DE69712916T2

DE69712916T2 - Zweibandantenne

Info

Publication number: DE69712916T2
Application number: DE69712916T
Authority: DE
Inventors: Alexandre Goudelev; Ha; Konstantin Krylov; Keun Park
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 1997-01-13
Filing date: 1997-07-30
Publication date: 2002-09-19
Anticipated expiration: 2017-07-31
Also published as: EP0950269B1; KR19980065565A; EP0950269A1; AU3709697A; WO1998031067A1; CA2277154C; US6377226B1; ES2176761T3; RU2178606C2; BR9714285A; CA2277154A1; KR100208946B1; JP2000508150A; CN1244956A; AU722062B2; DE69712916D1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

1. Erfindungsgebiet

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Antenne und im Besonderen eine Zweibandantenne, bei der zwischen einer Signalquelle und der Antenne kein separater Abstimmkreis erforderlich ist, wodurch sie einen einfachen Aufbau, zweckdienliche Anwendung, niedrigen Preis und verbesserte Leistung aufweist.

2. Beschreibung der verwandten Technik

In einem mobilen Kommunikationssystem dient eine Antenne dazu, Sendeleistung zu sparen und Frequenzen effizient zu nutzen. Mit der rapiden Entwicklung und der weit verbreiteten Nutzung der mobilen Kommunikation kommt es in einem herkömmlichen System häufig zur Kapazitätssättigung. Es besteht somit ein Bedarf an einem neuen System, welches in einer solchen Umgebung gut arbeitet, und einem Interlock zwischen einem herkömmlichen System und dem neuen System. Zum Beispiel werden Interlocks verwendet zwischen (i) einem Code Division Multiple Access (CDMA) System und einem Personal Communication System (PCS) in Korea, (ii) einem Advanced Mobile Phone Service (AMPS) System und einem PCS in den Vereinigten Staaten, (iii) einem Groupe Special Mobile (GSM) System und einem Digital European Cordless Telephone (DECT) System oder (iv) einem GSM-System und einem Digital Communication System (DCS) 1800 System, welches in Europa das GSM auf das 1,800 MHz Band anwendet. Solche Interlock-Systeme werden üblicherweise Zweibandsysteme genannt. Das heist, ein Zweibandsystem verzahnt zwei verschiedene Systeme mit voneinander abweichenden Frequenzbändern miteinander.
In herkömmlichen Zweibandsystemen mit verschiedenen Antennen für die betreffenden zwei Bänder gibt es eine Duplizierung im Materialaufwand, was eine Miniaturisierung und eine Gewichtsverminderung schwierig macht. Deshalb ist eine in zwei Bändern verwendbare Zweibandantenne entwickelt worden.
US-Patent Nr. 4,509,056 offenbart eine Mehrfrequenzantenne, die abgestimmte Hülsendrosseln verwendet. Fig. 1 ist eine Schnittansicht, die den Aufbau einer Monopolantenne veranschaulicht, die gemäß einer Ausführung der Mehrfrequenzantenne mit abgestimmten Hülsendrosseln bei zwei Frequenzen arbeitet. Wie in Fig. 1 gezeigt, ist ein Außenleiter 6 einer koaxialen Speiseleitung 2 mit einem Gegengewicht 20 verbunden, und eine Verlängerung 10 eines inneren Leiters 8 verläuft vom Gegengewicht 20 durch eine Drossel 12i zu einem als Abmessung N angedeuteten Strahlungsabschnitt. Die Drossel ist mit einem festen dielektrischen Einsatz 16i belastet, und die innere Oberfläche der Hülse der Drossel und die äußere Oberfläche des durch die Drossel verlaufenden Leiters bilden eine Viertelwellenlänge (λ/4) Übertragungsleitung. Bei hoher Frequenz bildet die Drossel eine λ/4 Übertragungsleitung, die eine Kopplung zwischen einem offenen Ende der Hülse 14i der Drossel 12i und der Verlängerung 10 verhindert. Bei niedriger Frequenz wird die Drossel 12i nicht als ein Trennelement betrieben, sondern als eine Monopolantenne bei der niedrigen Resonanzfrequenz, angedeutet als die ganze Länge P.
Die Zweibandantenne, die als eine Viertelwellenlängen-Monopolantenne bei Hoch/Tief- Band-Frequenzen arbeitet, hat eine Eingangsimpedanz Zin wie in Gleichung 1 definiert und benötigt einen 50 Ohm Anpassungskreis in dem Fall, wo sie mit einem anderen Kreis des Systems verbunden ist. Der andere Kreis bedeutet hier ein Filter oder einen Hochfrequenz- (HF) Verstärker, und wenn er mit der Zweibandantenne verbunden ist, wird die Leistung der Antenne infolge von Impedanz-Fehlanpassung vermindert. Daher sollte der 50 Ohm Anpassungskreis angeschlossen werden, um die Fehlanpassung wie oben beschrieben zu verhindern.
Zin = 36 + j20 (1)
Da die obige Zweibandantenne einen getrennten Anpassungskreis zwischen einer Signalquelle und der Antenne benötigt, hat dies einen komplizierten Aufbau, Nachteile in der Anwendung und einen hohen Preis zur Folge.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Zweibandantenne zur Verfügung zu stellen, bei der kein separater Abstimmkreis zwischen einer Signalquelle und der Antenne benötigt wird, wodurch sie einen einfachen Aufbau, zweckdienliche Anwendung, niedrigen Preis und verbesserte Leistung besitzt.
Um die obigen Aufgaben zu erfüllen, wird eine Ausführung der vorliegenden Erfindung bereitgestellt, d. h. eine Zweibandantenne für ein Mobilkommunikationssystem die umfasst: Ein Metallrohr mit einem offenen Ende, eine Koaxial-Speiseleitung mit einem inneren und einem äußeren Leiter, wobei ein Teil der Koaxialleitung in das Metallrohr eingeführt ist.
Ein Gegengewicht ist mit einem Teil des Metallrohres gegenüber dem offenen Ende und dem äußeren Leiter der Koaxial-Speiseleitung verbunden. Eine Signalleitung ist mit dem inneren Leiter elektrisch verbunden und ragt aus dem Metallrohr an dessen offenem Ende hervor.
Die Abmessungen des Metallrohres, der Signalleitung und der Koaxialleitung werden vorzugsweise so gewählt, dass die Impedanz der Antenne über den Zweibandbetrieb im Wesentlichen an die Impedanz der Koaxial-Speiseleitung angepasst ist. Optional kann das Metallrohr mit einem Dielekrikum gefüllt sein, um die Antennenlänge zu verkürzen.
Bei einer spezifischeren Ausführung umfasst eine Zweibandantenne für ein Mobilkommunikationssystem ein Metallrohr, eine Koaxial-Speiseleitung, von der ein Teil in das Metallrohr eingeführt ist, ein Gegengewicht, das mit einem ersten Ende des Metallrohres und dem Außenleiter der Koaxial-Speiseleitung verbunden ist, und eine Signalleitung. Die Signalleitung ist mit dem Innenleiter der Koaxialleitung an einem Anschlusspunkt innerhalb des Rohres verbunden. Der Außendurchmesser der Koaxialleitung ist an dem Anschlusspunkt offen, um so eine erste Hochfrequenz- (HF) Drossel zu schaffen. Das Metallrohr hat ein zweites Ende, das offen ist, um eine zweite HF-Drossel zu schaffen. Die Signalleitung verläuft durch das Metallrohr und ragt hinter dem Metallrohr um eine vorgegebene Länge hervor. Vorbestimmte Werte sind festgelegt für die Länge der Koaxialleitung vom Gegengewicht bis zum Anschlusspunkt, die Länge der Signalleitung vom Anschlusspunkt bis zum offenen Ende des Metallrohres, die Länge der herausragenden Signalleitung vom offenen Ende des Metallrohres, den Außendurchmesser des Außenleiters der Koaxial-Speiseleitung sowie für die Durchmesser des Metallrohres und der Signalleitung. Diese Werte sind so gewählt, dass in einem Betriebsfrequenzband der Antenne die Impedanz der Antenne im Wesentlichen an die Impedanz der Koaxialleitung angepasst ist, wodurch ein niedriges Stehwellenverhältnis auf der Koaxialleitung bereitgestellt und die Notwendigkeit für ein separates Anpassungsnetzwerk beseitigt wird.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Diese und verschiedene andere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden mit Verweis auf die folgende ausführliche Beschreibung leicht verstanden werden, die in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen erfolgt, in denen:
Fig. 1 eine Schnittansicht ist, die den Aufbau einer Monopolantenne des Standes der Technik veranschaulicht, die bei zwei Frequenzen arbeitet und abgestimmte Hülsendrosseln besitzt,
Fig. 2 eine Schnittansicht ist, die den Aufbau einer Zweibandantenne gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung veranschaulicht,
Fig. 3 eine Zeichnung ist, die eine Ersatzschaltung der in Fig. 2 gezeigten Zweibandantenne darstellt,
Fig. 4 eine Zeichnung ist, die eine Ersatzschaltung von Fig. 2 durch Zusammenfassen von Signalquelle und Impedanz ZAB einmal vereinfacht darstellt,
Fig. 5 eine Zeichnung ist, die eine Ersatzschaltung von Fig. 2 zweimal vereinfacht darstellt,
Fig. 6 eine Zeichnung ist, die eine Ersatzschaltung von Fig. 2 dreimal vereinfacht darstellt, indem die Impedanz Z** und die Impedanz ZCD zusammengefasst sind, um die Impedanz ZEF, gesehen von den Punkten E und F, zu bilden,
Fig. 7 eine Zeichnung ist, die die Ersatzschaltung darstellt, bei der die Dielektrizitätskonstante, d&sub1;, d&sub2;, I&sub1;, I&sub2; und I&sub3; vorbestimmte Werte haben, die die Zweibandantenne gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung verkörpern,
Fig. 8 eine Zeichnung ist, die ein im Vergleich zwischen einer Standard-Dipolantenne und der Zweibandantenne einer erfindungsgemäßen Ausführung gemessenes Strahlungsdiagramm darstellt,
Fig. 9 eine Zeichnung ist, die die Impedanzcharakteristik der Zweibandantenne einer erfindungsgemäßen Ausführung darstellt,
Fig. 10 eine Zeichnung ist, die das Stehwellenverhältnis (SWR) der Zweibandantenne einer erfindungsgemäßen Ausführung darstellt, und
Fig. 11 eine weitere Ausführung der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNG

Im Folgenden wird eine bevorzugte Ausführung der vorliegenden Erfindung mit Verweis auf die begleitenden Zeichnungen im Einzelnen beschrieben. In allen Zeichnungen werden die gleichen Verweiszeichen benutzt, um gleiche oder gleichwertige Elemente mit der selben Funktion zu bezeichnen. Des Weiteren werden in der folgenden Beschreibung zahlreiche spezifische Einzelheiten, z. B. bevorzugte Komponenten, die die Schaltung bilden, dargelegt, um für ein besseres Verständnis der vorliegenden Erfindung zu sorgen. Einem Fachmann in der Technik wird jedoch ersichtlich sein, dass die vorliegende Erfindung ohne diese spezifischen Einzelheiten praktisch umgesetzt werden kann. Bekannte Funktionen und Konstruktionen, die den Gegenstand der vorliegenden Erfindung unnötig trüben, werden in der ausführlichen Beschreibung der vorliegenden Erfindung vermieden.
Fig. 2 ist eine Schnittansicht, die die Zweibandantenne der erfindungsgemäßen Ausführung veranschaulicht, die aus einer Koaxial-Speiseleitung 30, einer ein Metallrohr 40 und ein dielektrisches Material 80 umfassende Drossel 60, einer Signalleitung 15 und einem Gegengewicht 50 besteht. Die Verweiszeichen A und B werden hier nur benutzt, um die Beziehung zwischen Fig. 2 und den zugehörigen Zeichnungen, die Ersatzschaltungen zeigen, zu verstehen.
Ein Ende des Metallrohres 40 ist vorzugsweise mit dem Gegengewicht 50 verbunden, und das andere Ende davon ist offen. Die physikalische Länge des Metallrohres 40 beträgt etwa eine Viertelwellenlänge (I&sub1; + I&sub2;) bei der Mittenfrequenz eines hohen Frequenzbandes. Die Koaxial-Speiseleitung 30 besteht aus einem Innenleiter 70 und einem Außenleiter 25, wobei ein Teil davon in das Metallrohr 40 eingeführt ist. Der Außenleiter 25 der Koaxial- Speiseleitung 30 ist mit dem Gegengewicht 50 verbunden. Der obige Teil der in das Metallrohr eingeführten Koaxial-Speiseleitung 30 verläuft vom Gegengewicht 50 zum offenen Ende des Metallrohres 40 mit der als I&sub1; bezeichneten Länge. Der Innenleiter 70 ist (bei Punkt K) mit einer Signalleitung 15 verbunden, die den gleichen Durchmesser da wie der Durchmesser d&sub1; des Außenleiters 25 der Koaxial-Speiseleitung 30 am Ende der in das Metallrohr 40 eingeführten Koaxial-Speiseleitung 30 aufweist. Bei Punkt K ist der Außenleiter der Koaxialleitung 30 offen, um so eine HF-Drossel zu schaffen (d. h. die Koaxialleitung endet bei Punkt K). Das entgegengesetzte Ende der Koaxialleitung ist mit (nicht gezeigter) Elektronik verbindbar, die in Verbindung mit der Antenne benutzt wird, z. B. ein Sender und/oder Empfänger. Die Signalleitung 15 durchläuft das offene Ende des Metallrohres 40, ragt aber hinter dem offenen Ende des Metallrohres 40 hervor. Das Metallrohr 40 hat den Durchmesser d&sub2; und ist mit dielektrischem Material 80 gefüllt. Da das dielektrische Material eine Dielektrizitätskonstante größer als die von Luft besitzt, darf die Länge des Metallrohres 40 für eine gegebene elektrische Länge (im Vergleich zu einem mit Luft gefüllten Metallrohr) kürzer sein. Das offene Ende des Metallrohres 40 schafft eine zweite HF-Drossel.
Fig. 3 ist eine Zeichnung, die eine Ersatzschaltung der in Fig. 2 gezeigten Zweibandantenne darstellt. Im Folgenden wird eine Funktion der Ersatzschaltung der Zweibandantenne beschrieben.
ZAB stellt die Impedanz der Drossel 60 dar, die das Metallrohr 40 mit seiner Breite von Punkt A bis Punkt B, die Koaxial-Speiseleitung 30 und das dielektrische Material 80, das das Metallrohr 40 füllt, umfasst. ZAB wird durch Gleichung 2 dargestellt, da sie theoretisch als eine Kurzschlussleitung betrieben wird.
ZAB = Z&sub0;tanh(γI&sub1;), Z&sub0; = 60/&epsi;R1/2 ln d&sub2;/d&sub1;,
γ = α + jk, K = 2π/λ (2)
Ohne die Dämpfungskonstante α von Gleichung (2) ergibt sich Gleichung (3).
ZAB = jZ&sub0;tan(KI&sub1;) = j 60/&epsi;R1/2 ln d&sub2;/d&sub1; tan (KI&sub1;) (3)
worin:
α: Dämpfungselement,
K: Ausbreitungskonstante,
Z&sub0;: Wellenwiderstand,
I&sub1;: Länge vom Gegengewicht zum offenen Ende der Koaxial-Speiseleitung,
d&sub1;: Außendurchmesser des Außenleiters der Koaxial-Speiseleitung,
d&sub2;: Innendurchmesser des Metallrohres,
λ: Wellenlänge und
&epsi;R: relative Dielektrizitätskonstante des dielektrischen Materials sind.
Die Ersatzimpedanz ZCD wird mit den obigen Gleichungen 2 und 3 berechnet, und wenn der Durchmesser d&sub1; des Außenleiters 25 der Koaxial-Speiseleitung 30 gleich dem Durchmesser d&sub3; der Signalleitung 15 ist, kann die Impedanz ZCD durch Einsetzen der Länge (I&sub1; + I&sub2;) berechnet werden. Gleichung (4) zeigt die Impedanz ZCD.
ZCD = j 60/&epsi;1/2 ln d&sub2;/d&sub1; tan [2π/λ (I&sub1; + I&sub2;)] (4)
Fig. 4 ist eine Zeichnung, die eine Ersatzschaltung zeigt, die durch Zusammenfassen der Signalquelle und der Impedanz ZAB einmal vereinfacht ist. Die Impedanz Z* wird durch Gleichung (5) dargestellt.
Z* = 50·ZAB/(ZAB + 50) (5)
Fig. 5 ist eine Zeichnung, die eine Ersatzschaltung zeigt, die mit der in Fig. 4 gezeigten vereinfachten Ersatzschaltung zweimal vereinfacht ist. Da, auf Fig. 2 verweisend, die Länge I&sub2; vom oberen Ende der Koaxial-Speiseleitung 30 zum offenen Ende des Metallrohres 40 als ein Teil der Signalleitung 15 und des Metallrohres 40 konstruiert und betrieben wird, kann, wenn sie mit der Impedanz Z* kombiniert wird, die in Fig. 5 gezeigte Ersatzschaltung erhalten werden. Eine Impedanz Z** gemäß der Ersatzschaltung von Fig. 5 kann wie in Gleichung (6) angegeben erhalten werden.
Z** = Z&sub0; [Z*/Z&sub0; + tanh(γI&sub2;)]/[1 + Z*/Z&sub0; jtanh(γI&sub2;)] = [Z*/Z&sub0; + jtan(2π/λ·I&sub2;)]/[1 + Z*/Z&sub0; jtan(2π/λ·I&sub2;)] (6)
Fig. 6 ist eine Zeichnung, die eine Impedanz ZEF, gesehen von den Punkten E und F, in einer Ersatzschaltung darstellt, in der die Impedanz Z** und die Impedanz ZCD kombiniert sind. Die Impedanz ZEF kann dann wie in Gleichung (7) gezeigt erhalten werden.
ZEF = Z** ZCD/(Z** + ZCD) (7)
Die Impedanz ZEF kann demnach durch Ändern von Variablen, z. B. Frequenz, Dielektrizitätskonstante, d&sub1;, d&sub2;, I&sub1;, I&sub2; und I&sub3;, berechnet werden.
Fig. 7 ist eine Zeichnung, die die Ersatzschaltung darstellt, bei der die Dielektrizitätskonstante, d&sub1;, d&sub2;, I&sub1;, I&sub2; und I&sub3; vorbestimmte Werte haben, die eine Zweibandantenne einer erfindungsgemäßen Ausführung verkörpern. Da sich die Signalquellenimpedanz ZEF mit der Betriebsfrequenz ändert, wird sie als ZEF(f) bezeichnet. Fig. 7 zeigt die Impedanz ZEF mit der Antenne als Last. Da sich die Antennenimpedanz ZANT ebenfalls mit der Frequenz ändert, wird sie als ZANT(f) bezeichnet. Die Signalquellenimpedanz ZEF(f), die einen integralen variablen Anpassungskreis besitzt, ist folglich gleich der Antennenimpedanz ZANT(f). Daher werden in der Ausführung der vorliegenden Erfindung Variablen wie Dielektrizitätskonstante, d&sub1;, d&sub2;, I&sub1;, I&sub2; und I&sub3; bei der Konstruktion der Impedanz ZEF(f) variiert, so dass die Impedanz ZEF(f) und die Impedanz ZANT(f) so ausgeführt werden können, dass sie miteinander gleich sind. Ein Anpassungszustand zwischen der Signalquelle und der Antenne kann somit genau erreicht werden und kann die Eigenschaften der Zweibandantenne verbessern.
Fig. 8 ist eine Zeichnung, die ein Strahlungsdiagramm zeigt, das durch Vergleich einer Standard-Dipolantenne mit der Zweibandantenne einer erfindungsgemäßen Ausführung gemessen wurde. Fig. 9 ist ein Diagramm, das die Impedanz-Charakeristik der Zweibandantenne einer erfindungsgemäßen Ausführung veranschaulicht, und Fig. 10 ist ein Diagramm, das ein Stehwellenverhältnis (SWR) der Zweibandantenne einer erfindungsgemäßen Ausführung zeigt. Zur Zeit werden die Frequenzen für CDMA und das koreanische PCS der Zweibandantenne wie folgt angegeben: Die CDMA-Frequenz ist 824-849 MHz beim Senden und 869-894MHZ beim Empfangen. Die koreanische PCS-Frequenz beträgt 1750-1780 MHz beim Senden und 1840-1870 MHz beim Empfangen. Weil die Zweibandantenne auf die Systeme GSM/DECT, GSM/DCS 1800, AMPS und CDMA/PCS angewandt werden kann, kann sie leicht hergestellt werden, indem die erste Länge I&sub1; und die zweite Länge 12 der Drossel 60, die an dem Punkt (Punkt K) geteilt sind, wo der Innenleiter 70 der Koaxial-Speiseleitung 30 und die Signalleitung 15 miteinander verbunden sind, wie in Fig. 2 gezeigt, verändert werden. Wenn die Länge I&sub1; + I&sub2; der Drossel 60 verändert wird, wird der Resonanzpunkt des hohen Frequenzbandes verschoben. Der Resonanzpunkt des tiefen Frequenzbandes wird aber, wie in Fig. 10 durch die gestrichelte 81 Linie angedeutet, kaum verschoben, wie in Fig. 10 gezeigt. Auf die Fig. 9 gezeigte durchgehende fette Linie verweisend zeigt ein Abschnitt Δ von einem Startpunkt bis zu Punkt 3, der die Punkte 1 und 2 bedeckt, die Charakteristik des tiefen Frequnzbandes (824-894 MHz). Ein Abschnitt, der durch Bedecken der Punkte 3 und 4 zum Startpunkt zurückkehrt und als Δ angedeutet ist, zeigt die Charakteristik des hohen Frequenzbandes (1750-1870 MHz). Die Abschnitte zwischen den Punkten 1 und 2 und 3 und 4 entsprechen denen in Fig. 10.
Fig. 11 zeigt eine alternative Ausführung der vorliegenden Erfindung. Diese Ausführung ist ähnlich der in Verbindung mit Fig. 2 beschriebenen Ausführung, außer dass die Signalleitung 15 durch eine Signalleitung 15' ersetzt ist. Die Signalleitung 15' besteht aus einem ersten linearen Teil 15a der Länge I&sub2; und einem spiralförmigen Teil 15b der Länge I&sub3;. Der Durchmesser beider Teile 15a und 15b ist d&sub3;, wenngleich der Durchmesser des spiralförmigen Teils 15b abweichend von dem des linearen Teils 15a gewählt werden kann.
Die oben beschriebenen Ausführungen der vorliegenden Erfindung haben Vorteile insofern als ein veränderbarer Anpassungskreis bereitgestellt wird, so dass ein separater Anpassungskreis zwischen einer Signalquelle und einer Antenne nicht erforderlich ist, wodurch sie über einen einfachen Aufbau, zweckdienliche Anwendung, niedrigen Preis und verbesserte Leistung verfügen.

Claims

1. Zweibandantenne für ein mobiles Kommunikationssystem, die umfasst:

ein Metallrohr (40) mit einem offenen Ende;

eine koaxiale Speiseleitung (30) mit einem inneren (70) und einem äußeren (25) Leiter, wobei die koaxiale Speiseleitung einen in das Metallrohr eingeführten Teil (I&sub1;) aufweist;

ein Gegengewicht (50), das mit einem Teil des Metallrohres gegenüber dem offenen Ende und mit dem äußeren Leiter (25) der koaxialen Speiseleitung (30) verbunden ist, und

eine Signalleitung (15), die mit dem inneren Leiter (70) verbunden ist und aus dem Metallrohr (40) an dessen offenem Ende herausragt.

2. Zweibandantenne für ein mobiles Kommunikationssystem nach Anspruch 1, wobei die Länge des Metallrohres länger ist als eine Länge der eingeführten koaxialen Speiseleitung von dem Gegengewicht.

3. Zweibandantenne für ein mobiles Kommunikationssystem nach Anspruch 1, wobei ein Teil des Metallrohres mit einem dielektrischen Material (80) gefüllt ist, um die Länge des Metallrohres zu vermindern.

4. Zweibandantenne für ein mobiles Kommunikationssystem nach Anspruch 1, wobei die Außendurchmesser (d&sub1;, d&sub3;) der koaxialen Speiseleitung und der Signalleitung einander gleich sind.

5. Zweibandantenne für ein mobiles Kommunikationssystem nach Anspruch 1, wobei der Teil (I&sub3;) der Signalleitung, der aus dem Metallrohr herausragt, in einem Format einer geraden Linie gebildet ist.

6. Zweibandantenne für ein mobiles Kommunikationssystem nach Anspruch 1, wobei der Teil (I&sub3;) der Signalleitung, der aus dem Metallrohr herausragt, in einem Format einer spiralförmigen Linie (15b) gebildet ist.

7. Zweibandantenne für ein mobiles Kommunikationssystem nach Anspruch 1, wobei die physikalische Länge des Metallrohres etwa eine Viertelwellenlänge bei einer Mittenfrequenz eines hohen Frequenzbandes beträgt.

8. Zweibandantenne für ein mobiles Kommunikationssystem nach Anspruch 2, wobei das Metallrohr mit einem dielektrischen Material (80) gefüllt ist, um die Länge des Metallrohres zu vermindern.

9. Zweibandantenne für ein mobiles Kommunikationssystem nach Anspruch 2, wobei die Außendurchmesser (d&sub1;, d&sub3;) der koaxialen Speiseleitung und der Signalleitung einander gleich sind.

10. Zweibandantenne nach Anspruch 1, wobei die Abmessungen des Metallrohres, die Abmessungen der Koaxialleitung und die Dielektrizitätskonstante des Dielektrikums innerhalb des Metallrohres so gewählt sind, dass die Impedanz der Antenne im Wesentlichen an die Impedanz der koaxialen Speiseleitung über dem Doppelband angepasst ist.

11. Antenne nach Anspruch 10, wobei das Doppelband ein unteres Frequenzband und ein oberes Frequenzband mit im Wesentlichen der doppelten Frequenz des unteren Frequenzbandes umfasst.

12. Antenne nach Anspruch 11, wobei das untere Frequenzband bei etwa 824-894 MHz liegt und das obere Frequenzband bei etwa 1750-1870 MHz liegt.

13. Zweibandantenne für ein mobiles Kommunikationssystem, die umfasst:

ein Metallrohr:

eine koaxiale Speiseleitung, die aus einem Innenleiter und einem Außenleiter besteht, wobei die koaxiale Speiseleitung einen in das Metallrohr eingeführten Teil aufweist;

ein Gegengewicht, das mit einem Ende des Metallrohres und mit dem Außenleiter verbunden ist;

eine Signalleitung, die mit dem Innenleiter innerhalb des Metallrohres an einem Anschlusspunkt innerhalb des Metallrohres (40) verbunden ist, wobei der Außendurchmesser der Koaxialleitung an dem Anschlusspunkt offen ist, wodurch eine erste Hochfrequenz- (HF) drossel geschaffen wird;

wobei das Metallrohr ein anderes Ende besitzt, das offen ist, um eine zweite HF-Drossel zu schaffen;

wobei die Signalleitung durch das Metallrohr läuft und hinter dem Metallrohr mit einer vorbestimmten Länge herausragt;

wobei die Länge (I&sub1;) der Koaxialleitung von dem Gegengewicht bis zu dem Anschlusspunkt, die Länge (I&sub2;) der Signalleitung von dem Anschlusspunkt bis zu dem Ende des Metallrohres, die Länge (I&sub3;) der aus dem offenen Ende des Metallrohres herausragenden Signalleitung, der Außendurchmesser (d&sub1;) des Außenleiters der koaxialen Speiseleitung und die Durchmesser (d&sub2;, d&sub3;) des Metallrohres und der Signalleitung jeweilige vorbestimmte Werte besitzen, wodurch in einem Betriebsfrequenzband der Antenne die Impedanz der Antenne im Wesentlichen an die Impedanz der Koaxialleitung angepasst ist, um dadurch ein niedriges Stehwellenverhältnis auf der Koaxialleitung bereitzustellen.

14. Antenne nach Anspruch 13, wobei wenigstens ein Teil des Metallrohres mit einem Dielektrikum gefüllt ist und die Dielektrizitätskonstante des Dielektrikums so gewählt ist, dass ein niedriges Stehwellenverhältnis auf der Koaxialleitung bereitgestellt wird.

15. Antenne nach Anspruch 13, wobei das Betriebsband ein Doppelband umfasst, das ein unteres Band und ein oberes Band mit im Wesentlichen der doppelten Frequenz des unteren Bandes einschließt.

16. Antenne nach Anspruch 13, wobei das untere Band bei etwa 824-894 MHz liegt und das obere Band bei etwa 1750-1870 MHz liegt.