JP4310920B2

JP4310920B2 - 送信機、送信方法、受信機及び受信方法

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Inventors: 和之迫田; 三博鈴木; 智也山浦
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Publication date: 2009-08-12
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Description

本発明は、例えばセルラ方式による無線電話システムなどの無線通信システムに適用して好適なデジタル無線通信における通信方法を適用した送信機及び受信機、並びに送信方法及び受信方法に関する。

従来、無線電話システムなどのように、広い周波数帯域を複数のユーザでシェアして効率良く通信を行う通信方式としては、例えばＤＳ−ＣＤＭＡ（Direct Sequence-Code Division Multiple Access）方式がある。このＤＳ−ＣＤＭＡ方式では、送信信号系列を符号により拡散（乗算）し、広帯域信号を生成してこれを送信する。また、受信側では、送信側と同一の拡散符号と受信信号を乗算することにより、逆拡散と呼ばれる効果を得て、受信信号の中から所望の信号成分のみを抽出する。

図１は、従来のＤＳ−ＣＤＭＡ方式を適用したセルラ無線通信システムにおける送信構成を示す。入力端子１に得られる情報ビットストリームは、コーディング部２で符号化ならびにインターリーブなどの処理が施された後に、乗算器３に供給されて、端子３ａに得られるチャンネル割当ての目的のコードが乗算されて拡散される。拡散されたビットストリームは、次段の乗算器４で、端子４ａに得られるロングコードによりランダム化された後、シンボルマッピング部５で送信シンボルへマッピングされる。このマッピング方法は、通信方式により様々の手法がある。

シンボルマッピング部５でマッピングされた送信信号は、必要により加算器６で他の系の送信信号と多重化されて、送信処理部７に供給されて、変調などの高周波処理が行われた後、無線伝送を行う周波数帯域に周波数変換されて、アンテナ８から無線伝送される。
ここで入力端子１に得られる情報ビットストリームが例えば８kbpsであるとすると、コーディング部２で符号化率１／２で符号化されて、符号化ビットのビットレートが１６kbpsになり、乗算器３で拡散率６４で拡散すると、１０２４kcps（ｃｐｓはChip Per Second）のビットストリームになる。情報ビットストリームのビットレートが異なる場合には、乗算器３での拡散率を変化させれば、送信信号のビットレートを一定にすることができる。

また、加算器６で加算する他の送信系についても、加算器６に供給される送信信号のビットストリームが一定であれば、各送信系のコーディング部２に供給される情報ビットストリームとして、種々のものを混在させることができる。

次に、従来のＤＳ−ＣＤＭＡ方式で送信処理された信号を受信する構成を、図２を参照して説明する。アンテナ１１で受信した所定の周波数帯域の信号を、受信処理部１２で中間周波信号などに周波数変換し、この周波数変換された受信信号を復調して、ベースバンドのシンボル系列を得る。このシンボル系列の中から、ビット抽出部１３で受信ビットストリームを抽出する。抽出された受信ビットストリームは乗算器１４に供給して、端子１４ａに得られるロングコードの乗算を行ってデスクランブルすると共に、その乗算器１４の乗算出力を乗算器１５に供給して、端子１５ａに得られる逆拡散コードの乗算を行って逆拡散処理を行い、符号化ビットストリームを得る。そして、その符号化ビットストリームをデコード部１６でデコードして、情報ビットストリームを端子１７に得る。

上述した８kbpsの情報ビットストリームが、１０２４kcpsのビットストリームとして送信されている場合の信号を、図２の構成で受信する場合には、乗算器１５で逆拡散率６４で逆拡散されて、８kbpsの情報ビットストリームが得られる。また、端子１５ａに得られる逆拡散コードの逆拡散率を変化させれば、他のビットレートの情報ビットストリームにも対処できる。

ここまでの説明では、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式で複数のビットレートの情報ビットストリームを混在させて無線伝送させる場合について説明したが、ＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access）方式で無線伝送させる場合にも、複数のビットレートの情報ビットストリームを混在させることが可能である。図３は、１フレームがスロット１からスロット８までの８タイムスロットで構成される８ＴＤＭＡ構造の場合の１フレーム構造を示した図である。

ここで、１スロット当たりの伝送レートが８kbpsである場合のスロット割当てを想定すると、例えば伝送レート８kbpsのユーザＡ，Ｂには、それぞれスロット１，２を割当て、そのスロット１又は２で伝送レート８kbpsの通信を行う。また、伝送レートが１６kbpsのユーザＣには、スロット３とスロット４の２スロットを割当て、１６kbpsの通信を行う。また、伝送レートが３２kbpsのユーザＤには、スロット５〜スロット８の４スロットを割当て、３２kbpsの通信を行う。このように各ユーザからの伝送要求時の伝送レートなどに応じて、基地局などが１フレーム内のスロットの各ユーザへの割当て数を可変設定することで、ＴＤＭＡ方式で複数のビットレートの情報ビットストリームを混在させて無線伝送させる対処が可能である。

また、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex：直交周波数分割多重）方式と称されるマルチキャリア方式で無線伝送を行う場合には、送信構成として、例えば従来図４に示す構成で行われていた。この構成は、ＤＡＢ（Digital Audio Broadcasting）と称されるデジタルオーディオ放送に適用されている構成で、端子２１に得られる情報ビットストリームは、コーディング部２２で符号化などの処理が施された後に、シンボルマッピング部２３で送信シンボルへマッピングされる。そして、送信シンボルを混合回路２４に供給して、他の送信データと多重化される。ここでの多重化は、単純に直列に連結することで、多重化シンボルストリームを生成させる。例えば、１チャンネル当たり６４kbpsのシンボルを、１８チャンネル分多重化すると、多重化されたシンボルストリームの伝送レートは６４kbps×１８＝１１５２kbpsとなる。

この多重化されたシンボルストリームは、周波数変換部２５での周波数インターリーブによりシンボルの並び替えが行われ、各チャンネルのシンボルがばらばらに並ぶことになる。この並び替えられたシンボルストリームは、逆フーリエ変換回路（ＩＦＦＴ回路）２６で逆フーリエ変換処理により周波数軸上に配置されたマルチキャリア信号となり、このＩＦＦＴ回路２６の出力が送信処理部２７で無線送信処理されて、所定の周波数帯域で無線送信される。

このマルチキャリア信号を受信する側の構成としては、図５に示すように、アンテナ３１で受信した所望の周波数帯域の信号を、受信処理部３２でベースバンド信号とする。ここで、マルチキャリア信号のベースバンド信号成分は、情報が周波数軸上に並んだ信号であるので、高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ回路）３２に供給して、フーリエ変換処理を行い、周波数軸上に並んだサブキャリアを抽出する。このとき、フーリエ変換処理によって出力されるシンボルは、受信した信号帯域全体のサブキャリア群となる。

このサブキャリア群の変換信号は、シンボル選択部３４に供給して、送信側で行われた周波数インターリーブにより配置された所望のチャンネルのシンボルの存在位置からシンボルを抽出する。さらに、この抽出されたシンボルストリームは、ビット抽出部３５に供給して、符号化ビットストリームを抽出し、この符号化ビットストリームをデコード部３６に供給して、情報ビットストリームを出力端子３７に得る。

この従来のＯＦＤＭ方式においては、サブキャリア毎に異なるチャンネルのシンボルを割当てることにより多重化が行われている。従って、受信機が備えるフーリエ変換回路（ＦＦＴ回路）は、多重化されて伝送される全チャンネル分のシンボルを変換処理して、その変換後にチャンネルの選定を行っている。

上述したＤＳ−ＣＤＭＡ方式を適用したセルラ方式の通信システムでは、使用周波数帯域を固定して、拡散率を可変することにより、可変レートのデータ伝送を可能としている。使用周波数帯域を固定することにより、単一の高周波回路のみで可変ビットレートサービスを提供する端末装置を構成することが可能になっている。

しかしながらＤＳ−ＣＤＭＡ方式は、通信制御方式が非常に複雑であり、例えばセルラ方式に適用した場合には、基地局を切換えるハンドオフ処理や、システム内の他の通信との干渉を防止するための送信パワーコントロールなどを、非常に精度良く行う必要がある。また、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式は、基本的に全チャンネルが同一の周波数帯域をシェアしており、かつ各チャンネルの直交性がないことから、送信パワーコントロールが正しく行われない端末装置が１台でも存在したとき、システム全体が機能しなくなると言う危険性を有しており、伝送レート可変などの複雑な処理を行うのに適したシステムとは言えない。

さらにＤＳ−ＣＤＭＡ方式で伝送レート可変処理を適用した場合には、復調部分に関しては、数kbps程度の低速の伝送レートで通信を行う端末装置であっても、システムで伝送可能な最も高い伝送レートの通信を行う端末装置と同等の演算処理が必要であり、端末装置における演算処理量を大幅に増加させてしまう。

一方、上述したＴＤＭＡ方式を適用した通信システムで可変伝送レートを実現する場合、１チャンネル当たりの最大の伝送レートは、基本的には、〔１スロット割当て時のビットレート〕×〔ＴＤＭＡ数〕に限られており、伝送レートの上限と下限はＴＤＭＡ数によって決定されることになる。従って、伝送レートが変化する範囲が、例えば数kbps程度から百kbps程度などのように、非常に大きい場合には、スロット割当てだけでユーザが所望する伝送レートに対応することが事実上不可能である。１フレーム内のタイムスロット数を非常に多くすれば不可能ではないが、通信制御などの点から現実的ではない。

また、上述した従来のＯＦＤＭ方式を適用した通信システムで可変伝送レートによる多重化を実現する場合には、サブキャリア毎に異なるチャンネルのシンボルを割当てることにより多重化が行われているため、受信機が備えるフーリエ変換回路は、多重化されて伝送される全チャンネル分のシンボルを変換処理する必要があり、非常に多くの変換処理が必要である問題があった。

本発明は、各々が様々な伝送レートで通信を行うチャンネルを多重化した際に、受信機などの通信手段で、自らが必要となる必要最低限の処理量をもって、情報の通信処理を可能とすることを目的とする。

第１の発明は、複数のサブキャリアに送信シンボルを分散させたマルチキャリア信号を生成させると共に、上記マルチキャリア信号の１チャンネル内での送信シンボルの周波数軸上での配置を、基準となる周波数間隔に対して２のＮ乗おき（Ｎは正の任意の数）とし、生成されたマルチキャリア信号を所定の帯域内に設定した複数のチャンネルの内の所定のチャンネルとして送信する送信機としたものである。

さらに第１の発明は、送信シンボルを生成し、生成した送信シンボルを時間軸上での信号として取り出した後に、自局に割当てられたチャンネルに相当する周波数オフセット分を畳込む処理を行うようにしたものである。このようにしたことによって、目的とする周波数で送信する処理を簡単な構成で良好に行える。

第２の発明は、複数のサブキャリアに送信シンボルが分散されたマルチキャリア信号を受信し、１チャンネル内で受信した送信シンボルを、基準となる周波数間隔に対して２のＮ乗おき（Ｎは正の任意の数）の周波数間隔で受信処理する受信機としたものである。

さらに第２の発明は、受信信号の帯域幅により決定されるサンプルレートにより受信信号のサンプリングを行い、サンプリングされたシンボルを互いに加算もしくは減算することにより、所望の受信チャンネルを選択して、後段に出力するシンボル数を減少させて、受信時の最大ビットレートにより決定される必要最小限のサンプルレートとし、この必要最小限のサンプルレートのシンボル数の受信データを受信処理するようにしたものである。このようにしたことによって、必要なサンプルレートのシンボル数の受信データを効率良く得ることができる。

第３の発明は、第２の発明の受信機において、複数の受信チャンネルを選択したとき、少なくとも１つの受信チャンネルのデータに正弦波のオフセット補正信号を乗算する補正手段を設けたものである。このようにしたことによって、各受信チャンネルのデータ間に含まれるオフセットを簡単に除去することができる。

第４の発明は、第２の発明の受信機において、受信データを受信処理する受信処理手段は、最大ビットレートにより決定される処理能力を備え、上記最大ビットレートよりも低いビットレートでの通信を行う際には所望のビットのみを抽出するようにしたものである。このようにしたことによって、低いビットレートでの通信時のデータ処理量を減らすことができる。

以下、本発明の第１の実施の形態を、図６〜図１０を参照して説明する。
本実施の形態においては、セルラ方式の無線電話システムに適用した例としてある。図６は、本例のシステムにおける基地局側又は端末装置側の送信構成を示すものである。ここでは、伝送レートとして３２kbps，６４kbps，９６kbps，１２８kbpsの４種類のレートのデータを伝送することができる構成としたものである。

端子１０１に得られる上述したいずれかの伝送レートの情報ビットストリームは、コーディング部１０２で符号化ならびにインターリーブなどのコーディング処理を行い、符号化率１／２などの所定の符号化率で符号化する。コーディング部１０２で符号化された各ビットは、シンボルマッピング部１０３に供給して、送信シンボルへマッピングする。ここでの送信シンボルへのマッピング処理としては、ＱＰＳＫ処理，８ＰＳＫ処理，１６ＱＡＭ処理などの処理が適用できる。或いは周波数軸上や時間軸上での差動変調が行われる場合もある。

このシンボルマッピング部１０３で生成された送信シンボルは、ヌルシンボル挿入部１０４に供給する。ヌルシンボル挿入部１０４では、そのときの伝送レートに応じて振幅（エネルギー）が０のシンボルを規則的に挿入して、元の情報ビットストリームの伝送レートに係わらずシンボルレートを最大の伝送レート（ここでは１２８kbpsに対応したレート）に一定とする処理を行う。

図７は、このヌルシンボルの挿入状態の例を示したもので、○印で示すシンボル位置が、元の伝送データのシンボル位置で、×印で示すシンボル位置が、ヌルシンボル挿入部１０４で挿入した０のシンボルの位置である。例えば情報ビットストリームの伝送レートが３２kbpsの場合には、図７のＡに示すように、元の各シンボル間に、３つのヌルシンボルを挿入して、１２８kbpsに相当するシンボル数（即ち４倍）の伝送データに変換する。また、情報ビットストリームの伝送レートが６４kbpsの場合には、図７のＢに示すように、元の各シンボル間に、１つのヌルシンボルを挿入して、１２８kbpsに相当するシンボル数（即ち２倍）の伝送データに変換する。また、情報ビットストリームの伝送レートが９６kbpsの場合には、図７のＣに示すように、元の３シンボル毎に、１つのヌルシンボルを挿入して、１２８kbpsに相当するシンボル数（即ち４／３倍）の伝送データに変換する。また、情報ビットストリームの伝送レートが１２８kbpsの場合には、図７のＤに示すように、ヌルシンボルを挿入せず、そのままのシンボル数の伝送データとする。

ここで、ヌルシンボル挿入部１０４でのヌルシンボルの挿入率Ｒは、次式で定義される。
挿入率Ｒ＝（Ｍ−Ｄ）／Ｍ‥‥‥‥〔１〕
但し、Ｍはここでの伝送帯域における最大伝送レート（ここでは１２８kbps）であり、Ｄは該当するチャンネルでの伝送レートである。

このヌルシンボル挿入部１０４での処理は、ヌルシンボルの挿入で、シンボルレートが２Ｎ倍（Ｎは正の任意の数）になるようにコントロールする処理である。但し、図７のＣに示す処理、即ち９６kbpsのレートで伝送する場合には、Ｎの値が整数とはならないが、上述した〔１〕式に基づいたヌルシンボルの挿入レートＲ＝１／４の規則を用いた処理である。

ヌルシンボル挿入部１０４でヌルシンボルが挿入された送信シンボルは、ランダム位相シフト部１０５でランダム位相シフトによるスクランブル処理（或いは他のスクランブル処理）を行い、そのスクランブル処理された送信シンボルを逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）処理部１０６に供給し、逆高速フーリエ変換の演算処理で、時間軸上に配置されたシンボルストリームを、周波数軸上にサブキャリアが配置されたマルチキャリア信号に変換する。逆フーリエ変換処理部１０６で変換された信号は、ガードタイム付加部１０７に供給してガードタイムを付加すると共に、窓がけ処理部１０８で所定単位毎の信号に送信用の窓がけデータを乗算する。窓がけデータが乗算された送信信号は、送信処理部１０９に供給して、高周波信号を畳込み所定の伝送周波数帯域に周波数変換し、その周波数変換された送信信号をアンテナ１１０から無線送信する。

このような構成で無線送信される信号を端末装置又は基地局で受信する構成を、図８に示す。アンテナ１１１が接続された受信処理部１１２では、所定の伝送周波数帯域の信号を受信して、ベースバンド信号に変換する。変換されたベースバンド信号は、窓がけ処理部１１３に供給して、所定単位毎の信号に受信用の窓がけデータを乗算した後、フーリエ変換（ＦＦＴ）処理部１１４に供給し、周波数軸上に配置されたサブキャリアを時間軸上に配置されたシンボルストリームに変換する。

変換されたシンボルストリームは、デスクランブル部１１５で送信時のスクランブル処理とは逆のデスクランブル処理を行う。このデスクランブルされたシンボルストリームは、シンボル選択部１１６に供給する。シンボル選択部１１６では、送信時にヌルシンボル挿入部１０４（図６参照）で挿入されたヌルシンボル以外のシンボルを選択（即ちヌルシンボルを除去）する処理を行う。このヌルシンボルが除去されたシンボルストリームをビット抽出部１１７に供給し、符号化ビットを抽出し、その抽出されたビットデータをデコード部１１８に供給してデコードし、デコードされた情報ビットストリームを端子１１９に得る。

シンボル選択部１１６で抽出するシンボルとしては、伝送される情報ビットストリームの伝送レートにより異なる。即ち、図７に示すように送信時に挿入された振幅が０のヌルシンボルの位置は、伝送レートにより変化し、それぞれの伝送レートの場合に、○印で示したシンボルだけを抽出する処理を行う。この処理を行うことで、３２kbpsから１２８kbpsまでの伝送レートの伝送を、同じ通信帯域幅を使用して行える。

ここでは、３２kbpsから１２８kbpsまでの可変伝送レートで伝送する場合について説明したが、同様の処理により、最大ビット数Ｍkbpsの通信が行える帯域において、Ｍ／２Ｎkbpsの通信を行うことが可能である。この場合、送信側において、生成されたシンボルとヌルシンボルとは、図９に示すパターンで挿入される。この図９において、白丸で示すシンボルは、情報ビットにより生成されたシンボルであり、黒丸で示すシンボルは、ヌルシンボルである。

以上のような通信を行うことで、低速伝送から高速伝送までを同じ通信帯域幅を用いて行うことが可能となり、例えば単一の高周波回路（送信処理回路や受信処理回路）のみしか備えていない端末装置においても可変伝送レートの通信が可能になる。

なお、この第１の実施の形態で説明した伝送処理を、ＴＤＭＡ構造で行うようにすることで、最低伝送レートと最大伝送レートとの差をより大きくすることが可能になる。図１０は、この場合のフレーム構造の例を示す図で、例えばスロット１〜スロット８の８タイムスロットで１フレームが構成される８ＴＤＭＡで構成されている場合に、１つのスロットで３２kbps（ヌルシンボル挿入率Ｒ＝３／４）から１２８kbps（ヌルシンボル挿入率Ｒ＝０／４）までのレートのマルチキャリア信号の伝送が可能な帯域が設定してあるとすると、１フレームで１スロットだけを使用した通信では、３２kbpsから１２８kbpsのレートでの伝送が行われ、１フレームの２スロットを使用した通信では、２５６kbpsのレートまでの伝送が行われ、以下使用するスロット数を増やすことで、最大で８スロットを使用して、ヌルシンボル挿入率Ｒ＝０／４としたとき１２８kbps×８＝１０２４kbpsの伝送レートでの通信が可能となる。

また、この第１の実施の形態で説明した伝送処理でヌルシンボルを挿入した箇所（ヌルシンボルによるサブキャリア）は、他の系の通信で使用することができる。このようにヌルシンボルの挿入位置のサブキャリアを、他の通信に使用することで、多重通信を効率良く行うことができる。例えば、図６に示す送信処理で、６４kbpsのレートの情報ビットストリームを送信する際には、ヌルシンボルの挿入位置で、他の系の通信を行うことで、２つの系の６４kbpsのレートの情報ビットストリームの伝送が、１つの伝送帯域で可能である。同様に、３２kbpsのレートの場合には、４つの系の３２kbpsのレートの情報ビットストリームの伝送が、１つの伝送帯域で可能である。さらに、９６kbpsのレートの伝送と、３２kbpsのレートの伝送とを、１つの伝送帯域で行うこともできる。

次に、本発明の第２の実施の形態を、図１１〜図１３を参照して説明する。本実施の形態においても、セルラ方式の無線電話システムに適用した例としてあり、この例では１つの送信機から多重送信を行うようにしたものである。この多重送信は、例えば基地局から複数の系の送信信号を同時に送信する場合に適用できる。この実施の形態において、多重通信を行う構成以外は、上述した第１の実施の形態で説明した処理と基本的に同じであり、受信系の構成については省略する。

図１１は、本実施の形態での送信構成を示した図である。ここでは、チャンネル１，チャンネル２…チャンネルＮ（Ｎは任意の整数）のチャンネル数Ｎの情報ビットストリームが、端子１２１ａ，１２１ｂ…１２１ｎに得られるものとする。各端子１２１ａ〜１２１ｎに得られる各チャンネルの情報ビットストリームは、ここでは同じ伝送レートのビットストリームとしてあり、それぞれ別のコーディング部１２２ａ，１２２ｂ…１２２ｎに供給して、符号化ならびにインターリーブなどのコーディング処理を個別に行う。コーディング部１２２ａ〜１２２ｎで符号化された各チャンネルのビットストリームは、それぞれ別のシンボルマッピング部１２３ａ，１２３ｂ…１２３ｎに供給して、各チャンネル毎に個別に送信シンボルへマッピングする。ここでの送信シンボルへのマッピング処理としては、ＱＰＳＫ処理，８ＰＳＫ処理，１６ＱＡＭ処理などの処理が適用できる。或いは周波数軸上や時間軸上での差動変調が行われる場合もある。

各チャンネル毎のシンボルマッピング部１２３ａ〜１２３ｎで生成された送信シンボルは、混合回路（マルチプレクサ）１２４に供給して、１系統のシンボルストリームに混合する。図１２は、混合回路１２４での処理の概念を簡単に示す図で、ここでは例えばチャンネル１〜チャンネル４のチャンネル数４のシンボルストリームを、１系統のシンボルストリームに変換するものである。チャンネル１のシンボルストリームが混合回路１２４の端子１２４ａに得られ、チャンネル２のシンボルストリームが混合回路１２４の端子１２４ｂに得られ、チャンネル３のシンボルストリームが混合回路１２４の端子１２４ｃに得られ、チャンネル４のシンボルストリームが混合回路１２４の端子１２４ｄに得られる。このとき、混合回路１２４を構成するスイッチの接点１２４ｍが、各端子１２４ａ〜１２４ｄを順に周期的に選択する処理を行って出力する。

図１３は、この混合状態の例を示した図で、例えば図１３のＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄに示す状態で、それぞれ別のチャンネル１，２，３，４のシンボルストリームが得られるとき、各チャンネルのシンボルを順に選択して、図１３のＥに示す１系統の混合ストリームを得る。例えば、各チャンネルのストリームが、３２kbpsのレートの情報ビットストリームのシンボルであるとき、１２８kbpsのレートの情報ビットストリームに相当するシンボルストリームとなる。なお、各チャンネルのシンボルの送出タイミングが同期してない場合には、バッファメモリなどを使用した同期処理が必要になる。

図１１の説明に戻ると、混合回路１２４で混合された送信シンボルは、ランダム位相シフト部１２５でランダム位相シフトによるスクランブル処理（或いは他のスクランブル処理）を行い、そのスクランブル処理された送信シンボルを逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）処理部１２６に供給し、逆高速フーリエ変換の演算処理で、時間軸上に配置されたシンボルストリームを、周波数軸上にサブキャリアが配置されたマルチキャリア信号に変換する。逆フーリエ変換処理部１２６で変換された信号は、ガードタイム付加部１２７に供給してガードタイムを付加すると共に、窓がけ処理部１２８で所定単位毎の信号に送信用の窓がけデータを乗算する。窓がけデータが乗算された送信信号は、送信処理部１２９に供給して、高周波信号を畳込み所定の伝送周波数帯域に周波数変換し、その周波数変換された送信信号をアンテナ１３０から無線送信する。

このように無線送信される信号を受信する側（例えば基地局からの信号を受信する端末装置）では、例えば上述した第１の実施の形態で説明した図８の構成で受信処理を行うことで、任意のチャンネルの信号を抽出して処理できる。

なお、ここでは４チャンネルの多重化を行う場合を例として説明したため、多重化されたシンボルストリーム（図１３のＥ）での各チャンネルのシンボルの出現周期は４となっているが、最大のチャンネル多重数はこれに限定されるものではない。最大のチャンネル多重数は、２ｎ（ここでのｎは正の整数：即ちｎ＝１，２，３，４‥‥）と設定することができ、この場合の各チャンネルのシンボルの出現周期は、最大の多重数と同じ２ｎとなる。実際の通信で使用するチャンネル数が、最大の多重数よりも小さい場合には、使われてないチャンネルのシンボルとして、第１の実施の形態で説明したヌルシンボル（振幅が０のシンボル）を挿入すれば良い。

次に、本発明の第３の実施の形態を、図１４及び図１５を参照して説明する。本実施の形態においても、セルラ方式の無線電話システムに適用した例としてあり、この例でも第２の実施の形態と同様に、１つの送信機から多重送信を行うようにしたものであり、第２の実施の形態に対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。

ここで本実施の形態の場合には、各チャンネルの伝送レートが異なる場合の例としてあり、図１４は本実施の形態での送信構成を示した図である。ここでは、チャンネル１，チャンネル２，チャンネル３の合計３チャンネルの情報ビットストリームが、端子１３１ａ，１３１ｂ，１３１ｃに得られるものとする。各チャンネルの伝送レートとしては、例えばチャンネル１，チャンネル２がそれぞれ３２kbpsであり、チャンネル３が６４kbpsであるとする。各端子１３１ａ〜１３１ｃに得られる各チャンネルの情報ビットストリームは、それぞれ別のコーディング部１３２ａ，１３２ｂ，１３２ｃに供給して、符号化ならびにインターリーブなどのコーディング処理を個別に行う。コーディング部１３２ａ，１３２ｂで符号化されたチャンネル１，チャンネル２のビットストリームは、それぞれのチャンネル用のシンボルマッピング部１３３ａ，１３３ｂに供給して、各チャンネル毎に個別に送信シンボルへマッピングする。また、チャンネル３のビットストリームは、２つの系統のビットストリームに２分割し、一方の系統のビットストリームはシンボルマッピング部１３３ｃに供給すると共に、他方の系統のビットストリームはシンボルマッピング部１３３ｄに供給し、それぞれ別に送信シンボルへマッピングする。

各シンボルマッピング部１３３ａ〜１３３ｄでマッピングされた送信シンボルは、混合回路１３４に供給して、１系統に多重化する。図１５は、ここでの多重化状態の例を示してあり、２つの系統に分割されたチャンネル３のシンボルストリームを、同じ間隔で周期的に配置すると共に、その間にチャンネル１のシンボルストリームとチャンネル２のシンボルストリームを周期的に配置する。即ち、例えばチャンネル１，チャンネル３，チャンネル２，チャンネル３‥‥の配置を繰り返し設定する。

この多重化されたシンボルストリームは、ランダム位相シフト部１２５でランダム位相シフトによるスクランブル処理（或いは他のスクランブル処理）を行い、そのスクランブル処理された送信シンボルを逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）処理部１２６に供給し、逆高速フーリエ変換の演算処理で、時間軸上に配置されたシンボルストリームを、周波数軸上にサブキャリアが配置されたマルチキャリア信号に変換する。逆フーリエ変換処理部１２６で変換された信号は、ガードタイム付加部１２７に供給してガードタイムを付加すると共に、窓がけ処理部１２８で所定単位毎の信号に送信用の窓がけデータを乗算する。窓がけデータが乗算された送信信号は、送信処理部１２９に供給して、高周波信号を畳込み所定の伝送周波数帯域に周波数変換し、その周波数変換された送信信号をアンテナ１３０から無線送信する。

このように無線送信される信号を受信する側（例えば基地局からの信号を受信する端末装置）では、例えば上述した第１の実施の形態で説明した図８の構成で受信処理を行うことで、任意のチャンネルの信号を抽出して処理できる。即ち、図１５に示す状態で多重化された伝送信号から、チャンネル１又はチャンネル２の信号を抽出する場合には、４周期毎のシンボルを抽出することで、そのチャンネルの信号が受信でき、チャンネル３の信号を抽出する場合には、２周期毎のシンボルを抽出することで、そのチャンネルの信号が受信できる。

なお、ここでは最大１２８kbpsまで伝送できる帯域で、３２kbpsと６４kbpsの伝送レートを混在させて通信を行う例として説明したが、これに限定されるものではない。即ち、各チャンネルの伝送レートＤ［kbps］は、基本的には次式のように設定できる。
伝送レートＤ＝Ｍ／２Ｎ［kbps］ ‥‥‥〔２〕
ここで、Ｎ＝１，２，３‥‥の正の整数、Ｍは該当する帯域における最大伝送レートである。

また、第１の実施の形態で説明した９６kbpsのように、〔２〕式で設定されるレートの間の値のレートを設定しても良い。

次に、本発明の第４の実施の形態を、図１６〜図２１を参照して説明する。本実施の形態においても、セルラ方式の無線電話システムに適用した例としてあり、この例では複数の送信機から多重送信を行うようにしたものである。例えば、複数の端末装置から同時に多重送信を行って、基地局で一括して受信する場合が相当する。

図１６は本実施の形態での送信構成を示した図である。ここでは、チャンネル１〜チャンネルＮ（Ｎは任意の整数）の情報ビットストリームが、それぞれ別の送信機の端子１４１ａ〜１４１ｎに個別に得られるものとする。各送信機は基本的には共通の構成であり、チャンネル１の信号を処理する送信機の構成を説明すると、端子１４１ａに得られる情報ビットストリームは、コーディング部１４２ａで符号化ならびにインターリーブなどのコーディング処理を行う。コーディング部１４２ａで符号化された各ビットは、シンボルマッピング部１４３ａに供給して、送信シンボルへマッピングする。

このシンボルマッピング部１４３ａで生成された送信シンボルは、ランダム位相シフト部１４４ａでランダム位相シフトによるスクランブル処理（或いは他のスクランブル処理）を行い、そのスクランブル処理された送信シンボルを逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）処理部１４５ａに供給し、逆高速フーリエ変換の演算処理で、時間軸上に配置されたシンボルストリームを、周波数軸上にサブキャリアが配置されたマルチキャリア信号に変換する。逆フーリエ変換処理部１４５ａで変換された信号は、内部チャンネル選択部１４６ａで内部チャンネル選択処理が行われ、この内部チャンネル選択処理が行われたマルチキャリア信号を、送信処理部１４７ａに供給して、高周波信号を畳込み所定の伝送周波数帯域に周波数変換し、その周波数変換された送信信号をアンテナ１４８ａから無線送信する。

内部チャンネル選択部１４６ａの構成を図１７に示す。前段の回路から端子１５１に得られる信号を、シンボル繰り返し部１５２に供給し、そのときの伝送レートに応じて数のシンボル反復処理を行う。例えば、ここでの１伝送帯域での最大伝送レートが１２８kbpsで、無線伝送されるマルチキャリア信号の伝送路上でのサブキャリア間隔を４ｋＨｚ間隔とし、１チャンネルでの伝送レートが３２kbpsであるとする。このとき、前段の逆フーリエ変換処理部１４５ａでは、サブキャリア間隔が１６ｋＨｚのマルチキャリア信号への変換処理を行う。

シンボル繰り返し部１５２では、この信号のシンボル成分を４倍に反復する処理を行い、４ｋＨｚ間隔の信号に変換する。例えば図１７に示すように、シンボル繰り返し部１５２の入力部に示した波形が、このシンボル繰り返し部１５２で４回反復された波形に変換されている。この逆フーリエ変換されたシンボルストリームを多重分繰り返すことによって、該当するチャンネルが使用していないサブキャリアにヌルシンボルを挿入することと等価の効果を得ることになる。

このシンボル繰り返し部１５２で繰り返された信号は、乗算器１５３で、オフセット周波数発生器１５４が出力するオフセット周波数と乗算される。この乗算により、該当するチャンネルの周波数オフセット分、各シンボルに位相の旋回が生じることになる。なお、該当するチャンネルの周波数オフセットが０Ｈｚである場合には、定数との乗算になる。即ち、この乗算器１５３で乗算されたシンボル系列によって、どのチャンネルに割当てられたサブキャリアを使用するかが決定される。オフセット周波数が乗算された信号は、窓がけ処理部１５５に供給して、所定単位毎に送信用の窓がけデータを乗算し、端子１５６から送信処理部１４７ａに供給する。

各チャンネルで送信処理される信号の状態の例を図１８に示す。ここでは、１伝送帯域での最大伝送レートが１２８kbpsで、この１２８kbpsの伝送レートのデータを、４ｋＨｚ間隔のサブキャリアによるマルチキャリア信号により伝送される構成としてある場合に、４つの送信機から１つの伝送帯域を使用して、それぞれの送信機から伝送レートが３２kbpsのデータを、この１伝送帯域に多重伝送する場合を示したものである。

図１８のＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、それぞれ各送信機から送信されるチャンネル１，チャンネル２，チャンネル３，チャンネル４の送信信号を示したもので、各チャンネルの信号は、サブキャリアが１６ｋＨｚ間隔のマルチキャリア信号としてある。ここで、各チャンネルでサブキャリアが存在する周波数位置は、チャンネル１が図１８のＡに示すように、基準となる周波数ｆｃから１６ｋＨｚ間隔としてあり、チャンネル２が図１８のＢに示すように、周波数ｆｃから４ｋＨｚシフトした周波数位置から１６ｋＨｚ間隔としてあり、チャンネル３が図１８のＣに示すように、周波数ｆｃから８ｋＨｚシフトした周波数位置から１６ｋＨｚ間隔としてあり、チャンネル４が図１８のＤに示すように、周波数ｆｃから１２ｋＨｚシフトした周波数位置から１６ｋＨｚ間隔としてある。

これらの各チャンネルの信号が無線送信されることで、無線伝送路上では図１８のＥに示すように、４ｋＨｚ間隔でサブキャリアが配置された状態となり、１つの伝送帯域に４つのチャンネルの信号が多重伝送されることになる。この場合、各送信機が備える逆フーリエ変換処理部での高速逆フーリエ変換処理としては、そのチャンネルで扱う３２kbpsの伝送レートの信号を１６ｋＨｚ幅のサブキャリア群に変換する処理だけで良く、逆フーリエ変換処理部での処理量を、そのシステムにおけるサブキャリア間隔で必要な処理量よりも大幅に少なくすることができる。

ここでは、３２kbpsの伝送レートの信号の通信を行う例について説明したが、例えば同じ伝送帯域で６４kbpsの伝送レートの信号の通信を行う場合には、そのレートの通信に見合う規模の逆フーリエ変換処理部により演算を行い（即ち３２kbpsの通信の時に比べて倍のサンプル数が出力される）、内部チャンネル選択部でのシンボル反復で２倍に反復すれば良く、どのような伝送レートの場合でも同様の処理で送信信号の生成が可能である。この場合、各送信機（端末装置）が備える処理回路としては、その装置で送信を行う伝送レートに見合った能力の逆フーリエ変換処理回路を備えるだけで良く、全ての端末装置が用意された伝送帯域で規定されたサブキャリア間隔のマルチキャリア信号を生成させる能力を備える必要がなく、端末装置の構成を簡単にすることができる。

また、例えば上述した第１の実施の形態で説明したようなヌルシンボルの挿入処理を同時に行って、伝送レートの変化に対応させる処理を行うことで、より伝送レートが低い場合に対処できる。

次に、このように多重伝送される信号を、例えば基地局で一括受信する構成の例を、図１９に示す。アンテナ１６１が接続された受信処理部１６２では、所定の伝送周波数帯域の信号を受信して、ベースバンド信号に変換する。変換されたベースバンド信号は、窓がけ処理部１６３に供給して、所定単位毎の信号に受信用の窓がけデータを乗算した後、フーリエ変換（ＦＦＴ）処理部１６４に供給し、周波数軸上に配置されたサブキャリアを時間軸上に配置されたシンボルストリームに変換する。ここでの変換処理としては、受信した伝送帯域に配置されたサブキャリアを全て変換する処理である。

変換されたシンボルストリームは、ランダム位相シフト部１６５で送信時のスクランブル処理とは逆のデスクランブル処理を行う。このデスクランブルされたシンボルストリームは、分離回路（デマルチプレクサ）１６６で、１伝送帯域に多重化されたシンボルを各チャンネル毎に分離する処理を行う。各チャンネル毎に分離されたシンボルストリームは、各チャンネル毎のビット抽出部１６７ａ，１６７ｂ‥‥１６７ｎに供給し、各チャンネル毎に個別にビット抽出処理を行って受信ビットストリームを得、その受信ビットストリームを各チャンネル毎のデコード部１６８ａ，１６８ｂ‥‥１６８ｎに供給し、各チャンネル毎に個別にデコードして、各チャンネル毎の情報ビットストリームを各チャンネル毎の端子１６９ａ，１６９ｂ‥‥１６９ｎに得る。

図２０は、分離回路１６６での処理の概念を簡単に示す図で、ここでは例えば１系統のシンボルストリームに多重されたチャンネル１〜チャンネル４の４チャンネルのシンボルストリームを分離するものである。分離回路１６６を構成するスイッチの接点１６６ｍに得られる多重化されたシンボルストリームを、１シンボル毎に端子１６６ａ〜端子１６６ｄの４つの端子に順に供給するように切換える処理を周期的に行う。このように切換えることで、チャンネル１のシンボルストリームが端子１６６ａに得られ、チャンネル２のシンボルストリームが端子１６６ｂに得られ、チャンネル３のシンボルストリームが端子１６６ｃに得られ、チャンネル４のシンボルストリームが端子１６６ｄに得られる。

図２１は、この分離状態の例を示した図で、例えば図２１のＡに示す信号は、４チャンネルの信号が多重化された１伝送帯域の信号を受信して得たシンボルストリームで、一定の時間間隔で配置されたシンボルは、４チャンネルのシンボルが混合されている。ここで、１シンボル毎に順に分離回路１６６を構成するスイッチの接点１６６ｍを切換えることで、図２１のＢ，Ｃ，Ｄ，Ｅに示すように、各チャンネルのシンボルが分離されて出力される。

このように受信機を構成したことで、１伝送帯域に多重化された複数のチャンネルの信号を一括して受信することができる。

次に、本発明の第５の実施の形態を、図２２〜図２６を参照して説明する。本実施の形態においても、セルラ方式の無線電話システムに適用した例としてあり、この例ではここまで説明した実施の形態での処理で、１伝送帯域に多重伝送される信号の内の任意のチャンネルを受信するようにしたものである。例えば、基地局から同時に多重送信される信号の中から、任意のチャンネルを端末装置で受信する場合に相当する。

まず、本例で受信する信号について説明すると、ここでは１伝送帯域で最大１２８kbpsのレートの伝送が可能な帯域幅において、３２kbpsのレートの４チャンネルが多重化されている場合を想定してあり、伝送路におけるサブキャリア間隔は４ｋＨｚ（即ち１シンボルの変調時間が２５０μ秒＝１／４ｋＨｚ）としてある。

図２２は本実施の形態での受信構成を示した図である。ここでは、アンテナ１７１が接続された受信処理部１７２で、所定の伝送周波数帯域の信号を受信して、ベースバンド信号に変換する。変換されたベースバンド信号は、チャンネル選択部１７３で所望のチャンネルが選択された後、その選択されたチャンネルの受信信号をマルチキャリア処理部１７４に供給し、フーリエ変換処理などで周波数軸上に配置されたサブキャリアを時間軸上に配置されたシンボルストリームに変換する。なお、窓がけ処理やランダム位相シフトなどのマルチキャリア処理に必要な他の処理についても、このマルチキャリア処理部１７４で実行される。

変換されたシンボルストリームはビット抽出部１７５に供給し、符号化ビットを抽出し、その抽出されたビットデータをデコード部１７６に供給してデコードし、デコードされた情報ビットストリームを端子１７７に得る。

図２３は、チャンネル選択部１７３の構成例を示した図である。ここでは、前段の受信処理部から端子１８１に供給されるベースバンド信号としては、周波数軸上に４ｋＨｚ間隔でサブキャリアが並んだ信号が２５０μ秒間入力される。この端子１８１に得られる信号は、セレクタ１８１ａに直接供給すると共に、遅延回路１８１ｂを介して遅延させてセレクタ１８１ａに供給し、セレクタ１８１ａでの選択で、信号のシンボルが繰り返される処理が施される。

このセレクタ１８１ａの出力は、減算器１８２に供給されると共に、遅延回路１８３により１シンボルの変調時間の１／２１の時間（即ちここでは１２５μ秒）遅延された信号が減算器１８２に供給され、両信号の差分が抽出される。減算器１８２が出力する差分の信号は、乗算器１９５に供給し、オフセット周波数の補正信号発生器１９５ａからの補正信号が乗算される。

乗算器１９５でオフセット周波数が乗算された信号は、減算器１８４に直接供給されると共に、遅延回路１８５により１シンボルの変調時間の１／４（＝１／２２）の時間（即ちここでは６２．５μ秒）遅延された信号が減算器１８４に供給され、両信号の差分が抽出され、その差分の信号が乗算器１９６を介して端子１９１に得られる。また、乗算器１９５の出力信号が、加算器１８６に直接供給されると共に、遅延回路１８５により遅延された信号が加算器１８６に供給され、両信号の加算信号が端子１９２に得られる。

また、端子１８１に得られる信号にセレクタ１８１ａと遅延回路１８１ｂでシンボル繰り返し処理が施された信号は、加算器１８７に供給されると共に、遅延回路１８３により遅延された信号が加算器１８７に供給され、両信号の加算信号が得られる。この加算信号は、さらに減算器１８８に直接供給されると共に、遅延回路１８９により１シンボルの変調時間の１７４（＝１／２２）の時間（即ちここでは６２．５μ秒）遅延された信号が減算器１８８に供給され、両信号の差分が抽出され、その差分の信号が乗算器１９７を介して端子１９３に得られる。また、加算器１８７の出力信号が、加算器１９０に直接供給されると共に、遅延回路１８９により遅延された信号が加算器１９０に供給され、両信号の加算信号が端子１９４に得られる。

各乗算器１９５，１９６，１９７では、それぞれオフセット周波数の補正信号発生器１９５ａ，１９６ａ，１９７ａからの補正信号が乗算される。このオフセット周波数の補正処理については後述する。

このように構成したチャンネル選択部１７３での処理状態を、図２４を参照して説明する。まず、端子１８１に得られる信号として図２４のＡに示すように、チャンネル１〜４の各サブキャリアが４ｋＨｚ間隔で順に配置された信号が、２５０μ秒間入力する。ここでは、この信号の前半の１２５μ秒間と後半の１２５μ秒間とに分けて、減算器１８２で互いに減算したものと、加算器１８７で互いに加算したものとが生成される。加算器１８７の出力としては、元の信号からサブキャリア数が１／２１になり、図２４のＢに示すように、チャンネル１とチャンネル３の奇数番目のサブキャリアだけになる。この加算器１８７の出力からは、さらに減算器１８８で遅延信号と減算したものと、加算器１９０で遅延信号と加算したものとが生成される。加算器１９０で加算された信号としては、図２４のＣに示すように、チャンネル１の信号のサブキャリアだけになる。減算器１８８で減算された信号としては、図２４のＤに示すように、チャンネル３の信号のサブキャリアだけになる。

また、減算器１８２の出力としては、元の信号からサブキャリア数が半分になり、図２４のＥに示すように、チャンネル２とチャンネル４の偶数番目のサブキャリアだけになる。この減算器１８２の出力からは、さらに加算器１８６で遅延信号と加算したものと、減算器１８４で遅延信号と減算したものとが生成される。加算器１８６で加算された信号としては、図２４のＦに示すように、チャンネル２の信号のサブキャリアだけになる。減算器１８４で減算された信号としては、図２４のＧに示すように、チャンネル４の信号のサブキャリアだけになる。

このようにして端子１９１，１９２，１９３，１９４に得られた信号は、この後段においてＦＦＴ処理（高速フーリエ変換処理）が施されてサブキャリアの抽出が行われるが、図２４のＤ，Ｆ，Ｇに示すように、チャンネル２〜４の信号には、オフセット周波数が畳込まれている状態になっている。具体的には、多重されてきた信号のサブキャリア間隔がｆｓ［Ｈｚ］だったとすると、チャンネル２にはｆｓ［Ｈｚ］、チャンネル３には２ｆｓ［Ｈｚ］、チャンネル４には３ｆｓ［Ｈｚ］のオフセット周波数が存在する。そこで、これらのオフセットを取り除くべく、乗算器１９５，１９６，１９７で、マイナスのオフセット周波数を持つ正弦波と乗算した後、端子１９１，１９２，１９３，１９４に供給する出力信号とする。具体的には、チャンネル２には−ｆｓ［Ｈｚ］、チャンネル３には−２ｆｓ［Ｈｚ］、チャンネル４には−３ｆｓ［Ｈｚ］の信号を乗算して出力を得ることになる。

この処理は、チャンネル２（端子１９２の出力）では、補正信号発生器１９５ａで、ｅｘｐ（−ｊ２π（ｉ／Ｍ×１））の信号を発生させて、その信号を乗算器１９５で乗算することで行われる。また、チャンネル３（端子１９３の出力）では、補正信号発生器１９７ａで、ｅｘｐ（−ｊ２π（ｉ／Ｍ×２））の信号を発生させて、その信号を乗算器１９７で乗算することで行われる。また、チャンネル４（端子１９１の出力）では、まず補正信号発生器１９５ａで、ｅｘｐ（−ｊ２π（ｉ／Ｍ×１））の信号を発生させて、その信号を乗算器１９５で乗算し、さらに補正信号発生器１９６ａで、ｅｘｐ（−ｊ２π（ｉ／Ｍ×２））の信号を発生させて、その信号を乗算器１９５で乗算することで行われる。なお、補正信号として示すＭは、２５０μｓｅｃの間にチャンネル選択手段１７３に入力されてくるシンボル数、ｉはその入力されてくるシンボルが何番目にされたシンボルかを示す添字である。このようにして、オフセット周波数が取り除かれて端子１９１，１９２，１９３，１９４に得られる信号を周波数軸上で観測して観ると、図２４のＣ，Ｄ，Ｆ，Ｇの右側に示すように、オフセット周波数が払拭された状態になっており、どのチャンネルのサブキャリアについても同一のＦＦＴ回路で抽出することができる。

このようにして、チャンネル選択部１７３では、各チャンネル毎のサブキャリアが分離され、チャンネル選択部１７３以降の回路では、受信する必要のあるチャンネルのサブキャリアだけを処理することで、該当するチャンネルの情報ビットストリームを得ることができる。

ところで、図２３に示したチャンネル選択部は、多重化されて伝送される４チャンネル全ての信号を分離する構成としたが、いずれか１つのチャンネルの信号だけが必要である場合には、例えば図２５に示すチャンネル選択部１７３′としても良い。即ち、端子２０１に得られる受信信号（ベースバンド信号）を、セレクタ２０１ａと遅延回路２０１ｂを使用してシンボル繰り返し処理を施した後に、演算部２０２に供給すると共に、遅延回路２０３により１変調時間の１／２１の時間遅延させた信号を演算部２０２に供給する。演算部２０２は、制御部２０７の制御により、加算処理と減算処理のいずれか一方の演算処理が行われる回路である。演算部２０２の出力を、乗算器２０８での正弦波の乗算によりオフセット周波数を取り除いた後、演算部２０４に直接供給すると共に、遅延回路２０５により１変調時間の１／４（＝１／２２）の時間遅延させた信号を演算部２０４に供給する。演算部２０４は、制御部２０７の制御により、加算処理と減算処理のいずれか一方の演算処理が行われる回路である。演算部２０４の演算出力を、乗算器２０９で正弦波との乗算によりオフセット周波数を取り除いた後、端子２０６に供給し、端子２０６から後段の回路に供給する。なお、乗算器２０８，２０９で補正するオフセット周波数は、制御部２０７による制御で決定される。このように構成したことで、演算部２０２と演算部２０４での加算処理又は減算処理の制御部２０７による制御で、図２３に示したチャンネル選択部１７３での各チャンネル毎の選択処理状態と同じ状態にすることができ、多重化された４チャンネルの信号の中から所望のチャンネルのサブキャリアだけを抽出することができる。

また、例えば１伝送帯域で２チャンネルの信号が多重化されている場合（例えば６４kbpsの伝送レートの信号が２チャンネル多重化されている場合）に、各チャンネルの信号を抽出するチャンネル選択部としては、例えば図２６に示すチャンネル選択部１７３″で構成できる。即ち、端子２１１に得られる受信信号（ベースバンド信号）を、セレクタ２１１ａと遅延回路２１１ｂを使用してシンボル繰り返し処理を施した後に、演算部２１２に供給すると共に、遅延回路２１３により１変調時間の１／２１の時間遅延させた信号を演算部２１２に供給する。演算部２１２は、制御部２１５の制御により、加算処理と減算処理のいずれか一方の演算処理が行われる回路である。演算部２１２の演算出力を、乗算器２１６で正弦波との乗算によりオフセット周波数を取り除いた後、端子２１４に供給し、端子２１４から後段の回路に供給する。なお、乗算器２１６で補正するオフセット周波数は、制御部２１５による制御で決定される。このように構成したことで、演算部２１２での加算処理又は減算処理の制御部２１５による制御で、多重化された２チャンネルの信号の中からいずれか一方のチャンネルのサブキャリアだけを抽出することができる。

なお、例えば１伝送帯域での最大伝送レートが１２８kbpsの場合に、最大伝送レートとして６４kbpsまでサポートしたい端末装置において、８kbpsのような低速のレートの受信を行う場合には、その端末装置での最大伝送レート（６４kbps）に対応したチャンネル選択部を備えて、６４kbpsのマルチキャリア信号として処理した、周波数軸上のサブキャリアを時間軸上のシンボルストリームに変換した後に、そのシンボルストリームから所望のチャンネルを選択するような処理を行っても良い。

また、逆に８kbpsしかサポートしないなどといった低レート専用の受信機は、図２５中の演算部２０４と遅延回路２０５に相当する処理手段をシリアルに連結して同様の処理を行うことにより、チャンネル選択手段１７３の出力シンボル数を、端子２０１が有する信号線の１／２Ｎ（Ｎは連結した処理手段の段数）に削減することが可能となる。このチャンネル選択手段内部の段数は任意の値を選ぶことが可能で、この値は該受信機のサポートする最大伝送レートによって決定される。なお、各段における遅延量は、１／２ｊ（ｊは段数を示す）とする。なお、この実施の形態では、セルラ方式の無線電話システムの例であるとしたが、このように多重伝送される信号から所望のチャンネルを選択して受信する受信機は、マルチキャリア信号で複数のチャンネルの放送信号が多重伝送されるＤＡＢ（デジタルオーディオ放送：ＤｉｇｉｔａｌＡｕｄｉｏＢｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ）等の他のシステム用の受信機にも適用できる。この受信機に適用することで、受信機が備えるフーリエ変換手段として、１チャンネルのサブキャリアだけを変換処理する能力のものを備えるだけで良く、従来のように１伝送帯域のサブキャリアを全て変換処理する能力のものを備える場合に比べて、受信機の構成を簡単にすることができる。

次に、本発明の第６の実施の形態を、図２７〜図３０を参照して説明する。本実施の形態においては、セルラ方式の無線電話システムに適用した例としてあり、１伝送帯域で複数のチャンネルを多重伝送する場合に、その多重化される任意の１チャンネルをパイロットチャンネルとしたものである。

図２７は、本実施の形態での送信構成を示した図である。ここでは、チャンネル１〜チャンネルＮ（Ｎは任意の整数）のチャンネル数Ｎの情報ビットストリームが、端子２２１ａ〜２２１ｎに得られると共に、端子２２１ｐにパイロットチャンネルのビットストリームが得られるものとする。なお、ここではパイロットチャンネルのデータとして、予め決められた既知信号を端子２２１ｐに供給する。また、この既知信号の他に、何らかの制御データ（例えば基地局を認識するためのＩＤなど）を伝送するようにしても良い。また、ここではパイロットチャンネル以外のチャンネル（チャンネル１〜チャンネルＮ）をトラフィックチャンネルと称する。

端子２２１ａ〜２２１ｎに得られる各トラフィックチャンネルの情報ビットストリームは、ここでは同じ伝送レートのビットストリームとしてあり、それぞれ別のコーディング部２２２ａ〜２２２ｎに供給して、符号化ならびにインターリーブなどのコーディング処理を個別に行う。コーディング部２２２ａ〜２２２ｎで符号化された各チャンネルのビットストリームは、それぞれ別のシンボルマッピング部２２３ａ〜２２３ｎに供給して、各チャンネル毎に個別に送信シンボルへマッピングする。また、端子２２１ｐに得られるパイロットチャンネルのビットストリームは、ここではシンボルマッピング部２２３ｐに直接供給して、送信シンボルへマッピングする。

各チャンネル毎のシンボルマッピング部２２３ａ〜２２３ｎ，２２３ｐで生成された送信シンボルは、混合回路（マルチプレクサ）２２４に供給して、１系統のシンボルストリームに混合する。この混合回路２２４での混合処理構成は、例えば第２の実施の形態において、図１２で説明した混合回路１２４と同様の処理構成とすることができる。混合回路２２４で混合された送信シンボルは、マルチキャリア処理部２２５でスクランブル処理，逆フーリエ変換処理，窓がけ処理などの周波数軸上に配置されたサブキャリアで構成されるマルチキャリア信号とする処理を行って、生成されたマルチキャリア信号を、送信処理部２２６に供給して、高周波信号を畳込み所定の伝送周波数帯域に周波数変換し、その周波数変換された送信信号をアンテナ２２７から無線送信する。

図２９は、このようにパイロットチャンネルを含むチャンネル構成とした場合の、１伝送帯域での多重状態の例を示したものである。ここでは、チャンネル１〜３の３チャンネルのトラフィックチャンネルと、１つのパイロットチャンネルを多重化した例としてあり、各チャンネルのサブキャリアが順に配置してある。次に、このように送信される信号を受信する構成を、図２８に示す。アンテナ２３１が接続された受信処理部２３２では、所定の伝送周波数帯域の信号を受信して、ベースバンド信号に変換する。変換されたベースバンド信号は、第１及び第２のチャンネル選択部２３３ａ及び２３３ｂに供給する。第１のチャンネル選択部２３３ａでは、受信するトラフィックチャンネルのサブキャリアを選択する処理を行う。第２のチャンネル選択部２３３ｂでは、パイロットチャンネルのサブキャリアを選択する処理を行う。各チャンネル選択部２３３ａ，２３３ｂで選択されたサブキャリアは、それぞれ別にマルチキャリア処理部２３４ａ，２３４ｂに供給し、フーリエ変換処理などで周波数軸上のサブキャリアを時間軸上のシンボルストリームに変換する処理を行う。マルチキャリア処理部２３４ａで得られた所定のトラフィックチャンネルのシンボルストリームは、チャンネルイコライザ２３５に供給する。

このイコライザ２３５では、パイロットチャンネルで受信した既知信号の状態に基づいて伝送路状態を推定し、その推定した伝送路状態に基づいて、トラフィックチャンネルで受信したシンボルの伝送路の等化処理を行い、その等化処理されたシンボルの同期検波を行う。検波されたシンボルは、ビット抽出部２３６に供給して符号化ビットを抽出し、その抽出されたビットデータをデコード部２３７に供給してデコードし、デコードされた情報ビットストリームを端子２３８に得る。また、パイロットチャンネルで受信されたデータは、図示しない端末装置の制御部に供給して、そのデータに基づいた制御処理を行う。

第１及び第２のチャンネル選択部２３３ａ及び２３３ｂは、例えば図３０に示すように構成する。即ち、第１のチャンネル選択部２３３ａでは、前段の回路から端子２４１に得られる信号に、セレクタ２４１ａと遅延回路２４１ｂを使用したシンボル繰り返し処理を施した後に、演算部２４２に供給すると共に、遅延回路２４３により１変調時間の１／２１の時間遅延させた信号を演算部２４２に供給する。演算部２４２は、制御部２４７の制御により、加算処理と減算処理のいずれか一方の演算処理が行われる回路である。演算部２４２の出力を、乗算器２４８で制御部２４７から指示された正弦波を乗じることにより、オフセット周波数を取り除く。この信号は、演算部２４４に直接供給すると共に、遅延回路２４５により１変調時間の１７４（＝１／２２）の時間遅延させた信号を演算部２４４に供給する。演算部２４４は、制御部２４７の制御により、加算処理と減算処理のいずれか一方の演算処理が行われる回路である。演算部２４４の演算出力を、乗算器２４９で制御部２４７から指示された正弦波を乗じることによりオフセット周波数を取り除いた後に、端子２４６から後段の回路に供給する。

また、第２のチャンネル選択部２３３ｂでは、前段の回路から端子２５１に得られる信号に、セレクタ２５１ａと遅延回路２５１ｂを使用したシンボル繰り返し処理を施した後に、演算部２５２に供給すると共に、遅延回路２５３により１変調時間の１／２１の時間遅延させた信号を演算部２５２に供給する。演算部２５２は、制御部２４７の制御により、加算処理と減算処理のいずれか一方の演算処理が行われる回路である。演算部２５２の出力を、乗算器２５７で制御部２４７から指示された正弦波を乗じることにより、オフセット周波数を取り除く。この信号は、演算部２５４に直接供給すると共に、遅延回路２５５により１変調時間の１／４（＝１／２２）の時間遅延させた信号を演算部２５４に供給する。演算部２５４は、制御部２４７の制御により、加算処理と減算処理のいずれか一方の演算処理が行われる回路である。演算部２５４の演算出力を、乗算器２５８で制御部２４７から指示された正弦波を乗じることによりオフセット周波数を取り除いた後に、端子２５６から後段の回路に供給する。このように構成したことで、制御部２４７の制御に基づいて、第１のチャンネル選択部２３３ａでは、所望のトラフィックチャンネルのサブキャリアを抽出することができると共に、第２のチャンネル選択部２３３ｂでは、パイロットチャンネルのサブキャリアを抽出することができる。

このように構成したことで、パイロットチャンネルで伝送される既知信号（パイロット信号）に基づいて伝送路推定を行うことが可能になり、同期検波で送受信を行うことが可能となる。これに上り差動変調を行ったときに比べて良好な伝送特性を得ることができる。また、同一の基地局から送信されているチャンネルに関しては、基本的には互いに直交性が保たれていることから干渉元とはならず、他の基地局から送信されている信号のみが干渉として影響する。このような場合、パイロット信号が各基地局から送信されているので、これを用いてアダプティブアレーアンテナ等を適用することによって、干渉をキャンセルすることも可能である。なお、この実施の形態の場合にも、４チャンネルを多重化する例を説明したが、他の実施の形態で説明した例と同様に、基本となる多重数を２Ｎとして種々の多重通信を行う構成とすることができる。

なお、ここまで説明した各実施の形態では、１変調単位内での処理を説明したが、実際にはこの処理が時間軸上で繰り返し実行されることになる。そこで、１変調時間単位で、論理チャンネルと物理チャンネルの対応を変化させることで、低伝送レートのチャンネルにおいても、システム帯域の全ての周波数を使用して通信を行うことが可能になる。図３１は、この場合の一例を示したもので、タイムスロットＴＳ１，ＴＳ２，ＴＳ３‥‥と、１タイムスロット毎に論理チャンネルＣＨ１〜ＣＨ４のサブキャリアの配列を変化させてある。ここでは４タイムスロットを１周期とした周期的な変化である。この論理チャンネルと物理チャンネルとの対応は、既存の周波数ホッピングシステムにおけるホッピングパターンを用いれば良い。

また、上述した各実施の形態では、１つの伝送帯域内での処理だけを説明したが、複数の伝送帯域が用意されている場合には、周波数帯域を入れ替える周波数ホッピングと称される処理を行うようにしても良い。図３２は、この場合の一例を示したもので、ここでは６つの伝送帯域Ｆ１〜Ｆ６（１つの伝送帯域が各実施の形態での１伝送帯域に相当）が用意されている場合、例えば通信時間Ｔａでは周波数が低い方から帯域Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ４，Ｆ５，Ｆ６の配列とし、以下通信時間Ｔｂ，Ｔｃ，Ｔｄと所定時間単位毎に帯域の配列を変化させる。この場合にも周期的に変化させる。このように周波数ホッピングさせることで、より大きな周波数ダイバーシティ効果を得ることができる。また、図３１に示した各帯域内でサブキャリアの配列を変える処理と、図３２に示した帯域毎の周波数ホッピング処理とを併用するようにしても良い。

また、上述した各実施の形態では、マルチキャリア信号により伝送を行う際の変復調処理の詳細については説明しなかったが、各実施の形態で説明したように、周波数軸上のサブキャリアを複数本毎に１チャンネルに割当てる際には、そのチャンネルに割当てられているサブキャリアの隣り合うものどうしで差動変調（位相変調又は振幅変調）を行った後に送信し、受信側では逆の復調処理（即ちそのチャンネルに割当てられているサブキャリアの隣り合うものどうしで差動復調処理）を行うようにしても良い。この処理は、例えばセルラ方式などの無線電話システムにおいては、端末装置から基地局への上り回線の通信に適用できる。また、基地局から端末装置への下り回線の通信にも適用できる。

このように処理することで、例えば端末装置が高速で移動中である場合、この処理を行わない場合には、シンボル間でフェージングの相関が低くなり特性が劣化する可能性があるが、本例の処理を行うことで、シンボル間の相関が高くなり、同期検波に比べて簡単な処理で実行できる差動復調で、良好な受信が可能になり、端末装置側の移動速度に依存しない良好な伝送ができる。

また、周波数軸上のサブキャリアを複数本毎に１チャンネルに割当てる際に、各サブキャリアが同一チャンネルに割当てられているか否かに関係なく、周波数軸上で隣り合うサブキャリア間で差動変調（位相変調又は振幅変調）を行った後に送信し、受信側では逆の復調処理（即ち隣接するサブキャリアどうしで差動復調処理）を行うようにしても良い。この処理についても、例えばセルラ方式などの無線電話システムにおいては、端末装置から基地局への上り回線の通信に適用できる。また、基地局から端末装置への下り回線の通信にも適用できる。

なお、ここで説明したそれぞれの差動変調処理及び差動復調処理は、サブキャリア数が各実施の形態で説明した２のＮ乗でない場合にも適用できるものである。
また、上述した各実施の形態では、主として無線電話システムやＤＡＢ（デジタルオーディオ放送）に適用した例について説明したが、同様のマルチキャリア信号により多重伝送される他の各種伝送システムにも適用できることは勿論である。また、各実施の形態で示した伝送レート，周波数間隔，多重数などの値は、一例として示したものであり、他の値が適用できることは勿論である。

従来のＤＳ−ＣＤＭＡ方式の送信処理例を示すブロック図である。従来のＤＣ−ＣＤＭＡ方式の受信処理例を示すブロック図である。従来のＴＤＭＡ方式における多重化例を示す説明図である。従来のＯＦＤＭ方式の送信処理例を示すブロック図である。従来のＯＦＤＭ方式の受信処理例を示すブロック図である。本発明の第１の実施の形態による送信構成例を示すブロック図である。本発明の第１の実施の形態によるヌルシンボルの挿入及び抽出状態の例を示す説明図である。本発明の第１の実施の形態による受信構成例を示すブロック図である。本発明の第１の実施の形態によるシンボル配置例を示す説明図である。本発明の第１の実施の形態による処理をＴＤＭＡ方式に適用した例を示す説明図である。本発明の第２の実施の形態による送信構成例を示すブロック図である。本発明の第２の実施の形態による混合回路の例を示す構成図である。本発明の第２の実施の形態による混合状態の例を示す説明図である。本発明の第３の実施の形態による送信構成例を示すブロック図である。本発明の第３の実施の形態による混合状態の例を示す説明図である。本発明の第４の実施の形態による送信構成例を示すブロック図である。本発明の第４の実施の形態による内部チャンネル選択部の構成例を示すブロック図である。本発明の第４の実施の形態によるサブキャリア配置例を示す説明図である。本発明の第４の実施の形態による受信構成例を示すブロック図である。本発明の第４の実施の形態による分離回路の例を示す構成図である。本発明の第４の実施の形態による分離状態の例を示す説明図である。本発明の第５の実施の形態による受信構成例を示すブロック図である。本発明の第５の実施の形態によるチャンネル選択部の例を示す構成図である。本発明の第５の実施の形態によるチャンネル選択部での処理例を示す説明図である。チャンネル選択部の他の例を示す構成図である。チャンネル選択部の更に他の例を示す構成図である。本発明の第６の実施の形態による送信構成例を示すブロック図である。本発明の第６の実施の形態による受信構成例を示すブロック図である。本発明の第６の実施の形態による送信シンボルの配置例を示す説明図である。本発明の第６の実施の形態によるチャンネル選択部の例を示す構成図である。本発明の各実施の形態での他の処理によるサブキャリア配置例を示す説明図である。本発明の各実施の形態に適用される周波数ホッピング処理を示す説明図である。

符号の説明

１ ‥‥‥ 入力端子
２ ‥‥‥ コーディング部
３，４ ‥‥‥ 乗算器
３ａ，４ａ ‥‥‥ 端子
５ ‥‥‥ シンボルマッピング部
６ ‥‥‥ 加算器
７ ‥‥‥ 送信処理部
８，１１ ‥‥‥ アンテナ
１２ ‥‥‥ 受信処理部
１３ ‥‥‥ ビット抽出部
１４，１５ ‥‥‥ 乗算器
１４ａ，１５ａ ‥‥‥ 端子
１６ ‥‥‥ デコード部
１７ ‥‥‥ 出力端子
２１ ‥‥‥ 入力端子
２２ ‥‥‥ コーデック部
２３ ‥‥‥ シンボルマッピング部
２４ ‥‥‥ 混合回路
２５ ‥‥‥ 周波数変換部
２６ ‥‥‥ 逆フーリエ変換回路
２７ ‥‥‥ 送信処理部
２８，３１ ‥‥‥ アンテナ
３２ ‥‥‥ 受信処理部
３３ ‥‥‥ フーリエ変換回路
３４ ‥‥‥ シンボル選択部
３５ ‥‥‥ ビット抽出部
３６ ‥‥‥ デコード部
３７ ‥‥‥ 出力端子
１０１ ‥‥‥ 入力端子
１０２ ‥‥‥ コーディング部
１０３ ‥‥‥ シンボルマッピング部
１０４ ‥‥‥ ヌルシンボル挿入部
１０５ ‥‥‥ ランダム位相シフト部
１０６ ‥‥‥ 逆フーリエ変換処理部
１０７ ‥‥‥ ガードタイム付加部
１０８ ‥‥‥ 窓がけ処理部
１０９ ‥‥‥ 送信処理部
１１０，１１１ ‥‥‥ アンテナ
１１２ ‥‥‥ 受信処理部
１１３ ‥‥‥ 窓がけ処理部
１１４ ‥‥‥ フーリエ変換処理部
１１５ ‥‥‥ デスクランブル部
１１６ ‥‥‥ シンボル選択部
１１７ ‥‥‥ ビット抽出部
１１８ ‥‥‥ デコード部
１１９ ‥‥‥ 出力端子
１２１ａ〜１２１ｎ ‥‥‥ 入力端子
１２２ａ〜１２２ｎ ‥‥‥ コーディング部
１２３ａ〜１２３ｎ ‥‥‥ シンボルマッピング部
１２４ ‥‥‥ 混合回路
１２５ ‥‥‥ ランダム位相シフト部
１２６ ‥‥‥ 逆フーリエ変換処理部
１２７ ‥‥‥ ガードタイム付加部
１２８ ‥‥‥ 窓がけ処理部
１２９ ‥‥‥ 送信処理部
１３０ ‥‥‥ アンテナ
１３１ａ〜１３１ｃ ‥‥‥ 入力端子
１３２ａ〜１３２ｃ ‥‥‥ コーディング部
１３３ａ〜１３３ｄ ‥‥‥ シンボルマッピング部
１３４ ‥‥‥ 混合回路
１４１ａ〜１４１ｎ ‥‥‥ 入力端子
１４２ａ〜１４２ｎ ‥‥‥ コーディング部
１４３ａ〜１４３ｎ ‥‥‥ シンボルマッピング部
１４４ａ〜１４４ｎ ‥‥‥ ランダム位相シフト部
１４５ａ〜１４５ｎ ‥‥‥ 逆フーリエ変換処理部
１４６ａ〜１４６ｎ ‥‥‥ 内部チャンネル選択部
１４７ａ〜１４７ｎ ‥‥‥ 送信処理部
１４８ａ〜１４８ｎ ‥‥‥ アンテナ
１５１ ‥‥‥ 入力端子
１５２ ‥‥‥ シンボル繰り返し部
１５３ ‥‥‥ 乗算器
１５４ ‥‥‥ オフセット周波数発生器
１５５ ‥‥‥ 窓がけ処理部
１５６ ‥‥‥ 出力端子
１６１ ‥‥‥ アンテナ
１６２ ‥‥‥ 受信処理部
１６３ ‥‥‥ 窓がけ処理部
１６４ ‥‥‥ フーリエ変換処理部
１６５ ‥‥‥ ランダム位相シフト部
１６６ ‥‥‥ 分離回路
１６６ａ〜１６６ｄ ‥‥‥ 端子
１６６ｍ ‥‥‥ 接点
１６７ａ〜１６７ｎ ‥‥‥ ビット抽出部
１６８ａ〜１６８ｎ ‥‥‥ デコード部
１６９ａ〜１６９ｎ ‥‥‥ 出力端子
１７１ ‥‥‥ アンテナ
１７２ ‥‥‥ 受信処理部
１７３，１７３′，１７３″ ‥‥‥ チャンネル選択部
１７４ ‥‥‥ マルチキャリア処理部
１７５ ‥‥‥ ビット抽出部
１７６ ‥‥‥ デコード部
１７７ ‥‥‥ 出力端子
１８１ ‥‥‥ 入力端子
１８１ａ ‥‥‥ セレクタ
１８１ｂ ‥‥‥ 遅延回路
１８２ ‥‥‥ 減算器
１８３ ‥‥‥ 遅延回路
１８４ ‥‥‥ 減算器
１８５ ‥‥‥ 遅延回路
１８６，１８７ ‥‥‥ 加算器
１８８ ‥‥‥ 減算器
１８９ ‥‥‥ 遅延回路
１９０ ‥‥‥ 加算器
１９１〜１９４ ‥‥‥ 出力端子
１９５，１９６，１９７ ‥‥‥ 乗算器
１９５ａ，１９６ａ，１９７ａ ‥‥‥ 補正信号発生器
２０１ ‥‥‥ 入力端子
２０１ａ ‥‥‥ セレクタ
２０１ｂ ‥‥‥ 遅延回路
２０２ ‥‥‥ 演算部
２０３ ‥‥‥ 遅延回路
２０４ ‥‥‥ 演算部
２０５ ‥‥‥ 遅延回路
２０６ ‥‥‥ 出力端子
２０７ ‥‥‥ 制御部
２０８，２０９ ‥‥‥ 乗算器
２１１ ‥‥‥ 入力端子
２１１ａ ‥‥‥ セレクタ
２１１ｂ ‥‥‥ 遅延回路
２１２ ‥‥‥ 演算部
２１３ ‥‥‥ 遅延回路
２１４ ‥‥‥ 出力端子
２１５ ‥‥‥ 制御部
２１６ ‥‥‥ 乗算器
２２１ａ〜２２１ｎ，２２１ｐ ‥‥‥ 入力端子
２２２ａ〜２２２ｎ ‥‥‥ コーディング部
２２３ａ〜２２３ｎ，２２３ｐ ‥‥‥ シンボルマッピング部
２２４ ‥‥‥ 混合回路
２２５ ‥‥‥ マルチキャリア処理部
２２６ ‥‥‥ 送信処理部
２２７，２３１ ‥‥‥ アンテナ
２３２ ‥‥‥ 受信処理部
２３３ａ，２３３ｂ ‥‥‥ チャンネル選択部
２３４ａ，２３４ｂ ‥‥‥ マルチキャリア処理部
２３５ ‥‥‥ チャンネルイコライザ
２３６ ‥‥‥ ビット抽出部
２３７ ‥‥‥ デコード部
２３８ ‥‥‥ 出力端子
２４１ ‥‥‥ 入力端子
２４１ａ ‥‥‥ セレクタ
２４１ｂ ‥‥‥ 遅延回路
２４２ ‥‥‥ 演算部
２４３ ‥‥‥ 遅延回路
２４４ ‥‥‥ 演算部
２４５ ‥‥‥ 遅延回路
２４６ ‥‥‥ 出力端子
２４７ ‥‥‥ 制御部
２４８，２４９ ‥‥‥ 乗算器
２５１ ‥‥‥ 入力端子
２５１ａ ‥‥‥ セレクタ
２５１ｂ ‥‥‥ 遅延回路
２５２ ‥‥‥ 演算部
２５３ ‥‥‥ 遅延回路
２５４ ‥‥‥ 演算部
２５５ ‥‥‥ 遅延回路
２５６ ‥‥‥ 出力端子
２５７，２５８ ‥‥‥ 乗算器

Claims

送信シンボルを生成し、生成した送信シンボルを時間軸上での信号として取り出した後に、自局に割当てられたチャンネルに相当する周波数オフセット分を畳込む処理を行い、
複数のサブキャリアに送信シンボルを分散させたマルチキャリア信号を生成させると共に、
上記マルチキャリア信号の１チャンネル内での送信シンボルの周波数軸上での配置を、基準となる周波数間隔に対して２のＮ乗おき（Ｎは正の任意の数）とし、
生成されたマルチキャリア信号を所定の帯域内に設定した複数のチャンネルの内の所定のチャンネルとして送信する
送信機。
送信シンボルを生成し、生成した送信シンボルを時間軸上での信号として取り出した後に、自局に割当てられたチャンネルに相当する周波数オフセット分を畳込む処理を行い、
複数のサブキャリアに送信シンボルを分散させたマルチキャリア信号を生成させると共に、
上記マルチキャリア信号の１チャンネル内での送信シンボルの周波数軸上での配置を、基準となる周波数間隔に対して２のＮ乗おき（Ｎは正の任意の数）とし、
生成されたマルチキャリア信号を所定の帯域内に設定した複数のチャンネルの内の所定のチャンネルとして送信する
送信方法。
複数のサブキャリアに送信シンボルが分散されたマルチキャリア信号を受信し、
１チャンネル内で受信した送信シンボルを、基準となる周波数間隔に対して２のＮ乗おき（Ｎは正の任意の数）の周波数間隔で受信処理すると共に、
受信信号の帯域幅により決定されるサンプルレートにより受信信号のサンプリングを行い、
サンプリングされたシンボルを互いに加算もしくは減算することにより、所望の受信チャンネルを選択して、後段に出力するシンボル数を減少させて、受信時の最大ビットレートにより決定される必要最小限のサンプルレートとし、
この必要最小限のサンプルレートのシンボル数の受信データを受信処理する
受信機。
請求項３記載の受信機において、
複数の受信チャンネルを選択したとき、少なくとも１つの受信チャンネルのデータに正弦波のオフセット補正信号を乗算する補正手段を設けた
受信機。
請求項３記載の受信機において、
上記受信データを受信処理する受信処理手段は、最大ビットレートにより決定される処理能力を備え、
上記最大ビットレートよりも低いビットレートでの通信を行う際には所望のビットのみを抽出する
受信機。
複数のサブキャリアに送信シンボルが分散されたマルチキャリア信号を受信し、
１チャンネル内で受信した送信シンボルを、基準となる周波数間隔に対して２のＮ乗おき（Ｎは正の任意の数）の周波数間隔で受信処理すると共に、
受信信号の帯域幅により決定されるサンプルレートにより受信信号のサンプリングを行い、
サンプリングされたシンボルを互いに加算もしくは減算することにより、所望の受信チャンネルを選択して、後段に出力するシンボル数を減少させて、受信時の最大ビットレートにより決定される必要最小限のサンプルレートとし、
この必要最小限のサンプルレートのシンボル数の受信データを受信処理する
受信方法。
請求項６記載の受信方法において、
複数の受信チャンネルを選択したとき、少なくとも１つの受信チャンネルのデータに正弦波のオフセット補正信号を乗算する
受信方法。
請求項６記載の受信方法において、
上記受信データの最大ビットレートにより決定される受信処理能力を備えて、上記最大ビットレートよりも低いビットレートでの通信を行う際には所望のビットのみを抽出する
受信方法。