungen für die Verarbeitung der Kreuzkorrelationssignale von diesen DDD (N) und DDD (N/D), um das IA-Modus-UW-Detektionssignal S5 und IA-Modus-Frequenzversatzinformation S8 zu erzeugen und bewegt das System zur differentiellen Erfassung des UW in den nächsten FA-Modus, wie dies anhand der 6 beschrieben ist.
Wie vorstehend beschrieben hat die vorliegende Erfindung IA-Modus-UW-Differentialdetektionsmittel, die mit einem quasi-synchronisierten Detektionssignal und einem einzigartigen Wort gespeist werden und die die Anzahl von Verzögerungssymbolen N (wobei 0,5 < N ≤ 1 gilt) und N/2 haben, um die differentiellen Detektionssignale jeweils komplex zu konjugieren; und IA-Modus-UW-Detektormittel zum Antworten auf die Kreuzkorrelationssignale von den IA-Modus-UW-Differentialdetektionsmitteln und Erzeugen eines IA-Modus-UW-Detektionssignals, welches die Detektion des einzigartigen Wortes angibt und eine IA-Frequenzversatzinformation erzeugt, die den Trägerfrequenzversatz des ersten quasi-synchronisierten Detektionssignals angibt, so dass es die Vorteile hat, dass es einen Messbereich für den Trägerfrequenzversatz ausdehnen kann, während das Erfassen der Position des einzigartigen Wortes mit hoher Genauigkeit aufrecht erhalten wird und die Auflösung für die Trägerfrequenz bei einem niedrigen Pegel aufrecht erhalten wird.
Zusätzlich betreibt die vorliegende Erfindung FA-Modus-UW-Differentialdetektionsmittel mit einer Anzahl von Verzögerungssymbolen M (wobei 1 < M gilt) für das komplex konjugierte Differentialdetektionssignal nach der Beendigung des IA-Modus, wodurch es den Vorteil hat, das die falsche Erfassung eines einzigartigen Wortes in dem IA-Modus verhindert wird.

Claims

Demodulator mit einem differentiellen Detektor eines einzigartigen Wortes (UW), mit: ersten UW-Detektormitteln zum Detektieren eines ersten UW-Detektionssignals und eines Frequenzversatzes eines Eingangssignals, in welches ein einzigartiges Wort UW eingesetzt ist, wobei die ersten UW-Detektormittel eine erste DDD, Differentialverzögerungsschaltung, aufweisen, mit ersten Autokorrelationsmitteln zum Autokorrelieren des Eingangssignals unter Verwendung einer Verzögerung von N Symbolen, 0,5 < N < 1, und zweiten Autokorrelationsmitteln zum Autokorrelieren des UW unter Verwendung einer Verzögerung von N Symbolen und Mitteln zum Kreuzkorrelieren des Ausgangs der ersten und zweiten Autokorrelationsmittel, wobei die ersten UW-Detektormittel ferner eine zweite DDD mit dritten Autokorrelationsmitteln zum Autokorrelieren des Eingangssignals unter Verwendung einer Verzögerung von N/2 Symbolen und vierten Autokorrelationsmitteln zum Autokorrelieren des UW unter Verwendung einer Verzögerung von N/2 Symbolen, und Mittel zum Kreuzkorrelieren des Ausgangs der dritten und vierten Autokorrelationsmittel aufweisen; einer Frequenzversatzkompensationseinrichtung zum Kompensieren des Eingangssignals mit dem Frequenzversatz; zweiten UW-Detektormitteln zum Ausgeben eines zweiten UW-Detektionssignals unter Verwendung einer dritten DDD, wobei die dritte DDD das bezüglich Versatzfrequenz kompensierte Eingangssignal basierend auf dem Frequenzversatz und das UW kreuzkorreliert, indem jedes derselben um eine Verzögerung von M Symbolen, 1 < M, verzögert wird; und Demodulatormitteln zum Demodulieren des frequenzkompensierten Eingangssignals durch synchronisierte Detektion derselben, nachdem das zweite UW-Detektionssignal von den zweiten UW-Detektormitteln detektiert worden ist.
Differentieller Detektor eines einzigartigen Wortes nach Anspruch 1, weiterhin mit: einer dritten DDD zur Kreuzkorrelierung eines basierend auf dem Frequenzversatz bezüglich der Versatzfrequenz kompensierten Eingangssignals und des UW jedes derselben um ein Verzögerungssymbol von M, 1 < M; und sechste UW-Wählmittel zum Ausgeben eines sechsten UW-Detektionssignals unter Verwendung der dritten DDD.
Demodulator mit einem differentiellen Detektor eines einzigartigen Wortes nach Anspruch 2, weiterhin mit: Demodulatormitteln zum Demodulieren des Eingangssignals durch synchronisiertes Detektieren nach dem Detektieren des sechsten UW-Detektionssignals durch die sechsten UW-Detektormittel.
Detektionsverfahren zum differentiellen Detektieren eines einzigartigen Wortes (UW), wobei das Verfahren die Schritte aufweist: Detektieren eines ersten UW-Detektionssignals und des Frequenzversatzes eines Eingangssignals, in welches ein einzigartiges Wort UW eingesetzt ist, mittels einer ersten und einer zweiten DDD, Differentialdetektionsverzögerungsschaltung; Durchführen einer ersten Autokorrelation des Eingangssignals unter Verwendung einer Verzögerung mit irgendeinem der Symbole, 0,5 < N < 1, und einer zweiten Autokorrelation des UW unter Verwendung einer Verzögerung von N Symbolen und Kreuzkorrelieren des Ausgangs der ersten und zweiten Autokorrelation mit einer ersten DDD; Durchführen einer dritten Autokorrelation des Eingangssignals unter Verwendung einer Verzögerung von N/2 Symbolen und einer vierten Autokorrelation des UW unter Verwendung einer Verzögerung von N/2 Symbolen und Kreuzkorrelieren des Ausgangs der dritten und vierten Autokorrelation mit einer zweiten DDD, um einen Frequenzversatz zu bestimmen; Kompensieren des Eingangssignals mit dem Frequenzversatz; Ausgeben eines zweiten UW-Detektionssignals in einem Feinabstimmakquisitionsmodus (FA-Modus) unter Verwendung einer dritten DDD, wobei die dritte DDD das Eingangssignal, welches für die Versatzfrequenz basierend auf dem Frequenz-Offset kompensiert ist, und das UW kreuzkorreliert durch Verzögern jedes derselben um eine Verzögerung von M Symbolen, 1 < M; und Demodulieren des für die Versatzfrequenz kompensierten Eingangssignals durch synchronisierte Detektion desselben, nachdem das zweite UW-Detektionssignal detektiert worden ist, durch Ausgeben des zweiten UW-Detektionssignals.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei das Verfahren weiterhin die Schritte aufweist: Bewegen in einen Stationärer-Zustand-Modus (SS-Modus) nach dem Ausgeben des zweiten UW-Detektionssignals in dem dritten DDD-Schritt, wobei das frequenzkompensierte Eingangssignal durch synchronisierte Detektion demoduliert wird.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei das Verfahren die Schritte aufweist: Bewegen in einen Stationärer-Zustand-Modus (SS-Modus) nach dem Ausgeben des sechsten UW-Detektionssignals in der dritten DDD, wobei das frequenzkompensierte Eingangssignal durch synchronisierte Detektion demoduliert wird.