DE69702137T2

DE69702137T2 - Mikroschaltung mit gemischter, kontaktloser oder kontaktierender, funktionsweise

Info

Publication number: DE69702137T2
Application number: DE69702137T
Authority: DE
Inventors: Jacek Kowalski
Original assignee: Inside Technologies SA
Current assignee: Inside Technologies SA
Priority date: 1996-08-05
Filing date: 1997-07-08
Publication date: 2001-02-01
Anticipated expiration: 2017-07-09
Also published as: WO1998006057A1; EP0917684B1; KR20000029776A; CN1126057C; KR100470948B1; JP3943137B2; US6003777A; EP0917684A1; AU3624497A; JP2001504676A; FR2752076B1; CN1227646A; CA2262983A1; DE69702137D1; FR2752076A1; ATE193389T1; AU722833B2; CA2262983C

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Mikroschaltung mit zwei Arbeitsmoden, mit oder ohne Kontakt.
Der Markt für Chipkarten, und allgemein jener für elektronische Chips, die auf tragbaren Trägern montiert sind, umfasst gegenwärtig zwei Domänen: jene der Anwendungen, die als "mit Kontakt" bezeichnet werden, und jene der Anwendungen "ohne Kontakt". In naher Zukunft werden die kontaktlosen Chipkarten sich stark weiter entwickeln, während gleichzeitig zahlreiche Karten mit Kontakt weiterhin benutzt werden. Um den Markt der Chipkarten zu rationalisieren, ist ebenfalls daran gedacht worden, Mikroschaltungen mit gemischter Funktionsweise, mit oder ohne Kontakt, zu entwickeln, die mit jeder Art von Chipkarten-Leser kommunizieren können.
Durch das Patent US 5,206,495 ist eine Chipkarten- Mikroschaltung mit zwei Arbeitsmoden, mit oder ohne Kontakt, bekannt, deren Struktur nun wiederholt wird. Die in Klammern angegebenen Bezugszeichen beziehen sich auf die Fig. 3 dieses Dokuments.
Die Mikroschaltung [2] des Standes der Technik umfasst Kontaktfelder [3] für den Arbeitsmodus mit Kontakt und Induktionsspulen [4, 5] für den kontaktlosen Arbeitsmodus. Die Induktionsspulen stehen in Beziehung mit einer Gleichrichterschaltung [2.1.1], um eine Versorgungs- Gleichspannung U1 im kontaktlosen Arbeitsmodus zu liefern. Im Arbeitsmodus mit Kontakt wird eine Versorgungs-Gleichspannung U2 durch einen Versorgungspunkt [16] geliefert.
Im wesentlichen schlägt das Dokument des Standes der Technik vor, mittels eines Multiplexers [2.1.3] an einen Mikrocomputer [2.2] die Signale zu senden, die von den Kontaktstellen [3] empfangen wurden und die Signale, die von den Spul en [4, 5] empfangen wurden. Die von den Spul en [4, 5] empfangenen Signale werden angelegt an den Multiplexer [2.1.3] mittels eines Wandlers [2.1.4]. Der Mikrocomputer [2.2] bildet somit ein Mittel zur Verarbeitung des den zwei Arbeitsmoden gemeinsamen Signals, und der Multiplexer [2.1.3] bildet eine Weiche, die es gestattet, den Mikrocomputer mit den Kontakten [3] oder mit dem Wandler [2.1.4] zu verbinden, entsprechend dem Arbeitsmodus der Mikroschaltung. Die Unterscheidung des Arbeitsmodus für die Steuerung des Multiplexers [2.1.3] wird durch einen Komparator [2.1.2] mit zwei Eingängen [E1, E2] gemacht, der an seinem Ausgang [E3] ein Unterscheidungssignal liefert, das an den Multiplexer [2.1.3] angelegt wird. Der Komparator [2.1.2] empfängt an einem ersten Eingang [E2] eine Gleichspannung [U2], die von dem Versorgungspunkt [16] kommt, und an einem zweiten Eingang [E1] eine Gleichspannung U1, die vom Gleichrichter [2.1.1] kommt (siehe auch den Oberbegriff des Anspruchs 1).
Obwohl auf den ersten Blick zufriedenstellend, zeigt die Mikroschaltung des Standes der Technik in der Praxis verschiedene Nachteile.
Ein erster Nachteil liegt an der Erfassung des Arbeitsmodus durch den zuvor genannten Komparator [2.1.2], der an seinen Eingängen [E1, E2] die Versorgungsspannungen U1 und U2 empfängt. Die Spannungen U1, U2 werden ebenfalls angelegt an den Versorgungseingang [E4] des Komparators [2.1.2] unter Zwischenschaltung von Dioden [D1, D2], die unabdingbar sind, damit die zwei Vergleichseingänge [E1, E2] nicht kurzgeschlossen werden. Denn, diese Dioden bewirken einen empfindlichen Abfall der vom Komparator empfangenen Versorgungsspannung, z. B. von einem Volt in einer integrierten CMOS-Schaltung. Somit, damit der Komparator [2.1.2] arbeitet, muss die minimale Versorgungsspannung U1 oder U2 der Mikroschaltung um ein Volt höher sein als die minimale Versorgungsspannung des Komparators. Da die Spannung U1, die vom Gleichrichter [2.1.1] geliefert wird, im kontaktlosen Modus von der Amplituden der in den Spulen [4, 5] induzierten Spannung abhängt, und folglich von dem Abstand, der die Mikroschaltung von der Quelle des Magnetfeldes trennt (induktive Kopplung), muss der Spannungsabfall in der Diode [D1] kompensiert werden durch eine Erhöhung der induktiven Kopplung, und bringt eine empfindliche Verringerung des maximalen Kommunikationsabstands mit sich, der zugelassen werden kann zwischen einer Chipkarte und einem Kartenleser, bei konstanter Emissionsleistung des Magnetfeldes. Zur Verdeutlichung, in einer kontaktlosen Chipkarte, welche versorgt wird durch Induktion bei der genormten Frequenz von 13,56 MHz und welche bei einer sehr schwachen Spannung in der Größenordnung von 1 V arbeiten kann (CMOS-Technologie), stellt ein Spannungsabfall von 1 V in der Diode [D1] eine Verringerung von mehreren Zentimetern im Maximalabstand zwischen Karte und Leser dar, wobei die Versorgungsspannung U1 mindestens gleich 2 V sein muss, damit sie am Versorgungseingang [E4] des Komparators bei 1 V liegt.
Ein weiterer Nachteil der Mikroschaltung des Standes der Technik ist die Steuerung einer eventuellen Ambivalenz zwischen den Versorgungsspannungen U1, U2 des Kontaktmodus und des kontaktlosen Modus. Mit "Ambivalenz" ist der Fall gemeint, bei dem die Versorgungsspannungen U1 und U2 gleichzeitig vorhanden sind. Insbesondere hat die Anmelderin entdeckt, dass die Finger eines Benutzers, welche die Kontaktstellen während des kontaktlosen Modus berühren, Ladungen statischer Elektrizität in die Mikroschaltung hineinbringen können, die die Funktion stören oder blockieren können. Im Dokument des Standes der Technik schlägt man vor, dass der Ausgang [E3] des Komparators, der das Signal zur Unterscheidung des Arbeitsmodus liefert, vorzugsweise unzweideutig sein sollte bezüglich des Werts der Spannungen U1, U2. Unterdessen beruht die vorliegende Erfindung auf der folgenden Schlussfolgerung: damit der Ausgang des Komparators [2.1.2] nicht ambivalent ist, wenn Spannungen U1, U2 gleichzeitig vorhanden sind, und bei erhöhten Pegeln, muss die Priorität arbiträr einer einzigen dieser zwei Spannungen gegeben werden. Wenn die Priorität der Spannung U1 des kontaktlosen Modus gegeben wird, um den Fall der Ambivalenz zu lösen, der verknüpft ist mit einer parasitären elektrostatischen Spannung an den Kontaktstellen, muss der Ausgang des Komparators auf 1 sein, wenn die Spannung U1 vorliegt, egal welchen Wert die Spannung U2 hat. Wenn der Ausgang des Komparators nur von der Spannung U1 abhängt, kann man schließen, dass es überhaupt keinen Nutzen hat, einen Komparator vorzusehen. Schließlich bringt der Gedanke der Verwendung eines nicht-ambivalenten Komparators für die Bestimmung des Arbeitsmodus bestimmte Abfragen bei der praktischen Umsetzung mit sich.
Ein weiterer Nachteil der Mikroschaltung des Standes der Technik liegt in der Tatsache, dass damit die Signale des kontaktlosen Modus, die an den Ausgängen [K1-K5] des Wandlers [2.1.4] liegen, vollkommen kompatibel sind mit den Signalen, die von den Kontaktstellen [11-16] kommen, so wie es im Stand der Technik angegeben ist, es notwendig ist, dass der Wandler [2.1.4] diese Signale in Signale umwandelt, die gemäß dem Kommunikationsprotokoll des Kontaktmodus empfangen wurden. Genauer gesagt, wenn man voraussetzt, dass gemäß der Norm ISO 7816, die auf den verschiedenen Kontaktstellen einer Chipkarte empfangenen Signale jeweils Daten in serieller Form, ein Taktsignal, ein Rücksetzsignal auf Null, eine Versorgungsspannung umfassen, folgt, dass der Wandler [2,1.4] jedes dieser Signale in genormter serieller Form an seinen entsprechenden Ausgängen [K1-K6] bereitstellen muss. Folglich muss in der Praxis der Wandler [2.1.4] ein "Protokollwandler" oder "Adapter" von großer Komplexität und von hohen Verwirklichungskosten sein. Die Umsetzung der Idee eines Multiplexens der Eingangssignale zu einem gemeinsamen Mittel für die Verarbeitung der Kommunikationen stößt hier auch auf bedeutende praktische Schwierigkeiten.
Somit hat die vorliegende Erfindung die Aufgabe der Schaffung einer Mikroschaltung mit zwei Arbeitsmoden,
- die auf einfache Weise umgesetzt werden kann, ausgehend von klassischen Schnittstellen-Schaltungen der kontaktlosen Art und der Art mit Kontakt,
- die Mittel zur Erfassung des Arbeitsmodus umfasst, welche nicht die oben aufgeführten Nachteile haben, die eine Schaltung zur Verteilung einer Versorgungsspannung umfasst, welche in der Lage ist, beim Einschalten bzw. Unterspannungsetzen die eventuellen Konflikte zwischen der Spannung des Kontaktmodus und der Spannung des kontaktlosen Modus zu steuern, und die den Schutz gegenüber elektrostatischen Entladungen sicherstellt. Auf allgemeine Weise schlägt die vorliegende Erfindung eine Mikroschaltung vor:
- ohne Multiplexen der Eingangssignale, wobei die Kommunikationsmittel (oder Schnittstellenmittel) des Kontaktmodus und des kontaktlosen Modus materiell unterschiedlich sind;
- welche einen Unterbrecher umfasst, der auf dem Niveau der Empfangsstelle der Versorgungsspannung des Kontaktmodus angeordnet ist, wobei die Versorgungsspannung des kontaktlosen Modus direkt auf der internen Versorgungsleitung der Mikroschaltung geschickt werden kann, ohne Spannungsverlust,
- bei welcher die Unterscheidung des Arbeitsmodus durch Erfassung der Wechselspannung an den Anschlüssen der Induktionsspule durchgeführt wird, statt der Durchführung durch eine Erfassung der gleichgerichteten Wechselspannung, und
- bei welcher bei Auftreten der Wechselspannung die Priorität dem kontaktlosen Modus gegeben wird.
Insbesondere sieht die vorliegende Erfindung eine Mikroschaltung mit zwei Arbeitsmoden vor, mit dem Kennzeichen des Anspruchs 1.
Nach einer Ausführung ist der Ausgang der Gleichrichterschaltung direkt und permanent verbunden mit der Verteilungsleitung.
Gemäß einer Ausführung umfassen die Befehlsmittel des Unterbrechermittels einen Detektor für Oszillationen der Wechselspannung.
Gemäß einer Ausführung umfassen die Befehlsmittel des Unterbrechermittels einen Schwellwertdetektor der Wechselspannung.
Gemäß einer Ausführung umfassen die Befehlsmittel des Unterbrechermittels eine Spannungserhöhungsschaltung, welche eine Schließspannung des Unterbrechermittels liefert.
Gemäß einer Ausführung umfasst die Spannungserhöhungsschaltung eine erste Ladungspumpe, deren Ausgang angelegt ist an einen Speicherkondensator, unter Zwischenschaltung eines Transistors, der durch eine zweite Ladungspumpe gesteuert wird, die in Phase arbeitet mit der ersten Ladungspumpe.
Gemäß einer Ausführung umfasst das Unterbrechermittel einen NMOS-Transistor und einen PMOS-Transistor in Reihe, zum Schutz gegen positive und negative elektrostatische Entladungen.
Gemäß einer Ausführung werden die Kommunikationsmittel, welche für den Kontaktmodus spezifisch sind, ausgehend von der Versorgungsstelle direkt versorgt, und die Mittel, die den beiden Arbeitsmoden gemeinsam sind, werden ausgehend von der Verteilungsleitung versorgt.
Die vorliegende Erfindung betrifft ebenfalls eine Chipkarte, welche eine erfindungsgemäße Mikroschaltung umfasst.
Diese Kennzeichen der vorliegenden Erfindung sowie weitere werden ausführlicher dargelegt in der folgenden Beschreibung einer Struktur einer Mikroschaltung mit zwei Arbeitsmoden nach der Erfindung, eines Systems zur Verteilung einer Versorgungsspannung der Mikroschaltung, und von verschiedenen Ausführungen bestimmter Elemente des Verteilungssystems, unter Bezugnahme auf die angehängten Figuren, bei welchen:
Fig. 1 die allgemeine Architektur einer erfindungsgemäßen Mikroschaltung mit gemischter Arbeitsweise darstellt, für eine Chipkarte oder einen anderen tragbaren Träger,
Fig. 2 schematisch in Blockform ein erfindungsgemäßes System für die Verteilung einer Versorgungsspannung in der Mikroschaltung der Fig. 1 darstellt,
Fig. 3 das Schaltbild einer Befehlsschaltung bzw. Steuerschaltung eines Unterbrechers ist, der in Fig. 2 in Blockform dargestellt ist,
Fig. 4 eine Ausführungsvariante der Befehlsschaltung der Fig. 3 ist,
Fig. 5 das elektrische Schaltbild einer Spannungserhöhungsschaltung ist, die in Fig. 4 in Blockform dargestellt ist,
Fig. 6A bis 6E die Arbeitsweise der Spannungserhöhungsschaltung der Fig. 5 veranschaulichen,
Fig. 7 das elektrische Schaltbild eines Detektors einer Wechselspannung ist, der in Fig. 2 in Blockform dargestellt ist, und
Fig. 8 eine andere Ausführung des Detektors der Fig. 7 darstellt.
Fig. 1 stellt sehr schematisch die allgemeine Architektur einer Mikroschaltung mit zwei Arbeitsmoden nach der Erfindung dar, die anwendbar ist auf eine Chipkarte oder jeden anderen tragbaren Träger von integrierten Schaltungen. Die elektronischen Mittel, welche in der Mikroschaltung 1 vorhanden sind, sind in der Form von drei Blöcken 2, 3, 4 dargestellt. Der Block 2 stellt das Ensemble der elektronischen Mittel dar, die spezifisch sind für die Kommunikation im kontaktlosen Modus, der Block 3 das Ensemble der Mittel, die spezifisch sind für die Kommunikation im Kontaktmodus, und der Block 4 stellt die Mittel dar, die gemeinsam sind für die zwei Arbeitsmoden, wobei jedes Mittel funktionell und materiell verschieden ist von den anderen Mitteln.
Im kontaktlosen Modus wird die Mikroschaltung in ein oszillierendes Magnetfeld getaucht, das z. B. von einem Chipkarten-Leser ausgesendet wird. Der Block 2 empfängt die digitalen Daten über eine Spule L, an deren Anschlüssen durch elektromagnetische Induktion eine Wechselspannung Va auftritt, die in der Amplitude oder der Frequenz moduliert ist. Als Beispiel umfasst somit der Block 2 eine Demodulator- Schaltung, eine Schaltung zur Erzeugung oder Ableitung eines Taktsignals, und eine Schaltung, welche die Verwaltung des kontaktlosen Kommunikationsprotokolls sicherstellt, einschließlich als Option der Verwaltung von Kommunikationskollisionen. Die vom Block 2 verwirklichten Funktionen sind in sich herkömmlich in den Schaltungen, welche ausschließlich kontaktlos arbeiten. Unterdessen wird die Wechselspannung Va durch eine Gleichrichterbrücke Pd, welche Dioden oder Transistoren hat, gleichgerichtet, die unter Zwischenschaltung einer Filterkapazität Cf die Versorgungsspannung Vcc1 des kontaktlosen Modus liefert. Selbstverständlich kann in der Praxis die Spule L in Form einer einzigen oder mehrerer Wicklungen verwirklicht sein, und umfasst z. B. auf herkömmliche Weise eine erste Spule für den Empfang der elektrischen Energie und eine zweite Spule für die Übertragung der Daten.
Im Kontaktmodus empfängt die Mikroschaltung eine Versorgungsspannung Vcc2, im allgemeinen eine Gleichspannung, unter Zwischenschaltung einer Versorgungsstelle bzw. eines Versorgungsanschlusses p1 und einer Stelle p2, die mit der Masse verbunden ist. Die Spannung Vcc2 kann an die Stelle p1 durch eine äußere Vorrichtung angelegt sein, wie ein Chipkarten-Leser, oder genauso gut durch eine Akkumulatorbatterie, die Teil des Trägers der Mikroschaltung ist. Herkömmlich empfängt und sendet der Block 3 digitale Daten über eine Kontaktstelle p3. Weitere genormte Stellen bzw. Felder, die in Fig. 1 nicht dargestellt sind, können vorgesehen sein, um an dem Block 3 ein Taktsignal und ein Rücksetzsignal RST auf Null anzulegen. Der Block 3 stellt die Verwaltung des Kommunikationsprotokolls im Kontaktmodus sicher, die Synchronisation der Daten, usw., wobei diese Funktionen für sich genommen herkömmlich sind in Mikroschaltungen von Chipkarten mit Kontakt.
Schließlich greift der Block 4 in den zwei Arbeitsmoden ein und umfasst Resourcen, die den zwei Arbeitsmoden gemeinsam sind, z. B. einen EEPROM-Speicher, der elektrisch programmierbar und löschbar ist, zur Speicherung der Identifikationsdaten, Transaktionsdaten, .... Der Block 4 kann ebenfalls einen Mikroprozessor umfassen oder Logikmittel, die verschaltet sind zur Verwirklichung von herkömmlichen Operationen hohen Niveaus, z. B. die Erzeugung eines Authentisierungs-Codes durch Verschlüsselung, die Verifizierung eines geheimen Codes, der von einem Leser der Karte bereitgestellt wird, die Registrierung von Daten im Speicher, usw., wobei gewisse Teile dieser Mittel übertragen sein können in die Blöcke 2 und 3.
Die Kommunikation von Daten zwischen dem Block 4 und den Blöcken 2 und 3 kann durch jedes Mittel erhalten werden, z. B. durch parallelen Austausch von Datenpaketen mittels von Pufferschaltungen. Es besteht im Inneren der erfindungsgemäßen Schaltung keine Notwendigkeit, den Übergang der Daten zwischen dem Block 4 und den anderen Blöcken zu normalisieren und eine Protokollumwandlung vorzusehen.
Ebenfalls kann der Block 4 ein Eingangs-/Ausgangsport für die vom Block 3 kommenden Daten umfassen, und ein anderes Eingangs-/Ausgangsport für die Daten, die vom Block 4 kommen, usw., nach Belieben des Fachmanns.
Die Verteilung einer der elektrischen Versorgungsspannungen Vcc1 oder Vcc2 an die Blöcke 2, 3 und 4, unter Zwischenschaltung einer internen Verteilungsleitung 5, wird sichergestellt durch ein erfindungsgemäßes Verteilungssystem 10, welches ausführlicher in Fig. 2 dargestellt ist.
Das System 10 umfasst einen Unterbrecher 6, der zwischen der Stelle p1 und der Verteilungsleitung 5 angeordnet ist, während der Ausgang der Gleichrichterbrücke Pd hier direkt verbunden ist mit der Verteilungsleitung 5. Der Unterbrecher 6 wird gesteuert durch eine Schaltung 7, die an einem ersten Eingang die Spannung Vcc2 empfängt und an einem zweiten Eingang ein Signal CTL. Das Signal CTL wird geliefert durch einen Detektor 8 der Wechselspannung Va, der verbunden ist mit den Anschlüssen der Spule L und versorgt wird durch die Spannung Vccint. Als Konvention wird im Folgenden davon ausgegangen, dass das von dem Detektor 8 gelieferte Signal CTL auf 1 liegt, wenn die Wechselspannung Va in Spule L auftritt, und auf 0 im umgekehrten Fall. Der Betrieb der Steuerschaltung 7 ist folgendermaßen:
1. Wenn die Spannung Vcc2 nicht 0 ist und das Signal CTL auf 0 steht (keine Spannung Va in der Spule L), schließt die Schaltung 7 den Unterbrecher 6, so dass die Spannung Vcc2 auf der Verteilungsleitung 5 liegt.
2. Wenn das Signal CTL auf 1 steht (Erfassung der Spannung Va in der Spule L), öffnet die Schaltung 7 mit Priorität den Unterbrecher 6, egal, ob die Spannung Vcc2 0 ist oder nicht, so dass nur die Spannung Vcc1, diö sich aus der Gleichrichtung der Spannung Va ergibt, auf der Verteilungsleitung 5 liegt.
Ein dritter, sekundärer Fall ist jener, bei dem die Spannung Vcc2 an der Stelle p1 0 ist und das Signal CTL auf 0 steht. Da keine der zwei Spannungen Vcc1 oder Vcc2 vorliegt, ist der Zustand des Unterbrechers 6 ohne Bedeutung, und dieser wird im allgemeinen aus Mangel einer Versorgung geschlossen sein.
Somit, wenn die Spannungen Vcc1 und Vcc2 nicht 0 sind, gibt die Steuerschaltung 7 der Spannung Vcc1 die Priorität, in dem der Unterbrecher 6 geöffnet wird. Das erfindungsgemäße System 10 gestattet die Verwaltung der eventuellen Konflikte zwischen den Spannungen Vcc1 und Vcc2 beim Einschalten und schützt gleichfalls die Verteilungsleitung 5 gegen eventuelle elektrostatische Entladungen, die von der Stelle p1 kommen.
Das System 10 greift wohl gemerkt nur bei der Anlegung von Spannung bzw. Einschaltung ein. Sobald die Versorgungsspannung stabilisiert ist, kann der Zustand des Systems 10 durch jedes Mittel verriegelt werden, z. B. mittels des herkömmlichen Signals POR (Power On Reset), das im größten Teil der Mikroschaltungen mit oder ohne Kontakt vorhanden ist.
Unterdessen ist die Unterscheidung des kontaktlosen Modus durch eine direkte Erfassung der Spannung Va an der Spule L ein Aspekt der vorliegenden Erfindung, der es gestattet, schnell den Unterbrecher 6 zu öffnen, in dem Augenblick, wo die Spule L sich in einem induzierenden Magnetfeld befindet. Insbesondere kann der Detektor 8 verwirklicht werden in Form eines Oszillations-Detektors, welcher schneller ist als ein Schwellwertdetektor, wie man später noch sehen wird.
Die Fig. 3 stellt ein Ausführungsbeispiel des Unterbrechers 6 und der Steuerschaltung 7 dar. Der Unterbrecher ist hier ein NMOS-Transistor 13, dessen Drain D mit der Stelle p1 verbunden ist und dessen Source S mit der Verteilungsleitung 5 verbunden ist. Die Steuerschaltung hat die Form eines invertierenden Tors bzw. Gatters 14, das am Eingang das Signal CTL empfängt, und dessen Ausgang auf dem Gate G des Transistors 13 liegt. Um das Schließen des Transistors 13 beim Auftreten der Spannung Vcc2 sicherzustellen (d. h. bevor die Spannung Vcc2 auf der Verteilungsleitung 5 liegt) ist der Versorgungsanschluss des invertierenden Tors 14 verbunden mit der Stelle p1 und empfängt direkt die Spannung Vcc2.
Ebenfalls ist der Eingang des logischen Tors 14 mit der Masse verbunden, unter Zwischenschaltung eines Stabilisationswiderstands 15 mit großem Widerstandswert, um auf 0 gehalten zu werden bei Fehlen des Signals CTL. Wie durch gepunktete Linien dargestellt, kann der Widerstand 15 ebenfalls angeordnet sein zwischen dem Ausgang des Tors 14 und der Spannung Vcc2. Schließlich, wenn durch umgekehrte Konvention das Signal CTL auf 0 sein müsste anstatt auf 1, wenn die Spannung Va in der Spule L erfasst wird, müsste ein weiteres invertierendes Tor in Reihe mit dem Tor 14 angefügt werden.
Mit der gerade beschriebenen Ausführung geschieht es, dass die Spannung Vccint, die auf der Verteilungsleitung 5 liegt, empfindlich kleiner ist als die Spannung Vcc2, aufgrund der Schwellspannung VT des Transistors 13, die für einen MOS- Transistor im allgemeinen in der Größenordnung von 1 V liegt. Dieses Problem ist weniger kritisch als ein Spannungsabfall in der Versorgungsspannung des kontaktlosen Modus, da es möglich ist, die Spannung Vcc2 des Kontaktmodus durch eine einfache Regelung des Spannungspegels in den Chipkarten- Lesern zu erhöhen, während die Spannung Vcc1 des kontaktlosen Modus vom Abstand zwischen der Chipkarte und dem Kartenleser abhängt. Unterdessen kann ein solcher Spannungsverlust nicht wünschenswert sein, wenn die bereitgestellt Spannung Vcc2 schwach ist, z. B. aufgrund von parasitären Kontaktwiderständen zwischen dem Kartenleser und der Kontaktstelle p1, oder wenn die Spannung Vcc2 durch eine Akkumulator-Batterie bereitgestellt wird.
Die Fig. 4 stellt eine Ausführungsform 20 der Steuerschaltung dar, die es gestattet, diesen Nachteil zu überwinden. Die Steuerschaltung 20 umfasst eine Spannungserhöhungsschaltung 21 der Spannung Vcc2, deren Ausgang eine Spannung Vhv liefert. Vorzugsweise ist die Spannung Vhv mindestens gleich [Vcc2 + VT], damit die Schwellspannung VT des Transistors 13 kompensiert wird. Die Spannung Vhv wird angelegt an dem Versorgungsanschluss des invertierenden Tors 14, dessen logisches Niveau "1" somit gleich Vhv wird.
Außerdem ist die Steuerschaltung 20, die in Fig. 4 dargestellt ist, dafür vorgesehen, die Isollierung der Spannung Vhv gegenüber der Spannung Vccint sicherzustellen, welche das logische Niveau "1" des Signals CTL darstellt. Hierzu liegt der Ausgang des invertierenden Tors 14 auf dem Eingang eines weiteren invertierenden Tors 16, dessen Ausgang geführt wird auf den Eingang des Tors 14, wobei das Ensemble somit ein bidirektionales invertierendes Tor bildet. Jeder der Eingänge der Tore 14 und 16 ist Verbunden mit dem Drain D eines NMOS-Transistors mit dem Bezugszeichen 17 bzw. 18, dessen Source 5 mit der Masse verbunden ist. Schließlich wird das Gate G des Transistors 18 gesteuert durch das Signal CTL, und das Gate des Transistors 17 durch ein gegenüber dem Signal CTL inversen Signal, das durch ein invertierendes Tor 19 geliefert wird.
Die Steuerschaltung 20 arbeitet als invertierendes Tor: das Signal CTL bei 0 macht den Transistor 17 durchgängig mittels des Tors 19, der durchgängige Transistor 17 setzt den Eingang des Tors 14 auf 0, und der Ausgang des Tors 14 liefert die Spannung Vhv an das Gate G des Transistors 13.
Die Fig. 5 stellt ein Ausführungsbeispiel der Spannungserhöhungsschaltung 21 dar, das aufgrund seiner Einfachheit vorteilhaft ist, nämlich einen Spannungsverdoppler, der nach dem Prinzip der Ladungspumpen arbeitet. Die Schaltung 21 wird angetrieben von zwei gegenphasigen Rechtecksignalen H1, H2, mit der Amplitude Vcc2, die durch einen Oszillator 22 geliefert werden. Der Oszillator 22 umfasst auf herkömmliche Weise eine geschlossene Schleife einer ungeraden Anzahl von invertierenden Toren in einer Kaskade. Die Form der Signale H1 und H2 wird durch die Fig. 6A und 6B veranschaulicht. Die Spannungserhöhungsschaltung 21 umfasst zwei Ladungspumpen 23, 24, welche jeweils einen NMOS-Transistor 23-1, 24-1 umfassen, der an seinem Drain D die Spannung Vcc2 empfängt, und einen Kondensator 23-2, 24-2, der mit dem Source S des Transistors verbunden ist. Das Gate G des Transistors 23-1, 24-1 wird angesteuert durch das Signal H1, und der freie Anschluss der Kondensatoren 23-2, 24-2 von dem Signal H&sub2;. An den Ausgängen der Ladungspumpen 23 und 24, gekennzeichnet durch die Knoten NA und NB, findet man nach einer Stabilisierungszeit eine Spannung, die zwischen den folgenden Pegeln n1 und n2 oszilliert:
n1 - Vcc2 - VT, wenn H1 = 1 und H2 = 0, und
n2 - 2Vcc2 - VT, wenn H1 = 0 und H2 = 1
wobei VT die Schwellspannung der NMOS-Transistoren ist. Zur Verdeutlichung ist die Spannung der Knoten NA und NB in Fig. 6C dargestellt.
Die Spannung am Knoten NB wird angelegt an das Drain D eines NMOS-Transistors 25, dessen Source S verbunden ist mit einem Speicherkondensator Cst, der die Spannung Vhv liefert. Das Gate des Transistors 25 mit Spannung VG wird gesteuert durch den Knoten NA, unter Zwischenschaltung eines PMOS-Transistors 26, der an seinem Gate die Spannung Vcc2 empfängt, wobei der Transistor 26 die Rolle hat, die Spannung VG gegenüber dem Knoten NA zu isolieren, wenn das Signal H1 auf 1 liegt. Wenn die Spannung VG somit vom Knoten NA isoliert ist, verbindet ein von dem Signal H1 gesteuerter NMOS-Transistor 27 das Gate G des Transistors 25 mit der Masse, um diesen Transistor zu blockieren und ein Ableiten der Spannung Vhv zum Knoten NB zu vermeiden. Mit dieser Steuerung lässt der Transistor 25 nur den Pegel n2 der Spannung am Knoten NB hindurch, und stellt das schnelle Laden des Kondensators Cst auf einen Wert gleich dem Pegel n2 sicher, von dem die Schwellspannung VT des Transistors 25 abgezogen ist, z. B.:
Vhv = 2Vcc2 - 2VT
Zur Verdeutlichung stellt die Fig. 6D das Aussehen der Spannung VG dar, und die Fig. 6E stellt eine Kurve dar, welche die Erscheinung der erhöhten Spannung Vhv darstellt.
Fig. 7 stellt eine vorteilhafte Ausführungsform des Detektors 8 dar, in Form eines Oszillationsdetektors 30. Der Detektor 30 umfasst ein bidirektionales, invertierendes Tor 31, das gebildet wird von zwei parallelen und entgegengesetzt gerichteten, invertierenden Toren 32, 33, dessen Eingang und Ausgang auf 0 gestellt werden können durch zwei MOS- Transistoren 34, 35, die jeweils gesteuert werden durch die positiven Halbschwinungen Va1 und negativen Halbschwingungen Va2 der Spannung Va. Eine Referenzkippschaltung 36 mit zwei komplementären Takteingängen CK und /CK ist durch den Eingang CK mit dem bidirektionalen Tor 31 verbunden, wobei der Eingang CK unter Zwischenschaltung eines invertierenden Tors 37 auf den Eingang /CK geführt ist. Der Eingang D der Kippschaltung 36 wird auf 1 gehalten (d. h. auf die Spannung Vccint), und der Ausgang Q liefert das Signal CTL. Somit, wenn an den Anschlüssen der Spule L eine Oszillation auftritt, werden die Transistoren 34 und 35 einer nach dem anderen durchgängig gemacht. Die Kippschaltung D sieht zunächst eine ansteigende Flanke an ihrem Eingang CK, dann eine ansteigende Flanke an ihrem Eingang /CK. Der Ausgang Q kopiert den Eingang D, und das Signal CTL geht auf 1.
Wie weiter oben angegeben, kann der Zustand des Verteilungssystems 10 verriegelt werden, sobald die Versorgungsspannung Vcc1 oder Vcc2 stabilisiert ist. Zum Beispiel kann in der Fig. 7 das Signal CTL verriegelt werden mittels einer zweiten Kippschaltung D, die an ihrem Eingang D das Signal CTL empfängt und an ihrem Takteingang das herkömmliche Signal POR des Einschaltens bzw. des Spannungsanlegens.
Der Oszillationsdetektor 30, der gerade beschrieben wurde, hat den Vorteil, dass er besonders schnell ist, wobei eine einzige vollständige Oszillation der Spannung Va (d. h. zwei Halbschwinungen Va1 und Va2) ausreichend ist, um das Signal CTL auf 1 gehen zu lassen. In der Fig. 8 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel des Detektors 8 dargestellt, der die Form eines Schwelldetektors 40 hat. Obwohl sie langsamer bei der Auslösung ist, kann diese Schaltung 40 ebenfalls verwendet werden. Eine Halbschwingung der Spannung Va, z. B. Va1, wird unter Zwischenschaltung einer Diode an einen Kondensator 41 angelegt, der vorzugsweise einen geringen Kapazitätswert hat.
Der Kondensator 41 liegt auf dem Gate eines NMOS-Transistors 42. Der Transistor 42 ist zwischen der Masse und dem Eingang eines bidirektionalen, invertierenden Tors 43 angeschlossen, dessen Ausgang das Signal CTL liefert. Wenn die Ladung des Kondensators 41 die Schwellspannung VT des Transistors 42 erreicht, wird der Transistor 42 durchgängig und stellt den Eingang des Tors 43 auf 0, dessen Ausgang CTL auf 1 geht. Ein Transistor 43 zur Rückstellung auf 0, der durch ein Signal RST gesteuert wird, kann am Ausgang des bidirektionalen Tors 43 vorgesehen sein.
In dem vorangehend Beschriebenen wurden verschiedene Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beschrieben, bei welchen der Unterbrecher der Fig. 2 die Form eines NMOS- Transistors hat. Es ist dem Fachmann jedoch klar, dass verschiedene Transistoren oder jedes andere Kommutierungsmittel vorgesehen sein kann zur Verwirklichung der Unterbrecherfunktion. Insbesondere wird der Fachmann beachten, dass ein NMOS-Unterbrechertransistor im offenen Zustand (nicht durchgängig) elektrostatische Entladungen positiver Spannung gegenüber der Masse unterbindet, aber elektrostatische Entladungen negativer Spannung hindurchlässt. Somit fügt man gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung dem NMOS-Transistor in Reihe einen PMOS-Transistor hinzu, der als Schranke gegenüber elektrostatischen Entladungen negativer Spannung dient.
Die vorliegende Erfindung gestattet zahlreiche andere Ausführungsvarianten und Verbesserungen, betreffend die Steuerschaltung des Unterbrechers, den Detektor für die Wechselspannung an den Anschlüssen der Spule, usw.
Außerdem gestattet die vorliegende Erfindung verschiedene Anwendungen. Auf diese Weise, unter gemeinsamer Bezugnahme auf die Fig. 1 und 2, wenn es notwendig ist, dass der Block 4 der Mikroschaltung mit der internen Verteilungsleitung 5 verbunden ist, um in beiden Arbeitsmoden der Mikroschaltung 1 versorgt zu sein, kann der Versorgungseingang des Blocks 3 dagegen direkt mit der Stelle p1 verbunden sein, z. B. wenn die elektronischen Eigenschaften des Blocks 3 mit der gleichgerichteten Spannung Vcc1 nicht kompatibel sind.
Schließlich beachte man, dass das Spannungsverteilungssystem, welches gerade beschrieben wurde, ein Minimum an Elementen umfasst, die es gestatten, das gewünschte Ziel bei minimalen Kosten und reduziertem Raumbedarf auf der Siliziumoberfläche einer Mikroschaltung zu erreichen. Unterdessen spricht nichts dagegen, dass weitere Unterbrechermittel vorgesehen werden, z. B. ein Unterbrecher, der angeordnet ist zwischen dem Ausgang der Diodenbrücke Bd, welche eine gleichgerichtete Spannung Vcc1 liefert, und der Verteilungsleitung 5, unter der Bedingung, dass dieser Unterbrecher entsprechend einer der Aufgaben der Erfindung durch eine Spannungsöffnungsschaltung gesteuert wird, damit der kontaktlose Kommunikationsabstand zwischen einer Chipkarte und ihrem Leser nicht verringert wird. Dieser zusätzliche Unterbrecher kann z. B. geschlossen sein, wenn die Spannung Vcc1 auftritt, und offen in den anderen Fällen, und gestattet es, die Schaltungen, welche spezifisch sind für den kontaktlosen Arbeitsmodus, von der Spannung Vcc2 zu isolieren.

Claims

1. Mikroschaltung mit zwei Arbeitsmoden, mit oder ohne Kontakt, umfassend:

- Kommunikationsmittel (2), welche für den Arbeitsmodus ohne Kontakt spezifisch sind, Kommunikationsmittel (3), welche für den Arbeitsmodus mit Kontakt spezifisch sind, und elektronische Mittel (4), welche den beiden Arbeitsmoden gemeinsam sind,

- eine Spule (L), um durch. Induktion eine Wechselspannung (Va) zu empfangen,

- eine Schaltung (Pd) zum Gleichrichten der Wechselspannung (Va), um eine erste Versorgungsspannung (Vcc1) der Mikroschaltung zu liefern,

- mindestens eine Versorgungsverbindung (p1) zum Empfangen einer zweiten Versorgungsspannung (Vcc2) der Mikroschaltung,

- eine Leitung (5) zur Verteilung der ersten (Vcc1) oder der zweiten (Vcc2) Versorgungsspannung,

- ein Unterbrechungsmittel (6, 13), das zwischen der Versorgungsverbindung (P1) und der Verteilungsleitung (5) eingerichtet ist, und

- Steuermittel (7, 8, 20, 21, 30, 40) des Unterbrechungsmittels, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuermittel des Unterbrechungsmittels umfassen:

- Erfassungsmittel (8, 30, 40), die eingerichtet sind, um an den Anschlüssen der Spule (L) das Vorhandensein einer Wechselspannung (Va) zu erfassen und ein Steuersignal (CTL) zu liefern, das verschieden ist von der ersten Versorgungsspannung (Vcc1), wobei das Steuersignal (CTL) einen ersten Wert hat, wenn die Wechselspannung (Va) nicht erfaßt wird, und einen zweiten Wert, wenn die Wechselspannung (Va) erfaßt wird, und

- Mittel (7, 20, 21) zum Schließen und Öffnen des Unterbrechungsmittels (6, 13), die eingerichtet sind zum Schließen des Unterbrechungsmittels wenn die zweite Versorgungsspannung (Vcc2) vorliegt und das Steuersignal (CTL) den ersten Wert hat, und mit Priorität das Unterbrechungsmittel zu öffnen, wenn das Steuersignal den zweiten Wert hat.

2. Mikroschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass:

- die Mittel (7, 20, 21) zum Schließen und Öffnen des Unterbrechungsmittels (6, 13) ausgehend von der Versorgungsverbindung (P1) gespeist werden, auf solche Weise, dass bei einem Fehlen der zweiten Versorgungsspannung (Vcc2) die Mittel (7, 20, 21) zum Schließen und Öffnen deaktiviert sind, und das Unterbrechungsmittel im offenen Zustand bleibt.

3. Mikroschaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei dem der Ausgang der Gleichrichterschaltung (Pd) direkt und permanent mit der Verteilungsleitung (5) verbunden ist.

4. Mikroschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der die Erfassungsmittel einen Detektor (30) für Oszillationen der Wechselspannung (Va) umfassen.

5. Mikroschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der die Erfassungsmittel einen Schwellwertdetektor (40) der Wechselspannung umfassen.

6. Mikroschaltung nach einem der vorangegangenen Ansprüche, bei dem die Mittel (20) zum Schließen und Öffnen des Unterbrechungsmittels (6, 13) eine Spannungserhöhungsschaltung (21) umfassen, welche eine erhöhte Spannung (Vhv) zum Schließen des Unterbrechungsmittels liefert.

7. Mikroschaltung nach Anspruch 6, bei der die Spannungserhöhungsschaltung (21) eine erste Ladungspumpe (24) umfasst, deren Ausgang angelegt ist an einen Speicherkondensator (Cst), unter Zwischenschaltung eines Transistors (25), der von einer zweiten Ladungspumpe (23) gesteuert wird, die in Phase mit der ersten Ladungspumpe arbeitet.

8. Mikroschaltung nach einem der vorangegangenen Ansprüche, bei der das Unterbrechungsmittel (6, 13) einen Transistor (13) umfasst, der eine Leitungs- Schwellenspannung (VT) liefert.

9. Mikroschaltung nach Anspruch 8, bei der das Unterbrechungsmittel (6) einen NMOS-Transistor (16) und einen PMOS-Transistor in Reihe umfasst.

10. Mikroschaltung nach einem der vorangegangenen Ansprüche, bei dem die Kommunikationsmittel, welche für den Kontaktmodus (3) spezifisch sind, ausgehend von der Versorgungsverbindung (p1) gespeist werden, und die Mittel (4), die den beiden Arbeitsmoden gemeinsam sind, ausgehend von der Verteilungsleitung (5) gespeist werden.

11. Chipkarte umfassend eine Mikroschaltung nach einem der vorangegangenen Ansprüche.