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Die
Erfindung betrifft ein Kommunikationsverfahren, das sich für die Anwendung
z.B. in einer Basisstation und einem Endgerät in einem Funktelefonsystem
eignet, sowie eine entsprechende Basisstation und ein Endgerät.
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In
einem Mobilkommunikationssystem, wie einem Funktelefonsystem oder
dgl., erfolgt ein Mehrfachzugriff, bei dem eine Mehrzahl von Mobilstationen
(Teilnehmer- oder
Endgerät)
Zugriff auf eine einzige Basisstation haben. Da sich in dem Fall
des Funktelefons eine Mehrzahl von Mobilstationen eine einzige Basisstation
teilen, wurden verschiedenartige Kommunikationssysteme vorgeschlagen,
um Störungen
zwischen den jeweiligen Mobilstationen zu verhindern. Zu den herkömmlichen
Kommunikationsverfahren dieser Art gehören z.B. Frequenzmultiplexzugriff
(FDMA), Zeitmultiplexzugriff (TDMA), Codemultiplexzugriff (CDMA)
usw..
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Bei
dem TDMA-System wird jeder einer Basisstation zugeteilte Übertragungskanal
durch eine vorbestimmte Zeitperiode geteilt, um mehrere Zeitschlitze
in einem Übertragungskanal
zu bilden, und jeder dieser Zeitschlitze wird einer zu verbindenden Mobilstation
zugeteilt, wodurch die gleichzeitige Verbindung zu einer Mehrzahl
von Mobilstationen ermöglicht
wird, die einen einzigen Übertragungskanal benutzen.
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Als
ein weiteres Kommunikationssystem hat der Inhaber der vorliegenden
Anmeldung ein als Bandmultiplexzugriff (BDMA) bezeichnetes Kommunikationssystem
vorgeschlagen (ungeprüfte
japanische Patentpublikation Nr. 8-132434 und weitere). Das BDMA-System
wird weiter unten an bevorzugten Ausführungsbeispielen der Erfindung
detailliert beschrieben. Es handelt sich kurz gesagt um ein System,
bei dem eine Mehrzahl von Einzel-Übertragungsbändern mit
einer vorbestimmten Anzahl von Unterträgersignalen bereitgestellt
werden, die in einem vorbestimmten Frequenzabstand angeordnet sind;
das Signal in jedem der Übertragungsbänder ist in
eine vorbestimmte Zeitperiode segmentiert, um Zeitschlitze zu bilden;
und ein Burstsignal wird in Form eines Mehrträgersignals übertragen, dessen Daten in
dem Zyklus einer vorbestimmten Anzahl von Zeitschlitzen intermittierend
auf die genannte vorbestimmte Anzahl von Unterträgersignalen verteilt werden.
Das BDMA-System besitzt ganz hervorragende Übertragungseigenschaften.
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WO
94/11961A offenbart ein Verfahren und eine Anordnung für die dynamische
Zuteilung von Mehrfachträgerwellenkanälen für den Mehrfachzugriff
durch Frequenzmultiplex. Die Erfindung erleichtert flexible Datengeschwindigkeit
und kontinuierliche Übertragung
für mehrere
mobile Einheiten durch Unterteilung eines breiteren Frequenzbands
in Unterbänder,
die nach Bedarf den einzelnen Benutzern für die Datenübertragung zugeteilt werden.
Breitbandsender-/-empfänger
erlauben die Benutzung des ganzen zugänglichen Bandes.
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In
ihrer Publikation "Frequency
and Time Division Multiple Access with Demand-Assignment Using Multicarrier Modulation
for Indoor Wireless Communications Systems" schlagen Kinugawa et al. den Frequenz-
und Zeitmultiplexzugriff mit einem Verfahren zur Anforderungszuordnung
(FTDMA/DA-Verfahren) für
drahtlose Kommunikationssysteme vor und bewerten diese.
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Wenn
das TDMA-System auf ein Funktelefonsystem angewendet wird, muß die Kommunikation
eines Endgeräts
mit einer Basisstation synchron mit einer von der Basisstation gesetzten
Referenzzeitlage erfolgen, um Interferenzen zwischen Zeitschlitzen
der einzelnen Kanäle
zu verhindern. Da der Abstand zwischen dem Endgerät und der
Basisstation nicht konstant ist, werden selbst dann, wenn ein Signal
von jedem Endgerät
in der gleichen Zeitlage zu der Basisstation gesendet wird, unterschiedliche Ausbreitungsverzögerungen
in den von den einzelnen Endgeräten
gesendeten Signalen verursacht, so daß die Zeitlage, in der die
Basisstation diese Signale empfangen kann, für jeden Kanal variiert.
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Somit
wird irgendein Prozeß benötigt, um
die Zeitlage zu korrigieren, und es wurde z.B. ein Prozeß durchgeführt, bei
dem die Basisstation die Größe der Verzögerung eines
von jedem Endgerät
gesendeten Signal gegenüber
der Referenzzeitlage detektiert und Steuerdaten an das Endgerät gesendet
werden, um die Sendezeitlage entsprechend der Größe der Verzögerung zu verschieben und dadurch
eine solche Korrektur durchzuführen,
daß der
Empfang in einer konstanten Zeitlage erfolgen kann (Zeitausrichtungsprozeß).
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Ein
solcher Zeitausrichtungsprozeß bedingt jedoch
bidirektionale Datenübertragung
und kann deshalb nur im Verlauf der Kommunikation zwischen einer
Basisstation und einem Endgerät
durchgeführt werden.
Es war z.B. unmöglich,
einen Zeitausrichtungsprozeß an
einem Zugriffsanforderungssignal durchzuführen, das von einem Endgerät an eine
Basisstation gesendet wird, um den Beginn der Kommunikation anzufordern
(Zugriffsanforderung).
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Um
zu verhindern, daß das
Senden eines Signals, das noch keinem Zeitausrichtungsprozeß unterzogen
wurde, irgendwelche Probleme verursacht, kann man in Betracht ziehen,
die zu sendende Bitzahl zu verringern und die Periode eines Signalbursts,
das die auf der Zeitachse angeordneten Bits aufweist, kürzer zu
setzen. Dies wurde niemals auf eine Mehrträgerkommunikation angewendet,
auf die die vorliegende Erfindung gerichtet ist. Wenn ein Verfahren
zur Verbesserung der Zuverlässigkeit
eines Signals in einem Kanal durchgeführt wird, um ein Zugriffsrecht
zu erreichen, wurde im Allgemeinen nur die Erhöhung der Sendeleistung pro
Symbol versucht. Diese Vergrößerung der
Sendeleistung pro Symbol führt
jedoch im Hinblick auf das gesamte zellulare System zu einer Störung von
anderen Zellen und ist deshalb ungünstig.
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Nach
einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Übertragungsverfahren
vorgesehen zur Durchführung
einer drahtlosen Kommunikation in einem Mehrträgerformat unter Verwendung
einer Mehrzahl von Unterträgern,
wobei
Unterträger
eingerichtet werden, zwischen den ein Frequenzabstand besteht, wenn
Informationen übertragen
werden,
gekennzeichnet durch
das Einrichten einer ersten
Mehrzahl von Unterträgern
mit einem ersten gegenseitigen Frequenzabstand in einem Frequenzbandschlitz,
wenn eine allgemeine Information übertragen wird, und
das
Einrichten einer zweiten Mehrzahl von Unterträgern mit einem zweiten gegenseitigen
Frequenzabstand, der größer ist
als der erste Frequenzabstand, in dem genannten Frequenzbandschlitz,
wenn eine Übertragungssteuerinformation übertragen
wird.
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Nach
einem zweiten Aspekt der Erfindung ist eine Basisstation vorgesehen
für die
Verwendung in einem zellularen System, das ein Mehrträgerformat benutzt,
bei dem eine Mehrzahl von Unterträgern für die Kommunikation mit einem
Endgerät
benutzt wird, wobei die Basisstation aufweist:
eine Empfangseinrichtung
zum Empfangen eines Signals aus dem Endgerät,
eine Empfangsverarbeitungseinrichtung
für die
Verarbeitung des von der Empfangseinrichtung empfangenen Signals,
eine
Signalerzeugungseinrichtung zum Erzeugen eines an das Endgerät zu sendenden
Signals und
eine Sendeeinrichtung zum Senden des von der Signalerzeugungseinrichtung
erzeugten Signals an das Endgerät,
dadurch
gekennzeichnet,
daß die
Empfangsverarbeitungseinrichtung ausgebildet ist, um das Signal
unter Verwendung der ersten Mehrzahl von Unterträgern mit einem ersten gegenseitigen
Frequenzabstand in einem Frequenzbandschlitz, zu verarbeiten, wenn
eine allgemeine Information übertragen
wird, und
daß die
Empfangsverarbeitungseinrichtung ausgebildet ist, um das Signal
unter Verwendung der zweiten Mehrzahl von Unterträgern mit
einem zweiten gegenseitigen Frequenzabstand, der größer ist
als der erste Frequenzabstand, in dem genannten Frequenzbandschlitz,
zu verarbeiten, wenn die Übertragungssteuerinformation übertragen
wird.
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Nach
einem dritten Aspekt der Erfindung ist ein Endgerät vorgesehen
für die
Verwendung in einem zellularen System, das ein Mehrträgerformat
benutzt, bei dem eine Mehrzahl von Unterträgern für die Kommunikation mit einem
Endgerät
benutzt wird, wobei das Endgerät
aufweist:
eine Empfangseinrichtung zum Empfangen eines Signals
aus der Basisstation,
eine Empfangsverarbeitungseinrichtung
für die
Verarbeitung des aus der Empfangseinrichtung empfangenen Signals,
eine
Signalerzeugungseinrichtung zum Erzeugen eines Signals und
eine
Sendeeinrichtung zum Senden des von der Signalerzeugungseinrichtung
erzeugten Signals an die Basisstation,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Signalerzeugungseinrichtung
ausgebildet ist, um ein Signal mit einer ersten Mehrzahl von Unterträgern mit
einem ersten gegenseitigen Frequenzabstand in einem Frequenzbandschlitz
zu erzeugen, wenn eine allgemeine Information übertragen wird, und
daß die Signalerzeugungseinrichtung
ausgebildet ist, um ein Signal mit einer zweiten Mehrzahl von Unterträgern mit
einem zweiten gegenseitigen Frequenzabstand, der größer ist
als der erste Frequenzabstand, zu erzeugen, wenn eine Übertragungssteuerinformation übertragen
wird.
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Ausführungsbeispiele
der Erfindung ermöglichen
eine Zugriffsanforderung oder dgl. an eine Basisstation vorzugsweise
für eine
Kommunikation, die ein effizientes System mit hoher Übertragungsrate, z.B.
ein Funktelefonsystem oder dgl., benutzt.
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Im
folgenden werden unter Bezugnahme auf die anliegenden Zeichnungen
Ausführungsbeispiele der
Erfindung beschrieben, auf die die Erfindung natürlich nicht beschränkt ist.
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1 zeigt
ein Diagramm, in dem eine Konfiguration von Schlitzen in einem Sendesignal
nach einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung dargestellt ist,
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2A bis 2G zeigen
Diagramme zur Erläuterung
eines Übertragungszustands
in einem Rahmen nach einem Ausführungsbeispiel,
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3A und 3B zeigen
Diagramme zur Erläuterung
eines Beispiels für
die Anordnung von Bandschlitzen nach einem Ausführungsbeispiel,
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4 zeigt
ein Blockdiagramm einer Übertragungsverarbeitung
nach einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung,
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5 zeigt ein Diagramm zur Erläuterung
einer Anordnung vonn Informationskanälen, die bei einer Übertragungsverarbeitung
nach dem Ausführungsbeispiel
erzeugt wird,
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6A und 6B zeigen
Diagramme zur Erläuterung
eines Aufwärts-Steuerkanals,
der bei der Übertragungsverarbeitung
nach dem Ausführungsbeispiel
erzeugt wird,
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7 zeigt
ein Blockdiagramm einer Empfangsverarbeitung nach dem Ausführungsbeispiel,
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8 zeigt
ein Blockdiagramm einer Konfiguration eines Endgeräts, bei
dem ein Ausführungsbeispiel
der Erfindung angewendet wird,
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9 zeigt
ein Blockdiagramm einer Konfiguration eines Kodierers des Endgeräts in dem
Ausführungsbeispiel
von 8,
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10A und 10B zeigen
Wellenformdiagramme eines Beispiels von Fensterdaten,
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11 zeigt
ein Blockdiagramm einer Konfiguration eines Dekodierers des Endgeräts des Ausführungsbeispiels
von 4,
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12 zeigt
ein Blockdiagramm einer Konfiguration einer Basisstation, bei der
das Ausführungsbeispiel
angewendet wird,
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13 zeigt
ein Blockdiagramm einer Konfiguration für einen Modulationsprozeß in der
Basisstation des Ausführungsbeispiels
von 12,
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14 zeigt
ein Blockdiagramm einer Konfiguration für einen Demodulationsprozeß in der
Basisstation des Ausführungsbeispiels
von 8,
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15 zeigt
ein Blockdiagramm einer Sendeverarbeitung nach einem anderen Ausführungsbeispiel
der Erfindung,
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16A und 16B zeigen
Diagramme zur Erläuterung
einer Anordnung der Aufwärts-Steuerkanäle, die
bei der Sendeverarbeitung in dem Ausführungsbeispiel von 15 benutzt
wird,
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17 zeigt
ein Blockdiagramm einer Sendeverarbeitung nach einem weiteren Ausführungsbeispiel
der Erfindung.
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Zunächst wird
anhand von 1 bis 3 die Konfiguration
eines Basiskommunikationssystems beschrieben, auf das das vorliegende
Ausführungsbeispiel
angewendet wird. Die Konfiguration des Kommunikationssystems gemäß der Erfindung
ist ein sogenanntes Mehrträgersystem,
bei dem mehrere Unterträger
aufeinanderfolgend in einem Band angeordnet und im voraus zugeteilt
werden, wobei die Mehrzahl von Unterträgern innerhalb eines Bandes in
einem Sendepfad simultan benutzt werden. Außerdem werden alle aus der
Mehrzahl der zu modulierenden Unterträger in dem einen Band der Bandteilung
unterzogen, die hier als Bandmultiplexzugriff (BDMA) bezeichnet
wird.
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Es
sei nun auf die Konfiguration Bezug genommen. 1 zeigt
eine Darstellung einer Schlitzkonfiguration eines Sendesignals gemäß der vorliegenden
Erfindung, wobei die Ordinate und die Abszisse die Frequenz bzw.
die Zeit angeben. In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist eine orthogonale
Basis vorgesehen, bei der die Frequenzbasis und die Zeitbasis gitterförmig unterteilt
sind. Ein Sendeband (2 Bandschlitz) ist auf 150 kHz gesetzt, und in
einem solchen Sendeband von 150 kHz sind 24 Unterträger angeordnet.
Die 24 Unterträger
sind aufeinanderfolgend in gleiche Abständen von 6,25 kHz angeordnet,
und jedem Träger
sind Unterträger
mit den Nummern 0 bis 23 zugeteilt. In Wirklichkeit sind jedoch
22 Unterträger
vorgesehen, nämlich
die Unterträger
Nr. 1 bis 22, und die Unterträger
Nr. 0 und Nr. 23 auf beiden Seiten eines Bandschlitzes dienen als
Sicherheitsbänder,
in denen kein Unterträger
angeordnet ist und für
die die elektrische Leistung auf Null gesetzt ist.
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Auf
der Zeitbasis ist in jedem Intervall von 200 μs ein Zeitschlitz definiert,
wobei ein Burstsignal in 22 Unterträger moduliert wird, die für jeden
Zeitschlitz zu senden sind. Ein Zustand, in welchem 25 Zeitschlitze
(d.h. 5 ms) angeordnet sind, ist als ein Rahmen definiert. Den Zeitschlitzen
in einem Rahmen sind die Zeitschlitznummern 0 bis 24 zugeordnet.
Der in 1 schraffierte Bereich repräsentiert den Abschnitt eines
Zeitschlitzes in einem Bandschlitz. Der Zeitschlitz, dem die Zeitschlitznummer
24 zugeteilt ist, ist hier eine Periode, in der keine Daten gesendet
werden.
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Wenn
man diese orthogonale Basis benutzt, in der die Frequenzbasis und
die Zeitbasis in Form eines Gitters unterteilt sind, erreicht man
Mehrfachzugriff, bei dem eine Basisstation in der gleichen Zeitperiode
mit mehreren Mobilstationen (Endgeräten) kommuniziert. Für die Verbindung
mit den einzelnen Mobilstationen wird die in 2A bis 2G dargestellte
Konfiguration benutzt. In 2A bis 2G sind
Diagramme dargestellt, die zeigen, wie sechs Mobilstationen (Benutzer)
U0, U1, U2,..., U5, die mit einer Basisstation verbunden sind, Zeitschlitze
durch einen Bandschlitz benutzen (in der Praxis wird ein benutzter
Bandschlitz durch Frequenz-Hopping umgeschaltet, das weiter unten
beschrieben wird), wobei ein mit R bezeichneter Zeitschlitz ein
Empfangszeitschlitz ist, ein mit T bezeichneter Zeitschlitz ein Sendezeitschlitz
ist, und wobei eine Rahmenzeitlage, die durch die Basisstation definiert
ist, auf einen Zyklus von 24 Zeitschlitzen gesetzt ist (der Zeitschlitz mit
der Nr. 24, der der letzte der 25 bereitgestellten Zeitschlitze
ist, wird nicht benutzt), wie dies in 2A dargestellt
ist. Es sei hier angenommen, daß der Sendeschlitz
und der Empfangsschlitz unter Verwendung von getrennten Bändern gesendet
werden.
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Die
in 2B dargestellte Mobilstation U0 benutzt z.B. die
Zeitschlitze Nr. 0, 6, 12 und 18 in einem Rahmen als Empfangsschlitze,
sie benutzt die Zeitschlitze Nr. 3, 9, 15 und 21 als Sendeschlitze
und empfängt
oder sendet in jedem Zeitschlitz ein Burstsignal. Die in 2C dargestellte
Mobilstation U1 benutzt die Zeitschlitze Nr. 1, 7, 13 und 19 in
einem Rahmen als Empfangsschlitze, und benutzt die Zeitschlitze
Nr. 4, 10, 16 und 22 als Sendeschlitze. Die in 2D dargestellte
Mobilstation U2 benutzt die Zeitschlitze Nr. 2, 8, 14 und 20 in
einem Rahmen als Empfangsschlitze und benutzt die Zeitschlitze Nr.
5, 11, 17 und 23 als Sendeschlitze. die in 2E dargestellte
Mobilstation U3 benutzt die Zeitschlitze Nr. 3, 9, 15 und 21 in
einem Rahmen als Empfangsschlitz und benutzt die Zeitschlitze Nr.
0, 6, 12 und 18 als Sendeschlitze. Die in 2F dargestellte
Mobilstation 4U benutzt die Zeitschlitze Nr. 4, 10, 16 und 22 in einem
Rahmen als Empfangsschlitze und benutzt die Zeitschlitze Nr. 1,
7, 13 und 22 als Sendeschlitze. Die in 2G dargestellte
Mobilstation U5 benutzt die Zeitschlitze Nr. 5, 11, 16 und 21 in
einem Rahmen als Empfangsschlitze und benutzt die Zeitschlitze Nr.
2, 8, 14 und 20 als Sendeschlitze.
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Da
die in 2A bis 2G dargestellte Konfiguration
einen 6TDMA (Zeitmultiplexzugriff) ermöglicht, bei dem sechs Mobilstationen
mit einem Bandschlitz verbunden sind, wenn dies vom Ende jeder Mobilstation
aus betrachtet wird, hat sie eine Toleranz von zwei Zeitschlitzperioden
(d.h. 400 μs)
zwischen Empfangen und Senden in einer Zeitschlitzperiode und dem
nächsten
Senden und Empfangen und benutzt diese Toleranz, um einen Zeitsteuerprozeß und einen
als Frequenz-Hopping bezeichneten Prozeß durchzuführen. In der Periode von etwa
200 μs, die
jedem Sendeschlitz T vorangeht, wird ein Zeitsteuerprozeß TA durchgeführt, um
die Sendezeitlage auf die Zeitlage eines Signals aus der Basisstation
zu justieren. 200 μs
nach dem Ende jedes Sendeschlitzes T wird Frequenz-Hopping durchgeführt, um
den Bandschlitz für
das Senden und Empfangen auf einen anderen Bandschlitz umzuschalten.
Die hier beschriebene Zeitsteuerung ist ein Beispiel für einen Fall,
in dem eine hohe Übertragungsrate
gesetzt ist, und falls die Nummer des benutzten Bandschlitzes mit
der niedriger eingestellten Übertragungsrate
geändert
wird, muß die
Zeitlage des Frequenz-Hoppings
und dgl. separat eingestellt werden. Das Frequenz-Hopping erlaubt
z.B., daß mehrere
Bandschlitze, die in einer Basisstation eingerichtet sind, von jeder
Mobilstation gleichmäßig benutzt
werden können.
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Einer
Basisstation sind mehrere Bandschlitze zugeteilt. In einem zellularen
Systems beispielsweise, in welchem eine Basisstation eine Zelle
bildet, und einer Zelle ein Band von 1,2 MHz zugeteilt ist, können in
einer Zelle acht Bandschlitze vorgesehen sein. Wenn einer Zelle
ein Band von 2,4 MHz zugeteilt ist, können in einer Zelle 16 Bandschlitze
vorgesehen sein. Wenn einer Zelle ein Band von 4,8 MHz zugeteilt
ist, können
in einer Zelle 32 Bandschlitze vorgesehen sein, und wenn einer Zelle
ein Band von 9,6 MHz zugeteilt ist, können in einer Zelle 64 Bandschlitze
vorgesehen sein. Ein als Frequenz-Hopping bezeichneter Frequenzumschaltprozeß wird so durchgeführt, daß mehrere
Bandschlitze, die einer Zelle zugeteilt sind, gleichmäßig benutzt
werden. In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel
sind in einer Zelle mehrere Bandschlitze vorgesehen, die kontinuierliche
Bänder
haben.
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3A und 3B zeigen
ein Beispiel, bei dem acht Bandschlitze in einer Zelle vorgesehen sind,
und, wie in 3A dargestellt, in jedem der
so bereitgestellten acht Bandschlitze 22 Träger gesetzt sind,
um eine Datenübertragung
durchzuführen,
wie dies in 3B dargestellt ist.
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Wenn
man Bedingungen für
die Kommunikation setzt, wie sie oben beschrieben wurden, wird ein Signal,
das zwischen jeder Mobilstation und der Basisstation gesendet wird,
zu anderen Signalen orthogonal gehalten, wodurch eine Störung durch
andere Signale verhindert ist und wodurch ermöglicht wird, daß vorzugsweise
ein relevantes Signal extrahiert wird. Da außerdem der für das Senden
benutzte Bandschlitz zu einer passenden Zeit durch Frequenz-Hopping
umgeschaltet wird, wird das für
jede Basisstation bereitgestellte Sendeband effektiv genutzt und
erlaubt effizientes Senden. Da in diesem Fall einer Basisstation
(Zelle) ein beliebiges Frequenzband zugeteilt werden kann, wie dies
oben beschrieben wurde, kann ein System je nach der Situation, in
der es benutzt wird, flexibel eingestellt werden.
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Es
werden Anordnungen einer Basisstation und eines Endgeräts (einer
Mobilstation) beschrieben, die dann benutzt werden, wenn unter Verwendung
der oben erwähnten
Systemanordnung eine Kommunikation zwischen der Basisstation und
dem Endgerät
durchgeführt
wird. Die Anordnung des Endgeräts
zum Senden eines Signals an die Basisstation wird anhand von 4 beschrieben.
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Ein
Sendesignal (digitale Daten), das von dem Endgerät an die Basisstation gesendet
wird, wird von einer Sendedaten-Generatorschaltung 101 einer
Symbolmuster-Speicherschaltung 102 zugeführt. Die
Symbolmuster-Speicherschaltung 102 besteht aus einem Speicher
zum Speichern eines zu sendenden Symbolmusters und gibt zeitseriell
ein Symbolmuster aus, das den von der Sendedaten-Generatorschaltung 101 ausgegebenen
Sendedaten entspricht.
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Die
Symbolmuster-Speicherschaltung 102 liefert das von ihr
ausgegebene Symbolmuster zeitseriell an eine (im folgenden als IFFT-Schaltung
bezeichnete) inverse schnelle Fourier-Transformationsschaltung 103 aus,
und die IFFT-Schaltung 103 wandelt die Frequenzbasisdaten
durch inverse schnelle Fourier-Transformation in Zeitbasisdaten
um. Bei dieser Transformation wird jedes der Symbolmuster in ein
zeitserielles Signal umgewandelt, das aus Daten besteht, die dispersiv
22 Unterträgern
zugeteilt sind, die mit einem konstanten Frequenzabstand fk eingerichtet sind. Wenn die Steuerdaten über den Steuerkanal
zu der Basisstation gesendet werden, wie dies weiter unten beschrieben
wird, wird jedes der Symbolmuster in ein zeitserielles Signal umgewandelt,
das aus Daten gebildet ist, die dispersiv 22 Unterträgern zugeteilt
sind, die in einem Abstand mit der Frequenz 2fk,
dem doppelten der Frequenz fk, eingerichtet
sind.
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Das
Ausgangssignal der IFFT-Schaltung 103 wird einer Fensterschaltung 104 zugeführt und
dann mit Sendefensterdaten multipliziert. Die Fensterschaltung 104 führt das
mit den Fensterdaten multiplizierte Sendesignal einem Digital-/Analogwandler 105 zu.
Der D/A-Wandler 105 wandelt es in ein analoges Sendesignal
um und liefert das analoge Sendesignal für die Frequenzumwandlung an
einen Mischer 106. Der Mischer 106 mischt das
analoge Sendesignal mit dem Ausgangssignal eines Oszillators 107,
um die Frequenz des Sendesignals in eine Sendefrequenz umzuwandeln.
Das Signal mit der Sendefrequenz wird von einem Sendeverstärker 108 auf
eine vorbestimmte Leistung verstärkt
und dann von einer Antenne 109 drahtlos gesendet. Eine
spezifische Anordnung der Schaltungen von der Sendedaten-Generatorschaltung 101 bis
zur Antenne 109 in dem Endgerät wird weiter unten beschrieben.
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Das
in der Anordnung nach diesem Ausführungsbeispiel verarbeitete
Sendesignal wird nun beschrieben. Wie anhand von 1 erläutert wurde, sind
22 Unterträger
vorgesehen, die einen Bandschlitz bilden. Wie 5A zeigt,
wird ein Signal, das den 22 Unterträgern dispersiv zugeteilt wird,
die mit einem Frequenzabstand fk (in dem
Beispiel von 1 einem Abstand von 6,25 kHz)
eingerichtet sind, in einem Bandschlitz angeordnet und dann gesendet.
Im Hinblick auf die Zeitbasis kann ein auf die entsprechenden Träger in einem
Bandschlitz moduliertes Signal als ein Signal von 1/fk [sec]
ausgedrückt werden
(diese Zeit von 1/fk [sec] wird als Tk [sec] bezeichnet), wie dies in 5B dargestellt
ist.
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Ein
Signal, das mit dem in 5A und 5B dargestellten
Format gesendet wird, ist ein Signal, wie es für Telefonsprachdaten und verschiedene
Informationen in einem Informationskanal kennzeichnend ist. In einem
Aufwärtsverbindungs-Steuerkanal,
der zum Senden der Steuerdaten von dem Endgerät zu der Basisstation benutzt wird,
wird ein Signal mit dem in 6A, 6B dargestellten
Format gesendet. Wie 6A zeigt, wird ein Signal, das
auf 11 Unterträger
verteilt ist, die mit einem Frequenzabstand 2fk (bei
dem Beispiel von 5 einem Abstand von
2,5 kHz) eingerichtet sind, der doppelt so groß ist wie der für den Informationskanal
benutzte Frequenzabstand, in einem Bandschlitz angeordnet und dann
gesendet. Im Hinblick auf die Zeitbasis kann das auf die entsprechenden Träger in einem
Bandschlitz modulierte Signal, wie in 6B dargestellt,
als ein Signal von Tk [sec] ausgedrückt werden.
Das Signal mit Tk [sec] ist ein Signal, in
welchem die Daten von 1/2 fk (d.h. Tk/2 [sec]) zweimal wiederholt werden.
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Daten
mit der in 6A und 6B dargestellten
Anordnung, die in dem Aufwärtsverbindungs-Steuerkanal
gesendet werden, sind die Steuerdaten, die von dem Endgerät zu der
Basisstation gesendet werden, und diese Steuerdaten umfassen Daten,
die für
einen Zugriffsanforderung des Endgeräts an die Basisstation benutzt
werden. Wenn das Endgerät
z.B. ein Signal zu der Basisstation senden soll, sendet das Endgerät Daten
einer Zugriffsanforderung an die Basisstation, wobei sie den Aufwärtsverbindungs-Steuerkanal benutzt.
Wenn Daten, die die Zuteilung eines Zugriffs anzeigen, über den
Abwärtsverbindungs-Steuerkanal
von der Basisstation an das Endgerät gesendet werden, benutzt
das Endgerät
einen Informationskanal, der durch gleichzeitig gesendete Kanalkennzeichnungsdaten
bezeichnet wird, um die Kommunikation zwi schen dem Endgerät und der
Basisstation auf dem gekennzeichneten Informationskanal zu beginnen.
Wenn das Endgerät über den
Aufwärtsverbindungs-Steuerkanal
Daten zu der Basisstation sendet, werden die Daten bis zu einer
vorbestimmten Position, an der ein bekanntes vorbestimmtes Symbolmuster
angebracht ist, gesendet.
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Anders
als bei dem Ruf von dem Endgerät
zu der Basisstation wird der Aufwärtsverbindungs-Steuerkanal
mit der in 6A und 6B dargestellten Anordnung
auch bei der Registrierung und bei einer Antwort auf den Ruf des
Endgeräts
an die Basisstation benutzt.
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Wie 6A und 6B zeigen,
ist in dem Aufwärtsverbindungs-Steuerkanal
die Zahl der Unterträger,
die einen Bandschlitz bilden, halb so groß gewählt, wie die Zahl der anderen
Kanäle,
z.B. des Informationskanals oder dgl., so daß der Frequenzabstand zwischen
den Unterträgern
zweimal größer ist.
Deshalb ist ein befriedigender Empfang der Information möglich, wenn
die Basisstation die auf dem Aufwärtsverbindungs-Steuerkanal gesendete
Information demoduliert. Im Hinblick auf die Zeitbasis weist in
diesem Ausführungsbeispiel
das Mehrträgersignal
die gleichen Daten auf, die während
einer Periode von Tk zweimal wiederholt
werden, wie dies in 6B dargestellt ist, und die
Gelegenheit zum Empfangen der gleichen Information wird verdoppelt, wodurch
der Empfang um etwa 3 dB verbessert werden kann.
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Wenn
die Basisstation das von dem Endgerät in dem Aufwärtsverbindungs-Steuerkanal
gesendete Signal empfängt,
demoduliert sie die in dem Empfangssignal enthaltenen Daten und
führt auf
der Basis dieser Daten die Verarbeitung durch. Dabei detektiert
die Basisstation die Empfangszeitlage des bekannten Symbolmusters,
das in dem Empfangssignal enthalten ist, und ermittelt die Differenz
zwischen der detektierten Empfangszeitlage und einer Kommunikations-Referenzzeitlage
in der Basisstation und führt
einen Zeitausrichtungsprozeß durch,
um über
den Abwärtsverbindungs-Steuerkanal
an das entsprechende Endgerät
Daten zum Korrigieren der ermittelten Differenz zu senden.
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7 zeigt
ein Diagramm, in dem die der Basisstation vorgesehene Anordnung
zum Detektieren der Empfangszeitlage des empfangenen Signals dargestellt
ist. Ein von der Antenne 131 empfangenes Signal wird über einen
Empfangsverstärker 132 einem Mischer 133 zugeführt. Der
Mischer 133 mischt das empfangene Signal mit einem von
einem Oszillator 134 ausgegebenen Signal, um die Sendefrequenz
des Empfangssignals in diejenige eines Zwischenfrequenzsignals (oder
Basisbandsignals) umzuwandeln. Der Mischer 133 liefert
das frequenzgewandelte Signal an einen Analog-/Digitalwandler 135,
und der A/D-Wandler 135 tastet das Signal mit einer vorbestimmten
Periode ab und liefert die Abtastdaten an eine (nicht dargestellte)
Empfangsdaten-Demodulatorschaltung
und an eine Korrelations-Detektorschaltung 136 zur Durchführung eines Korrelationsdetektierungsprozesses.
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Der
Korrelations-Detektorschaltung 136 werden vorbestimmte
bekannte Symbolmusterdaten aus einer Symbolmuster-Speicherschaltung 137 zugeführt. Die
Korrelations-Detektorschaltung 136 vergleicht das darin
gespeicherte Symbolmuster mit den Empfangsdaten, um die Zeitlage
zu detektieren, in der die Korrelation zwischen ihnen am größten wird. Die
Korrelations-Detektorschaltung 136 liefert die Daten, die
für die
detektierte Zeitlage mit der größten Korrelation
kennzeichnend sind, an eine (nicht dargestellte) Steuereinheit der
Basisstation. Die Steuereinheit ermittelt die Differenz zwischen
der durch die zugeführten
Daten gekennzeichneten Zeitlage und der Referenzzeitlage und sendet
an das Endgerät Steuerdaten,
die benutzt werden, um die Sendezeitlage des entsprechenden Endgeräts um eine
der ermittelten Differenz entsprechende Zeit zu beschleunigen (oder
zu verzögern).
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Es
werden nun spezifische Anordnungen des Endgeräts (der Mobilstation) und der
Basisstation beschrieben, zwischen denen die Kommunikation in der
oben erwähnten
Systemanordnung durchgeführt
wird. Sie werden unter der Annahme beschrieben, daß als Abwärtsverbindung
von der Basisstation zu dem Endgerät ein Frequenzband von 2,0
GHz benutzt wird und als Aufwärtsverbindung
von dem Endgerät
zu der Basisstation ein Frequenzband von 2,2 GHz benutzt wird.
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8 zeigt
die Konfiguration des Endgeräts. Zunächst sei
das Empfangssystem betrachtet. Eine Antenne 11, die sowohl
zum Senden als auch zum Empfangen dient, ist mit einer Antennenweiche 12 verbunden.
An der Ausgangsseite der Antennenweiche 12 sind ein Bandpaßfilter 13,
ein Empfangsverstärker 14 und
ein Mischer 15 in Reihe angeordnet. Das Bandpaßfilter 13 extrahiert
das 2,0-GHz-Band. Der Mischer 15 mischt das Empfangssignal
mit einem von einem Frequenzsynthesizer 31 ausgegebe nen
Signal, das eine Frequenz von 1,9 GHz hat, um es in ein Zwischenfrequenzsignal
im 100-MHz-Band umzuwandeln. Der Frequenzsynthesizer 31 besteht aus
einer PLL-Schaltung
(phasenverriegelte Schleifenschaltung) und bildet einen Synthesizer,
der Signale mit einem Abstand von 150 kHz (d.h. dem Abstand eines
Bandschlitzes) in einem 1,9-GHz-Band erzeugt, wobei er 150 kHz benutzt,
die dadurch erzeugt werden, daß ein
von einem temperaturkompensierten Referenzoszillator (TCXO) 32 ausgegebenes
19,2-MHz-Signal von einem 1/128-Frequenzteiler 33 als Referenz
geteilt wird. Andere in diesem Endgerät benutzte Frequenzsynthesizer,
die weiter unten beschrieben werden, bestehen ebenfalls aus einer
PLL-Schaltung.
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Das
von dem Mischer 15 ausgegebene Zwischenfrequenzsignal wird über ein
Bandpaßfilter 16 und
einen Verstärker 17 mit
variabler Verstärkung zwei
Mischern 18I und 18Q zur Demodulation zugeführt. Ein
von einem Frequenzsynthesizer 34 ausgegebenes 100-MHz-Frequenzsignal
wird von einem Phasenschieber 35 in zwei Signalreihen mit
einer Phasenverschiebung von 90° umgewandelt,
und eine der beiden Frequenzsignalreihen wird dem Mischer 18I zugeführt, während die
andere dem Mischer 18Q zugeführt wird, um mit dem Zwischenfrequenzsignal
gemischt zu werden, wodurch I- und Q-Komponenten
extrahiert werden, die in den empfangenen Daten enthalten sind.
Der Frequenzsynthesizer 34 ist ein Synthesizer, der ein
Signal in einem 100-MHz-Band
erzeugt, wobei 150 kHz benutzt werden, die als Ergebnis der Frequenzteilung
in dem 1/128-Frequenzteiler 33 als Referenz erzeugt werden.
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Die
extrahierte I-Komponente wird über
ein Tiefpaßfilter 19I einem
Analog-/Digitalwandler 20I zugeführt, um in digitale I-Daten
umgewandelt zu werden. Die extrahierte Q-Komponente wird über ein Tiefpaßfilter 19Q einem
Analog-/Digitalwandler 20Q zugeführt, um in digitale Q-Daten
umgewandelt zu werden. Die beiden Analog-/Digitalwandler 20I und 20Q benutzen
als Takt für
die Umwandlung 200 kHz, die durch Teilen der von dem TCXO 32 ausgegebenen
19,2 MHz mit Hilfe eines 1/96-Frequenzteilers 36 erzeugt
werden.
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Die
digitalen I-Daten und die digitalen Q-Daten, die von den Analog-/Digitalwandlern 20I bzw. 20Q ausgegeben
werden, werden einem Demodulator/Dekodierer 21 zugeführt, um
an einem Anschluß 22 dekodierte
Empfangsdaten zu gewinnen. Die von dem TCXO 32 ausgegebenen
19,9 MHz werden unverändert
dem Demodulator/Dekodierer 21 als Takt zugeführt und
ein Signal mit 5 kHz, das dadurch erzeugt wird, daß das von
dem 1/96-Frequenzteiler 36 ausgegebene 200-kHz-Signal mit
Hilfe eines 1/40-Frequenzteilers 37 geteilt wird, wird
dem Demodulator/Dekodierer 21 als Takt zugeführt. Dieser 5-kHz-Takt
dient zur Erzeugung von Schlitz-Zeitsteuerungsdaten. Im vorliegenden
Ausführungsbeispiel ist
ein Zeitschlitz 200 μs
lang, wie dies oben beschrieben wurde, und eine Periode des Signals
mit der Frequenz 5 kHz ist 200 μs
lang. Die Schlitz-Zeitsteuerungsdaten werden synchron mit diesem
5-kHz-Signal erzeugt.
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Es
werde nun die Konfiguration des Sendesystems des Endgeräts betrachtet.
Sendedaten, die an einem Anschluß 41 gewonnen werden,
werden einem Modulator/Kodierer 42 zugeführt, der
einen Kodier- und Modulationsprozeß für das Senden durchführt und
dadurch digitale I-Daten und digitale Q-Daten für das Senden erzeugt. Das von
dem TCXO 32 ausgegebene 19,2-MHz-Signal wird unverändert dem
Modulator/Kodierer 42 als Takt zugeführt, und ein als Ergebnis der
Frequenzteilung in dem 1/40-Frequenzteiler 37 erzeugtes
5-kHz-Signal wird ihm als Daten zur Erzeugung der Schlitz-Zeitlage
zugeführt.
Die digitalen I-Daten und die digitalen Q-Daten, die von dem Modulator/Kodierer 42 ausgegeben werden,
werden Digital-/Analogwandlern 43I bzw. 43Q zugeführt und
in ein analoges I-Signal bzw. ein analoges Q-Signal umgewandelt.
Das I-Signal und das
Q-Signal, die als Ergebnis der Umwandlung gewonnen werden, werden über Tiefpaßfilter 44I und 44Q Mischern 45I bzw. 45Q zugeführt. Ein
von einem Frequenzsynthesizer 38 ausgegebenes Signal mit
einer Frequenz von 300 MHz wird von einem Phasenschieber 39 in
zwei Signalreihen mit einer Phasenverschiebung von 90° umgewandelt,
und eine der beiden Reihen von Frequenzsignalen wird dem Mischer 45I zugeführt, während die
andere dem Mischer 45Q zugeführt wird, um mit dem I-Signal bzw. dem Q-Signal
gemischt zu werden. Dadurch entstehen Signale in einem 300-MHz-Band,
die in einem Addierer 46 einer orthogonalen Modulation
in eine Signalreihe unterzogen werden. Der Frequenzsynthesizer 38 ist
ein Synthesizer, der ein Signal in einem 300-MHz-Band erzeugt, wobei
ein 150-kHz-Signal benutzt wird, das als Ergebnis der Frequenzteilung
in dem 1/128-Frequenzteiler 33 als Referenz erzeugt wird.
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Das
in das 300-MHz-Band modulierte Signal, das von dem Addierer 46 ausgegeben
wird, wird über
einen Sendeverstärker 47 und
ein Bandpaßfilter 48 einem
Mischer 49 zugeführt,
und das von dem Frequenzsynthesizer 31 ausgegebene Signal
im 1,9-GHz-Frequenzband
wird damit gemischt, um es in eine Sendefrequenz im 2,2-GHz-Band
umzuwandeln. Das Sendesignal, das einer Frequenzumwandlung in seine
Sendefrequenz unterzogen wurde, wird über einen Sendeverstärker (Verstärker mit
variablem Verstärkungsgrad) 50 und
ein Bandpaßfilter 51 der
Antennenweiche 12 zugeführt
und von der mit der Antennenweiche 12 verbundenen Antenne 11 drahtlos
ausgesendet. Durch Steuern des Verstärkungsgrads des Sendeverstärkers 50 wird
das Sendeausgangssignal justiert. Die Steuerung des Sendeausgangssignals
erfolgt z.B. auf der Basis von Ausgabesteuerdaten, die von Seiten
der Basisstation empfangen werden.
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Das
von dem TCXO 32 ausgegebene 19,2-MHz-Signal wird einem
1/2400-Frequenzteiler 40 zugeführt, um
in ein 8-kHz-Signal umgewandelt zu werden, das seinerseits einer
Schaltung in einem (nicht dargestellten) Audioverarbeitungssystem
zugeführt
wird. Das heißt,
in dem Endgerät
des vorliegenden Ausführungsbeispiels
wird ein zu der Basisstation und von der Basisstation gesendetes
Audiosignal mit 8 kHz abgetastet (oder mit einer Frequenz, die ein
Vielfaches davon ist, überabgetastet),
so daß der
1/2400-Frequenzteiler 40 Takte liefert, die für die Schaltung
zur Verarbeitung der Audiodaten, z.B. einem Analog-/Digitalwandler
und einem Digital-/Analogwandler
für ein
Audiosignal oder einem digitalen Signalprozessor (DSP) für die Komprimierung
und Dekomprimierung von Audiodaten, benötigt werden.
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Im
folgenden wird anhand von 9 die Konfiguration
eines Kodierers und seiner Nachbarschaft in dem Sendesystem des
Endgeräts
detailliert beschrieben. Die Sendedaten werden einem Faltungskodierer 51 zugeführt und
einer Faltungskodierung unterzogen. Diese Faltungskodierung erfolgt z.B.
auf der Basis, daß die
Zwangslänge
k = 7 und das Kodierverhältnis
R = 1/3 ist. Das Ausgangssignal des Faltungskodierers 51 wird
einem Vier-Rahmen-Verschachtelungspuffer 52 zugeführt, um
die Daten über
vier Rahmen (20 ms) zu verschachteln. Das Ausgangssignal des Verschachtelungspuffers 52 wird
einem DQPSK-Kodierer 53 zugeführt, um eine DQPSK-Modulation
vorzunehmen. Auf der Basis der zugeführten Daten erzeugt eine DQPSK-Symbol-Generatorschaltung 53a ein
entsprechendes Symbol, das einem der Eingänge eines Multiplizierers 53b zugeführt wird.
Das Multiplikations-Ausgangssignal des Multipli zierers 53b wird
von einer Verzögerungsschaltung 53c um
ein Symbol verzögert
und zu dem anderen Eingang zurückgeführt, um
die DQPSK-Modulation durchzuführen.
Die DQPSK-modulierten Daten werden einem Multiplizierer 54 zugeführt, in
dem ein Prozeß ausgeführt wird,
um die modulierten Daten mit Zufallsphasenverschiebungsdaten zu
multiplizieren, die von einer Zufallsphasenverschiebungsdaten-Generatorschaltung 55 erzeugt
werden. Auf diese Weise wird die scheinbare Phase der Daten in einer
Zufallsfolge variiert.
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Das
Ausgangssignal des Multiplizierers 54 wird einer inversen
schnellen Fourier-Transformationsschaltung
(inverse FFT-Schaltung) 56 zugeführt, und die inverse FFT-Schaltung 56 wandelt
die Frequenzbasisdaten durch inverse schnelle Fourier-Transformation
in Zeitbasisdaten um, um ein sogenanntes Mehrträgersignal zu gewinnen, das
22 Unterträger
mit einem Frequenzabstand von 6,25 kHz enthält, die durch Modulation gewonnen
werden. Die IFFT-Schaltung, die die inverse schnelle Fourier-Transformation
durchführt,
kann relativ einfach mit einer Konfiguration implementiert werden,
die Unterträger
in einer Anzahl ermöglicht,
die eine Potenz von 2 ist. Die in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel
benutzte IFFT-Schaltung 56 kann in dem Prozeß zum Senden
des Informationskanals 32 Unterträger erzeugen, was 25 entspricht,
und gibt ein Signal aus, das dadurch gewonnen wird, daß 22 aufeinanderfolgende
Exemplare dieser Unterträger
mit den Daten moduliert werden.
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Die
Modulationsrate für
die von der IFFT-Schaltung 56 verarbeiteten Sendedaten
ist in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel
auf 200 kHz gesetzt, und es wird ein Prozeß durchgeführt, um ein Signal mit der
Modulationsrate von 200 kHz in 32 Unterträger umzuwandeln, deren Frequenzabstand gleich
200 kHz – 32
= 6,25 kHz wird. Auf diese Weise gewinnt man ein Mehrträgersignal
mit dem 6,25-kHz-Abstand (dem 12,5-kHz-Abstand im Fall des Aufwärtsverbindungs-Steuerkanals).
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Das
durch die inverse schnelle Fourier-Transformation in die Zeitbasis
umgewandelte Mehrträgersignal
wird einem Multiplizierer 57 zugeführt, um mit einer von einer
Fensterdaten-Generatorschaltung 58 ausgegebenen Zeitwellenform
multipliziert zu werden. Wie 10A zeigt,
ist diese Zeitwellenform z.B. eine Wellenform mit einer Länge TU von etwa 200 μs (d.h. einer Zeitschlitzperiode)
einer Welle auf der Sendeseite. Der Pegel der Wellenform ändert sich
an beiden Enden (etwa 15 μs) allmählich und
die Wellenform überlappt
die angrenzenden Wellenformen teilweise, wenn die Zeitwellenform
multipliziert wird, wie dies in 10B dargestellt
ist.
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Es
sei noch einmal auf 9 Bezug genommen. Das Signal,
das in dem Multiplizierer mit der Zeitwellenform multipliziert wurde,
wird über
einen Burstpuffer 59 einem Digital-/Analogwandler 43 zugeführt (der
den Digital-/Analogwandlern 43I und 43Q von 8 entspricht),
um in ein analoges Signal umgewandelt zu werden, wobei 200 kHz als
Takt für die
Umwandlung benutzt werden.
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Anhand
von 11 wird nun die Konfiguration eines Dekodierers
und seiner Nachbarschaft in dem Empfangssystem des Endgeräts gemäß der Erfindung
detailliert beschrieben. Digitale Daten, die von einem (den Analog-/Digitalwandlern 20I und 20Q von 8 entsprechenden)
Analog-/Digitalwandler 20 unter Verwendung eines Takts
von 20 kHz umgewandelt wurden, werden über einen Burstpuffer 61 einem
Multiplizierer 62 zugeführt,
um mit einer Zeitwellenform multipliziert zu werden, die von einer
inversen Fensterdaten-Generatorschaltung 63 ausgegeben
wird. Die Zeitwellenform, die beim Empfang multipliziert wird, ist
eine Zeitwellenform mit einer Konfiguration, wie sie in 10A dargestellt ist, jedoch mit einer Länge TM von 160 μs
und damit kürzer als
diejenige beim Senden.
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Die
mit der Zeitwellenform multiplizierten Empfangsdaten werden einer
FFT-Schaltung 64 zugeführt, in
der sie durch einen schnellen Fourier-Transformationsprozeß aus Zeitbasisdaten in Frequenzbasisdaten
umgewandelt werden. Auf diese Weise werden die gesendeten zeitseriellen
Daten nach der Modulation in 22 Unterträger mit dem 6,25-kHz-Abstand
in Daten von entsprechenden Unterträgern umgewandelt. Wie der Umwandlungsprozeß in der
IFFT-Schaltung in dem Sendesystem benutzt der Umwandlungsprozeß hier die
Möglichkeit, 32
Unterträger,
d.h. 25, zu verarbeiten, und die Daten, die in 22 aufeinanderfolgende
Exemplare dieser Unterträger
moduliert sind, werden umgewandelt und ausgegeben. Die Modulationsrate
für die
von der FFT-Schaltung 64 verarbeiteten Sendedaten ist in dem
vorliegenden Ausführungsbeispiel
200 kHz, und es kann ein Prozeß zur
Umwandlung eines Mehrträgersignals
in den 6,25-kHz-Abstand durchgeführt werden,
weil 32 Unterträger
verarbeitet werden können,
d.h. 200 kHz ÷ 32
= 6,25 kHz.
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Die
Empfangsdaten, die in der FFT-Schaltung 64 einer schnellen
Fourier-Transformation unterzogen wurden, werden einem Multiplizierer 65 zugeführt, in
dem sie mit inversen Zufallsphasenverschiebungsdaten multipliziert
werden (diese Daten sind Daten, die sich synchron mit den Zufallsphasenverschiebungsdaten
auf der sendenden Seite ändern),
die von einer inversen Zufallsphasenverschiebungsdaten-Generatorschaltung 66 ausgegeben werden,
um in Daten mit der ursprünglichen
Phase zurückgeführt zu werden.
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Die
in die ursprüngliche
Phase zurückgeführten Daten
werden einer differentiellen Demodulatorschaltung 67 zugeführt, um
einer differentiellen Demodulation unterzogen zu werden, und die
Daten, die der differentiellen Demodulation unterzogen wurden, werden
einem Vier-Rahmen-Entschachtelungspuffer 68 zugeführt, in
welchem die Daten, die bei dem Senden über vier Rahmen verschachtelt
wurden, in die ursprüngliche
Datenanordnung zurückgeführt werden.
Die entschachtelten Daten werden einem Viterbi-Dekodierer 69 zugeführt und
einer Viterbi-Dekodierung unterzogen. Die Viterbi-dekodierten Daten werden
als dekodierte Empfangsdaten einer nachfolgenden (nicht dargestellten)
Empfangsdatenverarbeitungsschaltung zugeführt.
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Anhand
von 12 wird nun die Konfiguration der Basisstation
beschrieben. Die Konfiguration, die in dieser Basisstation zum Senden
und Empfangen benutzt wird, ist im Grunde ähnlich wie diejenige in dem
Endgerät
mit Ausnahme einer Konfiguration, die benutzt wird, um Mehrfachzugriff
durchzuführen, bei
dem sie simultan mit einer Mehrzahl von Endgeräten verbunden ist.
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Zunächst sei
auf die Konfiguration des in 12 dargestellten
Empfangssystems Bezug genommen. Eine Antenne 211, die sowohl
zum Senden als auch zum Empfangen dient, ist mit einer Antennenweiche 212 verbunden,
und Bandpaßfilter 213, ein
Empfangsverstärker 214 und
ein Mischer 215 sind in Serie mit der Empfangssignal-Ausgangsseite der
Antennenweiche 212 verbunden. Das Bandpaßfilter 213 extrahiert
das 2,2-GHz-Band. Der Mischer 215 mischt ein von einem
Frequenzsynthesizer 231 ausgegebenes Signal mit einer Frequenz
von 1,9 GHz, um das Empfangssignal in ein Zwischenfrequenzsignal
im 300-MHz-Band umzuwandeln. Der Frequenzsynthesizer 231 besteht
aus einer PLL-Schaltung (phasenverriegelte Schleifenschaltung) und
ist ein Synthesizer, der ein Signal in einem Abstand von 150 kHz
(d.h. dem Abstand eines Bandschlitzes) in einem 1,9-GHz-Band erzeugt,
wobei er 150 kHz benutzt, die erzeugt werden, indem 19,2 MHz, die
von einem temperaturkompensierten Referenzoszillator (TCXO) 232 ausgegeben
werden, durch einen 1/128-Frequenzteiler 233 als Referenz erzeugt
werden. Weitere in dieser Basisstation benutzte Frequenzsynthesizer,
die weiter unten beschrieben werden, bestehen ebenfalls aus einer PLL-Schaltung.
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Das
von dem Mischer 215 ausgegebene Zwischenfrequenzsignal
wird über
ein Bandpaßfilter 216 und
einen Empfangsverstärker 217 zwei Mischern 218I und 218Q für die Demodulation
zugeführt.
Außerdem
wird ein von einem Frequenzsynthesizer 234 ausgegebenes
Signal mit einer Frequenz von 300 MHz von einem Phasenschieber 235 in
zwei Signalreihen mit einer Phasenverschiebung von 90° umgewandelt,
und eine der beiden Frequenzsignalreihen wird dem Mischer 218I zugeführt, während die andere
dem Mischer 218Q zugeführt
wird, um mit dem Zwischenfrequenzsignal gemischt zu werden, wodurch
I- und Q-Komponenten extrahiert werden, die in den empfangenen Daten
enthalten sind. Der Frequenzsynthesizer 234 ist ein Synthesizer,
der ein Signal in einem 300-MHz-Band erzeugt, wobei 150 kHz als
Referenz benutzt werden, die als Ergebnis der Frequenzteilung in
dem 1/128-Frequenzteiler 233 erzeugt werden.
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Die
extrahierte I-Komponente wird über
ein Tiefpaßfilter 219I einem
Analog-/Digitalwandler 220I zugeführt, um in digitale I-Daten
umgewandelt zu werden. Die extrahierte Q-Komponente wird über ein Tiefpaßfilter 219Q einem
Analog-/Digitalwandler 220Q zügeführt, um in digitale Q-Daten
umgewandelt zu werden. Beide Analog-/Digitalwandler 220I und 220Q benutzen
als Takt für
die Umwandlung 6,4 MHz, die dadurch erzeugt werden, daß die von
dem TCXO 232 ausgegebenen 19,2 MHz mit Hilfe eines 1/3-Frequenzteilers 236 geteilt
werden.
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Die
digitalen I-Daten und die digitalen Q-Daten, die von den Analog-/Digitalwandlern 220I bzw. 220Q ausgegeben
werden, werden einer Demodulatoreinheit 221 zugeführt, und
die demodulierten Daten werden einem Demultiplexer 222 zugeführt und
in die aus den einzelnen Endgeräten
stammenden Daten aufgeteilt. Die aufgeteilten Daten werden separat Dekodierern 223a, 223b,..., 223n zugeführt, die
in einer Anzahl(6 für
einen Bandschlitz) bereitgestellt sind, die gleich der Zahl der
gleichzeitig angeschlossenen Endgeräte ist. Die von dem TCXO 232 ausgegebenen
19,2 MHz werden unverändert
der Demodulatoreinheit 221, dem Demultiplexer 222 und
den Dekodierern 223a, 223b,..., 223n als
Takt zugeführt, und
5 kHz, die durch Teilen der von dem 1/3-Frequenzteiler 236 ausgegebenen
6,4 MHz mit Hilfe eines 1/1280-Frequenzteilers 237 erzeugt
werden, werden ihnen als Schlitz-Zeitsteuerungsdaten zugeführt.
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Es
werde nun die Konfiguration des Sendesystems der Basisstation näher betrachtet.
Sendedaten, die von Kodierern 241a, 241b,..., 241n separat
kodiert werden, die in der gleichen Anzahl bereitgestellt sind wie
die Zahl der simultan kommunizierenden Teilnehmer (Endgeräte), werden
von einem Multiplexer 242 synthetisiert. Das Ausgangssignal des
Multiplexers 242 wird einer Modulatoreinheit 243 zugeführt, die
einen Modulationsprozeß für das Senden
durchführt,
um digitale I-Daten und digitale Q-Daten für das Senden zu erzeugen. Ein
Signal mit einer Frequenz von 19,2 MHz, das von dem TCXO 232 ausgegeben
wird, wird unverändert
den Kodierern 241a bis 241n, dem Multiplexer 242 und
der Modulatoreinheit 243 als Takt zugeführt, und ein Signal mit einer
Frequenz von 5kHz, das von dem 1/1280-Frequenzteiler 237 ausgegeben
wird, wird ebenfalls als Takt zugeführt.
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Die
digitalen I-Daten und die digitalen Q-Daten, die von der Modulatoreinheit 243 ausgegeben werden,
werden Digital-/Analogwandlern 244I bzw. 244Q zugeführt und
in ein analoges I-Signal bzw. in ein analoges Q-Signal umgewandelt.
Das I-Signal und das Q-Signal als Ergebnis der Umwandlung werden über Tiefpaßfilter 245I und 245Q Mischern 246I bzw. 246Q zugeführt. Außerdem wird
ein von einem Frequenzsynthesizer 238 ausgegebenes Signal
mit einer Frequenz von 100 MHz von einem Phasenschieber 239 in
zwei Signalreihen umgewandelt, die um 90° phasenverschoben sind, und
eine der beiden Signalreihen wird dem Mischer 246I zugeführt, während die
andere wird dem Mischer 246Q zugeführt wird, um mit dem I-Signal
bzw. dem Q-Signal gemischt zu werden. Dadurch entstehen Signale
in einem 100-MHz-Band, die in einem Addierer 247 orthogonal
zu einer einzigen Signalreihe moduliert werden. Der Frequenzsynthesizer 238 ist
ein Synthesizer, der ein Signal in einem 100-MHz-Band erzeugt, wobei
er 150 kHz benutzt, die als Ergebnis der Frequenzteilung in dem
1/128-Frequenzteiler 233 als Referenz
erzeugt werden.
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Das
von dem Addierer 247 ausgegebene, in das 100-MHz-Band modulierte
Signal wird über
einen Sendeverstärker 248 und
ein Bandpaßfilter 249 einem
Mischer 250 zugeführt,
und das von dem Frequenzsynthesizer 231 ausgegebene Signal
im 1,9-GHz- Frequenzband
wird damit gemischt, um es in eine Sendefrequenz im 2,0-GHz-Band
umzuwandeln. Das Sendesignal, dessen Frequenz in diese Sendefrequenz
umgewandelt wurde, wird über
einen Sendeverstärker 251 und
ein Bandpaßfilter 252 der Antennenweiche 212 zugeführt und
von der mit der Antennenweiche 212 verbundenen Antenne 211 drahtlos
gesendet.
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Das
von dem TCXO 232 ausgegebene 19,2-MHz-Signal wird einem
1/2400-Frequenzteiler 240 zugeführt und in ein 8-kHz-Signal
umgewandelt, wobei dieses 8-kHz-Signal seinerseits einer Schaltung
in einem (nicht dargestellten) Audioverarbeitungssystem zugeführt wird.
Das heißt,
in der Basisstation des vorliegenden Ausführungsbeispiels wird ein Audiosignal,
das zu und von einem Endgerät
gesendet wird, mit 8 kHz abgetastet (oder mit einer Frequenz, die
ein Vielfaches davon ist, überabgetastet), so
daß der
1/2400-Frequenzteiler 240 Takte liefert, die für die Schaltungen
zur Verarbeitung der Audiodaten, wie einem Analog-/Digitalwandler
und einem Digital-/Analogwandler für ein Audiosignal oder einem
digitalen Signalprozessor (DSP) für die Kompression und Dekompression
von Audiodaten, benötigt
werden.
-
Im
folgenden werden anhand von 13 die Einzelheiten
einer Konfiguration zum Kodieren und Modulieren von Sendedaten in
der Basisstation beschrieben. Es sei hier angenommen, daß simultaner Mehrfachzugriff
für N Endgeräte (Benutzer)
eingerichtet ist (N ist eine beliebige Zahl). Signale U0, U1,...,
UN, die an die Benutzer der einzelnen Endgeräte gesendet werden sollen,
werden separaten Faltungskodierern 311a, 311b,..., 311n zugeführt und separat
einer Faltungskodierung unterzogen. Diese Faltungskodierung erfolgt
z.B. auf der Basis, daß die Zwangslänge k =
7 und das Kodierverhältnis
R = 1/3 ist
-
Die
Daten, die in den entsprechenden Systemen der Faltungskodierung
unterzogen wurden, werden Vier-Rahmen-Verschachtelungspuffern 312a, 312b,..., 312n zugeführt, um
die Daten über
vier Rahmen (20 ms) zu verschachteln. Die Ausgangssignale der
jeweiligen Verschachtelungspuffer 312a, 312b,..., 312n werden
entsprechenden DQPSK-Kodierern 320a, 320b,..., 320n zugeführt, um
eine DQPSK-Modulation durchzuführen.
Auf der Basis der zugeführten
Daten erzeugen DQPSK-Symbol-Generatorschaltungen 321a, 321b,..., 321n Symbole,
die diesen entsprechen und die einem Eingang jeweils eines Multiplizierers 322a, 322b,..., 322n zugeführt werden.
-
Die
Multiplikations-Ausgangssignale der Multiplizierer 322a, 322b,..., 322n werden
von entsprechenden Verzögerungsschaltungen 323a, 323b,..., 323n um
ein Symbol verzögert
und dann zu den anderen Eingängen
zurückgeführt, um
die DQPSK-Modulation
durchzuführen.
Die DQPSK-modulierten Daten werden entsprechenden Multiplizierern 313a, 313b,..., 313n zugeführt, in
denen ein Prozeß durchgeführt wird,
um die modulierten Daten mit Zufallsphasenverschiebungsdaten zu
multiplizieren, die separat von Zufallsphasenverschiebungsdaten-Generatorschaltungen 314a, 314b,..., 314n ausgegeben
werden. Auf diese Weise wird die scheinbare Phase der Daten in zufälliger Weise
variiert.
-
Das
Ausgangssignal jedes der Multiplizierer 313a, 313b,..., 313n wird
einem Multiplexer 242 zugeführt, um dort synthetisiert
zu werden. Während der
Synthese in dem Multiplexer 242 des vorliegenden Ausführungsbeispiels
können
die Positionen der zu synthetisierenden Frequenzen umgeschaltet
werden, wobei 150 kHz als Einheit benutzt werden. Dieses Umschalten
wird gesteuert, um die Frequenz eines Burstsignals umzuschalten,
das zu jedem Endgerät
gesendet wird. Das heißt,
während
in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel
eine als Frequenz-Hopping bezeichnete Frequenzumschaltung auf einer
Bandschlitzbasis durchgeführt
wird, wie sie in 2 dargestellt ist,
wird diese Frequenzumschaltung durch das Umschalten der Prozesse
erreicht, die während
der Synthese in dem Multiplexer 242 ausgeführt werden.
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Die
von dem Multiplexer 242 synthetisierten Daten werden einer
IFFT-Schaltung 332 zugeführt, die durch inverse schnelle
Fourier-Transformation ein Frequenzbasissignal in ein Zeitbasissignal
umwandelt, um zeitserielle Daten zu gewinnen, die aus dem Mehrträgersignal
gebildet sind, das durch Modulieren der Daten in 22 Unterträger in dem 6,25-kHz-Intervall
pro Bandschlitz gewonnen wird. Die durch die inverse schnelle Fourier-Transformation
gewonnenen Daten werden in einem Multiplizierer 333 mit
einer Zeitwellenform multipliziert, die von einer Fensterdaten-Generatorschaltung 334 ausgegeben
wird. Wie 10A zeigt, ist diese Zeitwellenform eine
Wellenform mit einer Länge
TU von etwa 200 μs (d.h. einer Zeitschlitzperiode)
einer Welle auf der Sendeseite. Der Pegel der Wellenform ändert sich
jedoch an beiden Enden TTR (etwa 15 μs) allmählich, wie
dies in 10B dargestellt ist, wobei die
Wellenform die angrenzenden Wellenformen teilweise überlappt,
wenn die Zeitwellenform multipliziert wird.
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Das
Signal, das in dem Multiplizierer 333 mit einer Zeitwellenform
multipliziert wurde, wird über
einen Burstpuffer 335 einem Digital-/Analogwandler 244 zugeführt (der
den Wandlern 244I und 244Q in 12 entspricht),
um in ein analoges I-Signal und ein analoges Q-Signal umgewandelt
zu werden, die mit der in 12 dargestellten
Konfiguration gesendet werden.
-
Als
Nächstes
werden anhand von 14 die Einzelheiten einer Konfiguration
zum Demodulieren und Dekodieren von Empfangsdaten in der Basisstation
beschrieben. Die digitalen I-Daten und die digitalen Q-Daten, die
von einem Analog-/Digitalwandler 220 umgewandelt
wurden (der den Analog-/Digitalwandlern 220I und 220Q in 8 entspricht),
werden über
einen Burstpuffer 341 dem Multiplizierer 342 zugeführt, um
mit einer Zeitwellenform multipliziert zu werden, die von einer
inversen Fensterdaten-Generatorschaltung 343 ausgegeben
wird. Diese Zeitwellenform ist eine Zeitwellenform mit der in 6A dargestellten
Konfiguration, sie hat jedoch eine Länge TM von
160 μs und
ist damit kürzer
als diejenige beim Senden.
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Die
mit der Zeitwellenform multiplizierten Empfangsdaten werden einer
FFT-Schaltung 344 zugeführt, in
der sie einem Prozeß unterzogen
werden, durch den Zeitbasisdaten mittels schneller Fourier-Transformation
in Frequenzbasisdaten umgewandelt werden. Auf diese Weise werden
die gesendeten Daten, nachdem sie in 22 Unterträger in 6,25-kHz-Abständen pro
Bandschlitz moduliert wurden, in Daten der betreffenden Unterträger umgewandelt
werden. Die Daten, die der schnellen Fourier-Transformation unterzogen wurden, werden
dem Demultiplexer 222 zugeführt, um Daten zu gewinnen, die
auf eine Anzahl aufgeteilt sind, die der Zahl der Endgeräte entspricht,
für die
simultaner Mehrfachzugriff vorgesehen ist. Während des Aufteilens in dem Demultiplexer 222 des
vorliegenden Ausführungsbeispiels
können
die Positionen der aufzuteilenden Frequenzen umgeschaltet werden,
wobei 150 kHz als Einheit benutzt werden. Dieses Umschalten wird
so gesteuert, daß die
Frequenz eines von jedem Endgerät
gesendeten Burstsignals umgeschaltet wird. Das heißt, während in
dem vorliegenden Ausführungsbeispiel
die als Frequenz-Hopping bezeichnete Frequenzumschaltung auf einer
Bandschlitzbasis periodisch durchgeführt wird, wie dies in 9 usw.
dargestellt ist, wird eine solche Frequenzumschaltung auf der Sendeseite
durch Umschalten der während des
Aufteilens in dem Demultiplexer 222 ausgeführten Prozesse
erreicht.
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Die
jeweiligen Empfangsdaten, die von dem Demultiplexer 222 aufgeteilt
wurden, werden separat Multiplizierern 351a, 351b,..., 351n zugeführt, die
in einer Zahl N vorgesehen sind, die der Zahl der Endgeräte entspricht,
für die
simultaner Mehrfachzugriff vorgesehen ist. In den Multiplizierern 351a, 351b,..., 351n werden
die Daten mit inversen Zufallsphasenverschiebungsdaten multipliziert
(diese Daten sind ebenfalls Daten, die sich synchron mit den Zufallsphasenverschiebungsdaten
auf der Sendeseite ändern),
die von inversen Zufallsphasenverschiebungsdaten-Generatorschaltungen 352a, 352b,..., 352n ausgegeben
werden, um dadurch in Daten zurückgeführt zu werden,
die in den jeweiligen Systemen die ursprüngliche Phase haben.
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Diese
Daten werden differentiellen Demodulatorschaltungen 353a, 353b,..., 353n zugeführt und einer
differentiellen Demodulation unterzogen, und die Daten, die der
differentiellen Demodulation unterzogen wurden, werden Vier-Rahmen-Entschachtelungspuffern 354a, 354b,..., 354n zugeführt, in
denen die Daten, die beim Senden über vier Rahmen verschachtelt
wurden, in die ursprüngliche
Datenanordnung zurückgeführt werden.
Die entschachtelten Daten werden Viterbi-Dekodierern 355a, 355b,
..., 355n zugeführt,
um einer Viterbi-Dekodierung unterzogen zu werden. Die Viterbidekodierten
Daten werden als dekodierte Empfangsdaten einer nachfolgenden (nicht
dargestellten) Empfangsdaten-Verarbeitungsschaltung zugeführt.
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Während in
dem obigen Ausführungsbeispiel die
Zahl der Unterträger,
die den Aufwärtsverbindungs-Steuerkanal
von dem Endgerät
zu der Basisstation bilden, halb so groß gewählt ist wie die Zahl der Unterträger, die
einen Bandschlitz anderer Kanäle,
wie des Informationskanals oder dgl., bilden, um dadurch die Frequenzabstände zwischen
den Trägern
doppelt so groß einzustellen,
wie die Frequenz eines anderen Kanals, kann der Frequenzabstand zwischen
den Trägern
auch auf einen Frequenzabstand eingestellt werden, der z.B. drei-
oder viermal so groß ist
wie der des anderen Kanals. Wenn der Frequenzabstand vergrößert wird,
wird die Informationsmenge, die durch Benutzung des gleichen Bands gesendet
werden kann, kleiner. Während
der Frequenzabstand auf einen Frequenzabstand eingestellt werden
kann, der durch Multiplizieren einer Frequenz mit der Zahl mit Ausnahme
einer ganzen Zahl gewonnen wird, wenn der Frequenzabstand auf die
durch Multiplizieren der Frequenz mit einer ganzen Zahl gewonnene
Zahl gesetzt wird, können
die Sende- und Empfangsverarbeitungen durchgeführt werden, indem lediglich
ein Teil der Daten in einer Schaltung zur Verarbeitung des Informationskanals
oder dgl. dezimiert wird, und können
deshalb mit einer einfachen Anordnung realisiert werden.
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Während in
dem obigen Ausführungsbeispiel die
Daten, die auf die den Aufwärtsverbindungs-Steuerkanal
bildenden 11 Unterträger
moduliert sind, der gleichen Verarbeitung unterzogen werden wie
die Daten, die auf die den Informationskanal bildenden Unterträger moduliert
sind, können
die in dem Aufwärtsverbindungs-Steuerkanal
gesendeten Daten einer Verarbeitung unterzogen werden, die sich
von derjenigen für
die auf die den Informationskanal bildenden Unterträger modulierten
Daten unterscheidet.
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15 zeigt
ein Diagramm eines Beispiels, das benutzt wird, wenn die Verarbeitung
geändert wird.
In 15 sind solche Teile und Schaltungen, die denen
von 4 entsprechen, mit den gleichen Bezugszeichen
versehen wie dort. Ein von einer IFFT-Schaltung 103 ausgegebenes
Signal wird über einen
Umschalter 111 wahlweise den Fensterschaltungen 104 und 112 zugeführt. In
diesem Fall multipliziert die Fensterschaltung 104 das
Sendesignal auf dem Informationskanal oder dgl. mit den Fensterdaten,
d.h. sie multipliziert das Signal mit Fensterdaten TU (siehe 10A), deren Länge
einer Zeitschlitzperiode entspricht. Die Fensterschaltung 112 multipliziert
das Sendesignal in dem Aufwärtsverbindungs-Steuerkanal
mit den Fensterdaten, und zwar multipliziert sie das Signal mit
Fensterdaten TU, deren Länge halb so groß ist wie
eine Zeitschlitzperiode (obwohl dies nicht dargestellt ist, haben
die Fensterdaten eine Periode, die im wesentlichen halb so groß ist wie
die der in 10A dargestellten Fensterdaten TU). In diesem Fall kann die Periode, in der
die Fensterdaten multipliziert werden, in eine Periode gelegt werden,
die sich im wesentlichen im Zentrum eines Zeitschlitzes befindet,
oder eine Periode am Beginn dieses einen Zeitschlitzes.
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Das
mit den Fensterdaten einer der Fensterschaltungen 104, 112 multiplizierte
Sendesignal wird über
einen Umschalter 113 einem Digital-/Analogwandler 105 zugeführt. Die
Schalter 111, 113 sind Schalter, die dann, wenn
das Signal in dem Aufwärtsverbindungs-Steuerkanal
der Sendeverarbeitung unterzogen wird, ihre Verbindungspunkte auf
die Seiten der Fensterschaltung 112 legen, während sie
ihre Verbindungspunkte auf die Seite der Fensterschaltung 104 legen,
wenn das Signal auf dem anderen Kanal der Sendeverarbeitung unterzogen
wird. Andere Teile sind ähnlich
angeordnet, wie in der Schaltung von 4.
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Die
Sendeverarbeitung, die die in 15 dargestellte
Anordnung benutzt, ermöglicht
es, daß das
in dem Aufwärtsverbindungs-Steuerkanal
gesendete Signal eine Anordnung hat, wie sie in 16 dargestellt
ist. Wie 16A zeigt, wird das Signal, das
auf die 11 Unterträger
in einem Frequenzabstand 2fk (einem Abstand
von 12,5 kHz) verteilt ist, der zweimal so groß ist, wie der Frequenzabstand,
der für
den Informationskanal benutzt wird, in einem Bandschlitz angeordnet
und dann gesendet. Da die Zahl der Unterträger die gleiche ist wie in
dem Beispiel von 3 des obigen Ausführungsbeispiels, die
Periode zum Senden der Daten in einem Zeitschlitz durch die Fensterdaten,
die eine Periode der halben Länge
anzeigen, jedoch auf 1/2 begrenzt ist, ist es möglich, wie in 16B dargestellt, während einer Periode Tk [sec] die Daten von nur Tk/2
[sec] zu gewinnen, indem das Signal auf der Empfangsseite in zeitserielle
Daten umgewandelt wird. Wie in 16B durch
eine gestrichelte Linie angedeutet ist, werden benachbarte Daten
in einem Abstand von Tk/2 [sec] geliefert.
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Wenn
das Senden in dem Aufwärtsverbindungs-Steuerkanal
erfolgt, wie dies in 16A, 16B dargestellt
ist, wird die Periode, in der die Daten in dem Aufwärtsverbindungs-Steuerkanal
gesendet werden, während
eines Zeitschlitzes verkürzt, und
selbst wenn die Daten gesendet werden und die Zeitlage des Sendens
aus dem Endgerät
gegenüber der
in der Basisstation eingestellten Referenzzeitlage vergleichsweise
stark versetzt ist, ist die Möglichkeit, daß die Basisstation
die Daten während
der benachbarten Zeitschlitze empfängt, reduziert. Deshalb ist es
selbst dann, wenn kein Zeitausrichtungsprozeß durchgeführt wird, möglich, Orthogonalität der Zeitlage
des Schlitzes sicherzustellen, so daß die vorliegende Erfindung
sich z.B. für
das Senden der Zugriffsanforderungsdaten eignet, die keinem Zeitausrichtungsprozeß unterzogen
werden können.
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Während die
Datensendeperiode in einer Zeitschlitzperiode auf dem Aufwärtsverbindungs-Steuerkanal
bei dem anhand von 15, 16A und 16B beschriebenen Ausfüh rungsbeispiel auf etwa 1/2
begrenzt ist, kann die Datensendeperiode auch auf eine Periode mit
einer anderen Länge
begrenzt werden, z.B. auf 1/3 oder 1/4 eines Zeitschlitzes. Falls
die Länge
der Periode auf den Kehrwert eines Vielfachen einer ganzen Zahl
gesetzt wird, läßt sich
die Sende- und Empfangsverarbeitung vergleichsweise einfach realisieren.
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Statt
das bekannte Symbolmuster der Sendeverarbeitung zu unterziehen,
kann das vorbestimmte bekannte Symbolmuster, das in dem Aufwärtsverbindungs-Steuerkanal
gesendet werden soll, auch in einem Speicher gespeichert werden,
wie die Daten, die durch schnelle Fourier-Transformation des bekannten
Symbolmusters gewonnen werden, wobei die in dem Speicher gespeicherten
Daten beim Senden aus diesem ausgelesen werden. Wie 17 zeigt,
werden die Daten, die durch die schnelle Fourier-Transformation des bekannten Symbolmusters gewonnen
werden, in einem Sendespeicher 121 gespeichert. Ein von
einer Fensterschaltung 104 ausgegebenes Signal und ein
Signal aus dem Speicher 121 werden einem Umschalter 122 zugeführt und dann
von dem Umschalter 122 wahlweise einem Digital-/Analogwandler 105 zugeführt. Der
Umschalter 122 schaltet seinen Verbindungspunkt nur während der
Zeit auf die Seite des Speichers 121, in der die bekannten
Daten gesendet werden. Zu anderen Zeiten schaltet der Umschalter 122 seinen
Verbindungspunkt auf die Seite der Fensterschaltung 104.
Im Übrigen
gleicht die Anordnung von 17 derjenigen von 4.
Teile von Schaltungen, die denjenigen von 4 entsprechen,
sind mit den gleichen Bezugszeichen versehen wie dort und brauchen
nicht erneut detailliert beschrieben zu werden.
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Der
Sendeprozeß,
bei dem die in 17 dargestellte Schaltung benutzt
wird, kann verhindern, daß die
vorbestimmten Daten des in dem Aufwärtsverbindungs-Steuerkanal
gesendeten Signals dem Sendeprozeß unterzogen werden, der von
der FFT-Schaltung 103 und der Fensterschaltung 104 ausgeführt wird.
Deshalb kann die Sendeverarbeitung für den Aufwärtsverbindungs-Steuerkanal
insoweit vereinfacht werden, und die für den Sendeprozeß benötigte Leistung
kann reduziert werden.
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Während der
Frequenzabstand der Unterträger
nur in dem Aufwärtsverbindungs-Steuerkanal vergrößert ist,
kann auch der Frequenzabstand der Unterträger in anderen Kanälen ähnlich vergrößert werden.
So kann z.B. der Frequenzabstand der Unterträger in dem Abwärtsverbindungs-Steuerkanal von
der Basisstation zu dem Endgerät
größer eingestellt
werden, als derjenige in dem Informationskanal.
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Die
in dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel
erwähnten
Werte für
die Frequenzen, die Zeit und die Kodierverhältnisse sind nur beispielhaft,
und die vorliegende Erfindung ist nicht auf das oben beschriebene
Ausführungsbeispiel
beschränkt. Es
ist ferner offensichtlich, daß auch
andere Kommunikationssysteme als das anhand von 8 bis 10 beschriebene Bandmultiplexzugriffsystem
(BDMA-System) benutzt
werden können.
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Gemäß vorliegender
Erfindung ist der Frequenzabstand der Unterträger eines Kanals zum Akquirieren
eines Zugriffsrechts unter Aufwärtsverbindungskanälen von
einem Endgerät
zu einer Basisstation größer gewählt, als
der Frequenzabstand der Unterträger
anderer Kanäle.
Dies macht es möglich, ein
Signal zum Akquirieren eines Zugriffsrechts in einem relativ guten
Kommunikationszustand zu der Basisstation zu senden und ein solches
Signal selbst dann zuverlässig
zu der Basisstation zu senden, wenn kein Zeitausrichtungsprozeß oder dgl.
durchgeführt
wird.
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In
diesem Fall können
Sende- und Empfangsprozesse für
den Kanal zum Akquirieren eines Zugriffsrechts leicht mit Hilfe
von Schaltungen, die üblicherweise
für Sende- und Empfangsprozesse über andere
Kanäle
benutzt werden, durchgeführt werden,
indem als Frequenzabstand der Unterträger eines Kanals zur Akquirierung
eines Zugriffsrechts ein ganzzahliges Vielfaches des Frequenzabstands der
Unterträger
anderer Kanäle
gewählt
wird.
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In
dem obigen Kommunikationssystem sind mehrere Sendebänder zwischen
dem Endgerät
und der Basisstation vorbereitet, und ein Signal jedes Sendebands
wird durch eine vorbestimmte Zeiteinheit geteilt, um Zeitschlitze
zu bilden. Ein Burstsignal wird moduliert, indem die Daten auf die
Unterträger
in einem Sendeband während
der Zeitschlitzperioden intermittierend in der vorbestimmten Anzahl
verteilt werden.
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Wenn
das Kommunikationssystem gemäß der vorliegenden
Erfindung angewendet wird, wird die Zeitschlitzperiode des Kanals,
der für
die Gewinnung des Zugriffsrechts benutzt wird, auf den Kehrwert
eines Vielfaches der Zeitschlitzperiode eines anderen Kanals gesetzt.
Deshalb können
die für
die Gewinnung des Zugriffsrechts benutzten Daten mit größerer Zuverlässigkeit übertragen
werden.
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Vorangehend
wurden unter Bezugnahme auf die anliegenden Zeichnungen bevorzugte
Ausführungsbeispiele
der Erfindung beschrieben. Die Erfindung ist selbstverständlich nicht
auf diese Ausführungsbeispiele
beschränkt,
vielmehr kann der einschlägige
Fachmann vielfältige Änderungen
und Modifizierungen vornehmen, ohne daß der Rahmen der Erfindung
verlassen wird, wie er in den anliegenden Zeichnungen Ansprüchen definiert
ist.