DE69623643T2

DE69623643T2 - Impedanzelement

Info

Publication number: DE69623643T2
Application number: DE69623643T
Authority: DE
Inventors: Jose-Maria Gobbi; Ted Johansson
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 1995-11-27
Filing date: 1996-11-27
Publication date: 2003-05-28
Anticipated expiration: 2016-11-28
Also published as: EP0864199A1; WO1997020388A1; SE9504230D0; KR100402374B1; KR19990067696A; CN1132309C; SE9504230L; SE506626C2; CN1207832A; JP2000501263A; CA2238572A1; AU1046197A; EP0864199B1; DE69623643D1

Description

Technisches Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Impedanzvorrichtung und ein Verfahren zum Einstellen der Impedanz der Impedanzvorrichtung. Die Erfindung betrifft auch elektronische Schaltungen, die eine solche Impedanzvorrichtung einschließen. Die Erfindung betrifft außerdem einen integrierten Schaltungschip.

Beschreibung des Standes der Technik

Eine Schaltungskomponente wird regelmäßig beschrieben mit einer Impedanz Z, die einen Widerstandsteil hat und einen Reaktanzteil bzw. Blindwiderstandsteil. Mit anderen Worten, eine Komponente hat einen Widerstand R und eine Reaktanz X. Die Reaktanz kann kapazitiv oder induktiv sein. Die Reaktanz X kann eine Kapazitivkomponente einschließen sowie eine Induktivkomponente, die die Impedanz der Komponente induktiv und kapazitiv sowie ohmsch werden lassen.
Resonatorschaltungen sind Komponenten, die in elektronischen Schaltungen wie zum Beispiel Filtern in Oszillatoren verwendet werden. US-A-4,338,582 offenbart eine Resonanzschaltung, die einen Induktor, einen Varaktor und einen Widerstand gekoppelt mit einem Feldeffekttransistor umfasst. Der Feldeffekttransistor ist angeordnet, um einen negativen Widerstand zu zeigen zum Kompensieren einer großen Widerstandskomponente, die von einem Varaktor gezeigt wird.
Die Veröffentlichung "Varactor-Tunable, High-Q Microwave Filter" von A. Presser (RCA Review, Bd. 42, Seiten 691-705, 1981) fasst auch zusammen, dass Varaktorverluste kompensiert werden können durch den negativen Widerstand eines aktiven Elementes. Presser offenbart einen Feldeffekttransistor, der in einer Rückkopplungsanordnung verbunden ist, um den negativen Widerstand bereitzustellen. Der offenbarte Feldeffekttransistor ist in Serie geschaltet mit einem Varaktor mit ohmschen Verlusten.
Der Artikel "SiIc-Compatible Inductors and LC Passive Filters" (IEEE Journal of Solid State Circuits, Bd. 25, Nr. 4, 1990) von N. M. Nguyen und R. G. Meyer offenbart einen Viereckspiraleninduktor, der aus Aluminium auf einem Siliziumsubstrat hergestellt ist. Der offenbarte Induktor mit einer Impedanz von 9,7 nH hat auch einen Serienwiderstand von 15,4 Ω und einen maximalen Q-Wert unterhalb von 4 bei 0,9 GHz. Der Artikel offenbart auch ein Tiefpassfilter, das zwei Induktoren einschließt mit gegenseitiger Induktanz dazwischen. Obwohl ein Q-Wert von etwa 3 verwendbar ist, ist die Leistungsfähigkeit des offenbarten Induktors noch begrenzt durch Metallwiderstand.
EP, A2, 0 356 109 beschreibt einen Niederfrequenzinduktanzumformer mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung. Ein Sensortransformator fühlt den Strom in der Primärwicklung des Induktanzumformers und ein auf den gefühlten Strom ansprechender Operationsverstärker ist beschrieben zum Steuern des Stroms in der Sekundärwicklung zum Erhöhen der Induktanzwirkung der Primärwicklung.

Zusammenfassung

Die Erfindung betrifft das Problem des Bereitstellens einer Impedanzvorrichtung mit steuerbarer Impedanz.
Die Erfindung betrifft auch das Problem des Bereitstellens einer Induktanz mit einem vorteilhaft hohen Q-Wert. Integrierte Schaltungsinduktoren gemäß dem Stand der Technik leiden unter besonders hohen Q-Werten. Ein anderes Problem, das mit dem Stand der Technik einhergeht, ist, dass die Betriebsfrequenz integrierter Schaltungsinduktoren begrenzt ist durch parasitäre Kapazitäten.
Darüber hinaus betrifft die Erfindung das Problem des Bereitstellens eines integrierten Schaltungsinduktors mit vorteilhaften Leistungsfähigkeitseigenschaften bei hohen Frequenzen.
Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren zum Steuern der Impedanz einer Schaltungskomponente zu erreichen. Das Vorsehen eines solchen Verfahrens ermöglicht das elektronische Abstimmen des Widerstandswertes sowie der Reaktanz einer Schaltungskomponente. Ein solches Steuern der Impedanz ermöglicht das Abstimmen des Qualitätsfaktors Q&sub0; der Komponente und es ermöglicht auch das Steuern der Resonanzfrequenz Ω&sub0; für die Komponente sowie das Steuern der Resonanzfrequenz für irgendeine Schaltung einschließlich der Komponente.
Ein zusätzliches Ziel der vorliegenden Erfindung ist, eine Induktanzvorrichtung zu erreichen, in der der Qualitätsfaktor einstellbar ist.
Es ist auch ein Ziel der vorliegenden Erfindung, eine Komponente zu erhalten, in der der Widerstand einstellbar ist. Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, eine Komponente zu erhalten, in der die Reaktanz einstellbar ist.
Um die oben erwähnten Ziele zu befriedigen, kann die Komponente einen ersten Anschluss einschließen und einen zweiten Anschluss, an die ein erster Leiter gekoppelt ist. Die Impedanz Ze der Komponente zwischen den Anschlüssen 20 und 30 kann widergegeben werden durch den Zusammenhang:
Ze = Re + jXe
wobei Re der Widerstandswert der Komponente ist und Xe die Reaktanz der Komponente.
Die Komponente schließt auch einen zweiten Leiter ein. Der zweite Leiter ist elektromagnetisch gekoppelt mit dem ersten Leiter.
Das erfindungsgemäße Verfahren schließt den Schritt des Empfangens eines ersten elektrischen Signals im ersten Leiter ein. Das erste elektrische Signal hat eine erste Amplitude und einen ersten Phasenwinkel. Ein Signalgenerator ist vorgesehen zum Generieren eines zweiten elektrischen Signals. Der Signalgenerator liefert das zweite elektrische Signal an den zweiten Leiter. Das zweite elektrische Signal hat eine zweite Amplitude und einen zweiten Phasenwinkel. Der Signalgenerator umfasst eine Vorrichtung zum Steuern des zweiten Phasenwinkels.
Der Widerstand Re der Komponente variiert ansprechend auf die Winkeldifferenz zwischen dem zweiten Phasenwinkel und dem ersten Phasenwinkel. In Übereinstimmung mit der Erfindung kann der Widerstandswert der Komponente geändert werden durch Ändern der Winkeldifferenz zwischen dem zweiten Phasenwinkel und dem ersten Phasenwinkel.
Das zweite elektrische Signal kann generiert werden ansprechend auf das erste elektrische Signal. Alternativ hängt das zweite elektrische Signal von dem ersten elektrischen Signal in dem Sinne ab, dass beide Signale ansprechend auf ein drittes elektrisches Signal generiert werden.
Gemäß einer Ausgestaltungsform der Erfindung umfasst die Steuervorrichtung eine Sensorvorrichtung zum Generieren des zweiten elektrischen Signals ansprechend auf das erste elektrische Signal. Gemäß einer Ausgestaltungsform der Erfindung umfasst die Steuervorrichtung außerdem einen Eingang für ein Abstimmsignal. Die Steuervorrichtung ist entwickelt zum Steuern des zweiten Phasenwinkels ansprechend auf das Abstimmsignal bzw. Einstellsignal.
Ein zusätzliches Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, eine Induktanzvorrichtung zu erhalten mit einer Induktanz, deren Wert elektronisch einstellbar ist. Ein anderes Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, eine Induktanzvorrichtung zu erhalten mit einem Widerstand, dessen Wert elektronisch einstellbar ist.
Diese Ziele werden erreicht durch Bereitstellen einer Abstimm- bzw. Einstellvorrichtung zum Einstellen der Amplitude und der Phase des zweiten Signals.
Ein zusätzliches Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, einen integrierten Schaltungschip zu erreichen, der eine Induktanzvorrichtung mit vorteilhaften Eigenschaften umfasst. Ein weiteres Ziel der Erfindung ist es, eine integrierte Schaltungsinduktanzvorrichtung zu erhalten, die bei Frequenzen oberhalb von 300 MHz betrieben wird mit einem verbesserten Q-Faktor. Diese Ziele werden erreicht durch Bereitstellen einer integrierten Schaltung mit ersten und zweiten Leitern, die elektromagnetisch gekoppelt sind. Gemäß einer Ausgestaltungsform der Erfindung ist der erste Leiter als eine Spirale geformt und der zweite Leiter ist auch als eine Spirale geformt. Die erste Spirale und die zweite Spirale sind ineinandergewickelt, um die magnetische Kopplung zwischen den Induktoren bereitzustellen.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

Für ein einfaches Verstehen der vorliegenden Erfindung wird sie mit Hilfe von Beispielen und unter Bezugnahme auf die anliegenden Zeichnungen beschrieben, in denen zeigt:
Fig. 1A eine schematische Wiedergabe eines Induktors gemäß dem Stand der Technik mit einer induktiven und einer ohmschen Impedanz;
Fig. 1B eine schematische Wiedergabe eines Induktors nach dem Stand der Technik mit einer kapazitiven sowie einer ohmschen Impedanz;
Fig. 1C das Prinzip parasitäter Kapazität, das in Verbindung mit Induktoren gemäß dem Stand der Technik auftritt;
Fig. 2 ein schematisches Blockdiagramm einer ersten Ausführungsform einer Impedanzvorrichtung gemäß der Erfindung;
Fig. 3A und 3B ein erstes Elektrosignal mit einer Amplitude &sub1; und einem Phasenwinkel θ&sub1; und ein zweites Elektrosignal mit einer zweiten Amplitude &sub2; und einem zweiten Phasenwinkel θ&sub2;;
Fig. 4 eine schematische Wiedergabe der Impedanzvorrichtung nach Fig. 2;
Fig. 5 ein schematisches Blockdiagramm einer zweiten Ausführungsform einer Impedanzvorrichtung gemäß der Erfindung;
Fig. 6A ein Ausdruck der Wirk- und der Scheinimpedanzen, die mit in den Fig. 2, 4 und 5 dargestellten Impedanzvorrichtung erreicht werden;
Fig. 6B einen Ausdruck eines generierten variablen Wirkwiderstandes, wie er von den in den Fig. 2, 4 und 5 gezeigten Impedanzvorrichtungen erreicht wird;
Fig. 7 ein schematisches Blockdiagramm einer Filterschaltung, die eine Impedanzvorrichtung gemäß der Erfindung umfasst;
Fig. 8 den Absolutwert der Impedanz, angezeigt von einem Impedanznetz, das eine Induktanzvorrichtung gemäß der Erfindung umfasst im Frequenzbereich von 800 MHz bis 1000 MHz;
Fig. 9 eine Draufsicht eines Abschnittes eines integrierten Schaltungschips einschließlich eines integrierten Transformators mit einem ersten derart angeordneten Leiter, dass er eine gegenseitige Induktanz mit dem zweiten Leiter bereitstellt;
Fig. 10 eine Schnittseitenansicht eines Teiles der integrierten Schaltung von Fig. 9;
Fig. 11 ein äquivalentes Schaltungsdiagramm eines Bandpassfilters, wobei ein Impedanznetz in einer integrierten Schaltung gemäß Fig. 10 bereitgestellt ist;
Fig. 12 ein schematisches Blockdiagramm eines Resonators gemäß der Erfindung;
Fig. 13 eine detaillierte schematische Wiedergabe des Resonators in Fig. 12.

Detaillierte Beschreibung der Ausführungsformen

In der folgenden Beschreibung sind ähnliche Merkmale in unterschiedlichen Ausführungsformen durch dieselben Bezugszeichen gekennzeichnet.

Eine erste Ausführungsform

Fig. 2 zeigt ein schematisches Blockdiagramm einer Komponente 5 einschließlich eines Induktors 10 mit einer Eigeninduktanz L1 und einem effektiven Leistungsverlust, der in Fig. 4 wiedergegeben ist durch einen Serienwiderstand R1. Der Induktor 10 ist an einen ersten Anschluss 20 gekoppelt und an einen zweiten Anschluss 30.
Die Komponente 5 schließt auch einen zweiten Induktor 40 mit einer Eigeninduktanz L&sub2; ein und einem ohmschen Widerstand, der in Fig. 2 wiedergegeben ist durch einen Serienwiderstand R&sub2;. Der Induktor 40 ist relativ zum ersten Induktor 10 derart angeordnet, dass er eine elektromagnetische Kopplung zwischen ihnen bereitstellt. Mit anderen Worten, es gibt eine gegenseitige Induktanz L&sub1;&sub2; zwischen dem ersten Induktor 10 und dem zweiten Induktor 40. Der Induktor 40 hat einen Anschluss 50 und einen Anschluss 60, die beide mit einem Signalgenerator 70 verbunden sind. Der Signalgenerator 70 schließt einen Eingangsanschluss 80 ein für ein erstes Steuersignal S&sub8;&sub5;.
Eine Signalquelle 86 liefert ein erstes oszillierendes elektrisches Signal durch eine Quellenimpedanz 88 mit einem Wert R&sub8;&sub8; an den Anschluss 20. Wenn das erste elektrische Signal wie zum Beispiel ein Strom I&sub1; mit einer Frequenz f&sub1;, einer Amplitude &sub1; mit einem Phasenwinkel θ&sub1; an den Induktor 10 geliefert wird, wird der Signalgenerator 70 aktiviert zum Bereitstellen eines zweiten oszillierenden elektrischen Signals wie zum Beispiel eines Stromes I&sub2; mit einer Amplitude &sub2; und einem und einem Phasenwinkel θ&sub2; für den zweiten Induktor 40. Mit Hilfe des ersten Steuersignals sind die Amplitude &sub2; und der Phasenwinkel θ&sub2; des zweiten elektrischen Signals elektronisch steuerbar. Das erste Steuersignal ermöglicht auch die Steuerung der Frequenz oder der Frequenzen des zweiten elektrischen Signals.
Fig. 3A zeigt das Eingangssignal am Anschluss 20 mit einer Amplitude &sub1; und einem Phasenwinkel θ&sub1;. Fig. 3B zeigt das zweite elektrische Signal mit der Amplitude &sub2; und dem Phasenwinkel θ&sub2;. Der zweite Phasenwinkel θ&sub2; ist steuerbar, uni sich von dem ersten Phasenwinkel θ&sub1; derart zu unterscheiden, dass er eine erste Phasenwinkeldifferenz φ&sub1; bereitstellt. Die erste elektrische Winkeldifferenz φ&sub1; hat einen Einfluss auf die Impedanz der Komponente 5. Dies wird nachstehend genauer beschrieben.
Wenn der Strom I&sub1; an dem Anschluss 20 angelegt wird in der Schaltung der Fig. 2, wird es eine Antwortspannung U&sub1; über den Induktor 10 geben. Die Analyse der Schaltung 5 unter der Vorbedingung der Erregung des zweiten Induktors 40 mit dem zweiten Strom I&sub2;, wie oben beschrieben, führt zu einer Antwortfunktion U&sub1;/I&sub1; = Ze, wobei Ze die Impedanz der Schaltung 5 ist. Das Erregen des zweiten Induktors 40 generiert ein Rückkopplungssignal im ersten Induktor 10 als Antwort auf das elektrische Signal im Induktor 40, hierdurch die Impedanz Ze der Schaltung 5 zwischen den Anschlüssen 20 und 30 beeinflussend.
Die Impedanz Ze der Schaltung 5 zwischen den Anschlüssen 20 und 30 kann wiedergegeben werden durch den Zusammenhang:
Ze = U&sub1;/I&sub1; = Re + jXe (1)
Eine Analyse offenbart, dass
Re = R&sub1; - ωL&sub1;&sub2;(I&sub2;/I&sub1;)sin φ&sub1; (2)
Xe = + ωL&sub1;&sub2;(I&sub2;/I&sub1;)cos φ&sub1; (3)
Es ist aus Gleichung (2) klar, dass der Wirk- oder Realterm Re einen Term umfasst, der von der Winkeldifferenz φ&sub1; = θ&sub2; - θ&sub1; abhängt.
Der Faktor sin φ&sub1; = sin(θ&sub2; - θ&sub1;) wird ein positives Vorzeichen haben für bestimmte Bereiche des Winkels φ&sub1; und wird ein negatives Vorzeichen haben für andere Bereiche des Winkels φ&sub1;. Entsprechend kann der Widerstandswert Re variiert werden als eine Funktion des Winkels φ&sub1;.
In ähnlicher Weise deckt Gleichung (3) auf, das die Reaktanz Xe variierbar ist als Funktion des Winkels φ&sub1;.
Gleichungen (1), (2) und (3) können umgeschrieben werden zu:
Ze = R&sub1; + jωL&sub1; + ωL&sub1;&sub2;(I&sub2;/I&sub1;)(-sin φ&sub1; + jcos φ&sub1;) (4)
Ze = R&sub1; + jωL&sub1; - ωL&sub1;&sub2;(I&sub2;/I&sub1;)sin φ&sub1; + jωL&sub1;&sub2; I&sub2;/I&sub1; cos φ&sub1; (5)
Die ersten beiden Terme in Gleichung (5) sind unabhängig von dem Winkel φ&sub1;, während die letzten beiden Terme Funktionen von φ&sub1; sind.
Gleichung (5) kann demnach umgeschrieben werden als
Ze = R&sub1; + jωL&sub1; + Rv + jXv (6)
wobei Rv = - ωL&sub1;&sub2;(I&sub2;/I&sub1;)sin φ&sub1; (7)
Xv = ωL&sub1;&sub2;(I&sub2;/I&sub1;)cos φ&sub1; (8)
Die Terme Rv und Xv in Gleichung (6) sind offensichtlich variabel ansprechend auf φ&sub1;.
Die Gesamtimpedanz der Schaltung 5 zwischen den Anschlüssen 20 und 30 kann demnach wiedergegeben werden durch den Zusammenhang
Ze = Z&sub1; + Zv (9)
wobei Z&sub1; = R&sub1; + jωL&sub1; (10)
Zv = Rv + jXv (11)
Demzufolge hat die Schaltung gemäß der Erfindung den vorteilhaften Effekt des Bereitstellens einer, einstellbaren Impedanz Zv, deren Wert steuerbar ist mit Hilfe des ersten Steuersignals, wie oben beschrieben. Fig. 4 ist eine schematische Wiedergabe der Schaltung 5. Wie durch Gleichung (9) dargelegt und Fig. 4, funktioniert die Schaltung 5 zum Produzieren einer Impedanz Z&sub1;, die gekoppelt ist an eine variable Impedanz Zv.
Die Erfinder erkannten, dass durch Einstellen des oben beschriebenen Widerstandswertes Rv (siehe Fig. 4) auf einem Wert in der Nähe des Widerstandswerts R&sub1;, aber mit entgegengesetzten Vorzeichen, die Impedanzvorrichtung 5 steuerbar ist, um als eine Impedanzvorrichtung mit einem steuerbaren und verbesserten Q-Wert zu funktionieren.
Die Impedanzvorrichtung 5 gemäß der Erfindung kann verwendet werden zum Bereitstellen eines negativen Widerstandswertes Rv.
Der Qualitätsfaktor Q einer Schaltung ist allgemein definiert als Verhältnis der Reaktanz der Schaltung zu ihrem äquivalenten Serienwiderstand. Die obige Definition des Qualitätsfaktors anwendend auf die Impedanzvorrichtung 5 führt unter Verwendung der Gleichungen (1) und (6) zu:
Q&sub5; = Xe/Re = (ωL + Xv)/(R&sub1; + Rv) (12)
Das Bereitstellen des zweite Elektrosignals I&sub2; mit einem geeigneten Phasenwinkel θ&sub2; ermöglicht es, einen negativen Widerstandswert Rv bereitzustellen, was den Nenner des Verhältnisses (12) an Null annähern lässt. Entsprechend ist der Qualitätsfaktor Q&sub5; einstellbar ansprechend auf den Phasenwinkel θ&sub2; und mit einem geeigneten Phasenwinkel θ&sub2; kann der Qualitätsfaktor der Schaltung signifikant verbessert werden.
Das Problem des Erreichens einer Induktanzvorrichtung mit einem vorteilhaft hohen Q-Wert ist demnach gelöst.
Ein anderes Ziel, das erreicht wird mit der Erfindung ist, einen integrierten Schaltungsinduktor bereitzustellen mit hoher Resonanzfrequenz.
Die Resonanzfrequenz eines Induktors ist proportional zum reziproken Wert der Quadratwurzel des Produktes der Induktanz und der parasitären Kapazität, die dem Induktor zugeordnet ist:
fo = 1/( (LCp)) (13)
Aus Gleichung (13) ist zu ersehen, dass die Resonanzfrequenz fo begrenzt ist durch das Produkt von L und Cp. Für einen gewählten Induktanzwert L würde es erforderlich sein, die Kapazität Cp zu verringern, um die Resonanzfrequenz fo zu erhöhen. Entsprechend wird die Resonanzfrequenz für einen gewählten Induktanzwert L erhöht, wenn das Verhältnis L/Cp erhöht wird. Wenn die Induktanzvorrichtung 5 verwendet wird, ist der bereitgestellte Reaktanzwert steuerbar, wie oben beschrieben. Das Ersetzen des Induktanzwertes L in Gleichung (13) durch den Reaktanzwert Xe aus Gleichung (3) führt zum folgenden Ausdruck für die Resonanzfrequenz:
f&sub0;&sub5; = 1/( (L&sub1; + L&sub1;&sub2; I&sub2;/I&sub1; cos φ&sub1;)·Cp) (14)
Wenn der Winkel φ&sub1; eingestellt ist innerhalb des Bereiches -π/2 bis π/2, wird die Induktanz, die durch die Induktanzvorrichtung 5 bereitgestellt wird, maximiert, was klar erkennbar ist in Fig. 6. Entsprechend wird das Verhältnis zwischen dem Induktanzwert und der parasitären Kapazität erhöht, hierdurch eine höhere Resonanzfrequenz bereitstellend für einen bestimmten Induktanzwert. Entsprechend kann die Resonanzfrequenz f&sub0;&sub5; für die Induktanzvorrichtung 5 eingestellt werden auf einen höheren Wert als die Resonanzfrequenz für einen einzelnen Induktor.
Durch Bereitstellen des Induktors 10 in der Vorrichtung 5 mit sehr niedrigem oder vernachlässigbarem ohmschen Verlust, funktioniert die Vorrichtung 5 als Reaktanzvorrichtung. Der Reaktanzwert der Reaktanzvorrichtung 5 ist variabel ansprechend auf den Winkel φ.

Eine zweite Ausführungsform

Eine zweite Ausgestaltungsform der erfindungsgemäßen Impedanzvorrichtung ist in Fig. 5 wiedergegeben.
Ein Sensor 90 ist konfiguriert zum Generieren eines ersten Kennsignals S&sub1;&sub0;&sub0; und zum Liefern des ersten Kennsignals an einen ersten Eingang 110 eines Controllers 120. Das erste Kennsignal S&sub1;&sub0;0 wird generiert ansprechend auf den ersten Strom I&sub1;, um Information bezüglich der Frequenz ω&sub1;, der Amplitude &sub1; und des Phasenwinkels θ&sub1; des erstem elektrischen Signals zu umfassen.
Der Controller 120 schließt einen zweiten Eingang 124 ein zum Empfangen eines Einstellsignals S&sub1;&sub3;&sub0;. Das Einstellsignal S&sub1;&sub3;&sub0; schließt Information bezüglich der gewünschten Impedanz Ze der Schaltung 5 zwischen den Anschlüssen 20 und 30 ein. Ansprechend auf das erste Kennsignal S&sub1;&sub0;&sub0; und das Einstellsignal S&sub1;&sub3;&sub0; ist der Controller 120 konfiguriert zum Generieren des ersten Steuersignals S&sub8;&sub5;. Der Controller 120 ist gekoppelt mit dem Eingang 80 des Signalgenerators 70, um dem Signalgenerator 70 das erste Steuersignal S&sub8;&sub5; bereitzustellen.

Fig. 6

Die Erfinder produzierten eine Vorrichtung 5, in der der Phasenwinkel φ variiert wurde, während die Impedanz der Impedanzvorrichtung gemessen wurde. Die Ergebnisse der Messungen sind in Fig. 6A gezeigt.
Um die Erfindung leichter verständlich zu machen, sind die Ergebnisse der Messung als separate Ausdrucke für den ohmschen Teil Re und den Blind-Anteil Xe der Impedanz Zφ gezeigt. In Fig. 6A zeigt eine Achse 140 den Phasenwinkel φ = θ&sub2; - θ&sub1; an und eine Achse 150 zeigt die Werte des Widerstandswertes Re und der Reaktanz Xe an.
Es kann aus Fig. 6A gesehen werden, dass der Widerstandswert Re der gemessenen Impedanzvorrichtung 5 negativ ist, wenn der Phasenwinkel φ innerhalb eines Bereichs zwischen Null und π liegt. Der Ausdruck von Re zeigt demnach, dass die Erfindung den vorteilhaften Effekt hat, den Schaltungswiderstand Re zu befähigen, negative Werte zu erreichen.
Der Wert des Widerstandes Re erreicht ein Minimum, wenn der Phasenwinkel φ gleich π/2 ist. Wenn der Phasenwinkel φ gleich Null ist und wenn φ gleich π ist, entspricht der gemessene Widerstandswert Re dem Serienwiderstandswert R&sub1;. Ein Vergleich zwischen dem Ausdruck von Re in Fig. 6A mit der Gleichung (6) zeigt, dass der Widerstandswert Re gleich der Summe des Serienwiderstandes R&sub1; ist und des variablen Widerstandes Rv.
Ein Vergleichen des Ausdrucks von Re in Fig. 6A mit Gleichung (2) führt zu dem Schluss, dass der variable Widerstandswert Rv Null ist, wenn der Phasenwinkel φ gleich Null ist und wenn φ gleich π ist.
Aus dem obigen ist leicht verständlich, dass der tatsächliche Widerstandswert Re abnimmt oder zunimmt, wenn der Phasenwinkel φ eingestellt wird, um von n·π abzuweichen, wenn n eine ganze Zahl ist. Der variable Widerstandswert Rv ist in Fig. 6B dargestellt als eine Funktion des Phasenwinkels φ. Es ist ersichtlich aus Fig. 6B, dass Rv abweicht von Null, wenn φ abweicht von n·π, wobei n eine ganze Zahl ist. Ganze Zahlen sind definiert als die positiven und negativen ganzen Zahlen 0, +1, -1, +2, -2, +3, -3, ... Der variable Widerstand Rv ist negativ, wenn der Phasenwinkel 9 in dem Intervall
(p-1)·π < φ < p·π
liegt, wobei p eine ungerade ganze Zahl ist und p nicht Null ist.
Demnach nimmt der tatsächliche Widerstandswert Re ab, wenn der Phasenwinkel φ im oben erwähnten Intervall liegt.
Aus Fig. 6A kann gesehen werden, dass die Reaktanz Xe ein Minimum erreicht, wenn der Phasenwinkel φ gleich π ist. Ein Vergleichen zwischen dem Ausdruck der Reaktanz Xe und der Gleichung (6) zeigt an, dass die Reaktanz Xe gleich der Summe der Reaktanz ωL&sub1; und der variablen Reaktion Xv ist.
Eine Analyse des Ausdrucks von Xe in Fig. 6 im Lichte der Gleichung (3) führt zu dem Schluss, dass Xe gleich ωL ist, wenn der Winkel φ gleich π/2 ist. Dasselbe Ergebnis wird erreicht für φ mit Werten von n·π/2, wobei n eine ungerade ganze Zahl ist.
Beide oben beschriebenen Ausgestaltungsformen der Impedanzvorrichtung 5 sind vorteilhafter Weise als integrierte Schaltungen vorgesehen. Eine integrierte Schaltung, die eine Induktanzvorrichtung gemäß der Erfindung umfasst, wird nachstehend im Detail in dieser Beschreibung beschrieben.
Die integrierte Schaltung kann auf einem Siliziumchip vorgesehen sein. Solch eine integrierte Schaltung wird entsprechend einer Version der Erfindung in einem Kommunikationssystem verwendet. Die Impedanzvorrichtung arbeitet bei Frequenzen im Bereich von 300 MHz bis 30 GHz. Entsprechend einer bevorzugten Ausgestaltung arbeitet die Impedanzvorrichtung in einem Frequenzbereich von 400 MHz bis 3 GHz.

Eine dritte Ausführungsform

Von der elektronischen Schaltungstheorie wird man sich daran erinnern, dass ein Impedanznetz mit einer Induktanz L gekoppelt zu einer Kapazität C eine Mittenfrequenz fc hat. Wenn der Induktor einen Serienwiderstand R hat, ist die Mittenfrequenz:
fc = 1/[2π (LC)]· [1-(CR²)/L] (15)
Bei der Mittenfrequenz wird die Gesamtimpedanz des Impedanznetzes bei ihrem Maximum liegen. Bei anderen Frequenzen wird die Impedanz des Netzes niedriger sein.
Die Erfinder verwendeten diese Erkenntnis zum Entwerfen eines neuen und erfinderischen Filters einschließlich der Impedanzvorrichtung 5.
Dies ist in Fig. 7 beispielhaft wiedergegeben, die ein Filter 190 zeigt mit einem Eingang 200 gekoppelt an eine erste Verstärkerstufe 210. Die erste Verstärkerstufe 210 hat einen Ausgang 220, der gekoppelt ist an ein Impedanznetz 230 und an einen Eingang 240 einer zweiten Verstärkerstufe 250. Die zweite Verstärkerstufe hat einen Ausgang 254.
Das Impedanznetz 230 schließt eine Impedanzvorrichtung 5 ein, wie zuvor in diesem Text beschrieben. Der Anschluss 20 der Impedanzvorrichtung 5 ist mit dem Ausgang 220 des ersten Verstärkers 210 gekoppelt und der Anschluss 30 ist mit der Signalmasse gekoppelt. Eine Kondensatorvorrichtung 260 ist parallel gekoppelt mit der Impedanzvorrichtung 5.
Wie durch Gleichung (3) angezeigt, kann die Impedanzvorrichtung 5 gesteuert werden zum Bereitstellen induktiver Reaktanz (siehe Fig. 6). Durch Kombinieren der Impedanzvorrichtung 5 mit dem Kondensator 260, wie oben beschrieben, kann das Filter 190 eine Bandpasscharakteristik bereitstellen.
Das Anwenden des Bandpassfilters 190 auf eine Hochfrequenzschaltung ermöglicht das Bereitstellen eines Eingangssignals, das einen weiten Frequenzbereich umfasst am Eingang 200 und mit Hilfe des Filters 190 kann ein schmaler Frequenzbereich ausgewählt werden, der an dem Ausgang 254 ausgegeben wird.
Wenn ein über ein weites Spektrum reichende Frequenzen umfassendes Signal mit einer Einheitsgröße an dem Eingang 200 bereitgestellt wird, wird das Signal am Ausgang eine maximale Größe bei der Mittenfrequenz fc haben, bei der die Impedanz in ihrem Maximum ist.
Fig. 8 zeigt den Absolutwert der Impedanz angezeigt durch das Impedanznetz 230 im Frequenzbereich von 900 MHz bis 950 MHz.
Aus Fig. 8 kann gesehen werden, dass das Impedanznetz 230 eine vorteilhaft hohe Impedanz bereitstellt, gekennzeichnet durch das Bezugszeichen 270, bei einer Mittenfrequenz fc. Das in Fig. 8 gezeigte Ergebnis wurde erreicht unter Verwendung einer Impedanzvorrichtung 5, wie in Fig. 2 gezeigt, verbunden wie in Fig. 7 gezeigt. In diesem Beispiel wurden die folgenden Werte benutzt:
L&sub1; = 5 nH
R&sub1; = 5 Ohm
L&sub1;&sub2; = 1,8 nH
fc = 922,50 MHz
φ = 4π/45
Der Kondensator 260 hat die Kapazität 6,26 pF. Das Verhältnis zwischen den Amplituden I&sub2; und I&sub1; hat eine gewisse Variation mit der Frequenz. Aus Fig. 6A ist zu ersehen, dass wenn 9 auf einen Wert oberhalb von 4/45 gewählt wird, der Widerstandswert Re annähernd Null werden wird. Der Absolutwert der Impedanz zwischen dem Anschluss 20 in Fig. 7 und Masse übersteigt 70 Kilo-Ohm bei der Mittenfrequenz fc.
Es ist leicht ersichtlich, dass die Ansprechkurve des Filters, die den Absolutwert des Verhältnisses Vo/Vi angibt, wenn Vi die Amplitude des Eingangssignals und Vo die Amplitude des Ausgangssignals, der in Fig. 8 wiedergegebenen Kurve entspricht.
Der Halbleistungspunkt auf der Antwortkurve, bei dem die Leistung 3 dB unterhalb des Spitzenwertes liegt, ist bei Frequenzen f&sub1; = 922,30 MHz bzw. f&sub2; = 922,70 MHz.
Von der elektronischen Schaltungstheorie wird man sich erinnern, dass der Q-Wert bestimmt werden kann durch die Formel:
Qo = fc/(f&sub2;-f&sub1;)
Entsprechend stellt das oben beschriebene Filter 190 einen Qualitätsfaktor mit einem Qo-Wert oberhalb von 2300 bereit.
Das Verwenden einer Impedanzvorrichtung 5 gemäß der Erfindung als Induktanzvorrichtung in einem Bandpassfilter verbessert den Q-Faktor des Filters, hierdurch eine spürbar verbesserte Selektivität des Filters ermöglichend.
Es ist zu bemerken, dass das erfundene Filter die Möglichkeit des Steuerns des Q-Faktors des Filters mit Hilfe des Einstellens des Widerstandswertes Re bereitstellt. Entsprechend stellt das erfundene Filter einen einstellbaren Q-Faktor bereit. Durch Einstellen des Q-Faktors des Bandpassfilters gemäß der Erfindung auf einen niedrigen Wert wird ein breiteres Durchlassband bereitgestellt werden.

Eine vierte Ausführungsform

Gemäß einer vierten Ausführungsform der Erfindung ist ein Filter einschließlich der Impedanzvorrichtung 5 als integrierte Schaltung bereitgestellt.
Fig. 9 ist eine Draufsicht einer integrierten Version des Induktors 10, angeordnet auf einer integrierten Schaltung 280, um elektromagnetische Kopplung mit dem zweiten Induktor 40 bereitzustellen.
Die Induktoren sind innerhalb einer ersten Leiterschicht 278 auf dem integrierten Schaltungschip 280 ausgebildet. Der erste Induktor 10 ist als erster Leiter ausgebildet, der im wesentlichen als eine Spirale geformt ist mit dem ersten Anschluss 20 an einem äußeren Teil der Spirale und dem zweiten Anschluss 30 an einem inneren Abschnitt der Spirale. der zweite Induktor 40 ist aus einem zweiten Leiter ausgebildet, der mit dem ersten Leiter ineinandergewickelt ist. Die Ineinanderwicklung der Leiter 10 und 40 ermöglicht eine vorteilhaft große gegenseitige Induktanz L&sub1;&sub2; zwichen den Leitern. Die in Fig. 9 gezeigten Induktoren sind im wesentlichen als Rechteckspiralen geformt. Entsprechend einer anderen Ausgestaltung sind die Induktoren jedoch im wesentlichen als Kreisspiralen ausgeformt, die ineinandergewickelt sind. Gemäß noch einer anderen Ausgestaltungsform sind die Induktoren im wesentlichen ineinandergewickelte oktagonale Spiralen.
Fig. 10 ist eine Schnittseitenansicht eines Teiles des integrierten Schaltungschips 280, bereitgestellt mit den Leitern 10 und 40 an einer Oberfläche eines Halbleitersubstrats 284. Das Halbleitersubstrat schließt eine Oxidschicht 286 ein zum Isolieren der Leiter 10, 40 von der in dem Halbleitersubstrat bereitgestellten Schaltung. Das Substrat schließt eine Leitungsschicht 290 ein. Das Substrat 284 enthält außerdem leitende Abschnitte und dielektrische Abschnitte zum Verbinden der Leiter 10 und 40 mit anderen Schaltungselementen. Der in Fig. 10 gezeigte Chipabschnitt entspricht einem Abschnitt entlang der unterbrochenen Linie A-A in Fig. 9. Wenn ein Leiter bereitgestellt ist als integrierte Schaltung, gibt es Streukapazitäten sowie Streuwiderstände in Reihe und parallel zum Induktanzwert L&sub1;. Diese Verluste sind durch unterbrochen dargestellte Kondensatoren 300, 310 bzw. unterbrochen dargestellte · Widerstände 320, 330 in Fig. 10 dargestellt. Wenn zwei Induktoren in einer integrierten Schaltung vorgesehen sind, wie in Fig. 9 gezeigt, können Streukapazitäten (nicht dargestellt) zwischen den Leitern 10 und 40 vorliegen. Im Falle solcher Streukapazitäten zwischen den Leitern kann die elektromagnetische Kopplung zwischen den Induktoren eine kapazitive Kopplung einschließen und dies muss berücksichtigt werden, wenn der Phasenwinkel φ eingestellt wird. Im Falle einer kapazititven Kopplung zwischen den Leitern kann die Phase des Rückkopplungssignals, das im ersten Leiter 10 ansprechend auf das elektrische Signal im Leiter 40 generiert wird, abweichen von dem Phasenwinkel θ&sub2;.
Fig. 11 zeigt ein äquivalentes Schaltungsdiagramm des Bandpassfilters 190 mit dem Impedanznetz 230, das den ersten Leiter 10 umfasst und den zweiten Leiter 40, bereitgestellt in Übereinstimmung mit den Fig. 9 und 10. Die oben beschriebenen Streuwiderstände 320 und 330 und die parasitären Kapazitäten 300 und 310 sind in der Ersatzschaltung in Fig. 11 enthalten.
Das Vorsehen des zweiten Induktors 40 in Kombination mit dem Signalgenerator 70 ermöglicht es, einige oder alle Energieverluste, die durch die beschriebenen Streu- und Verlustimpedanzen R&sub1;, 320, 330, 300 und 310 dargestellt sind, zu kompensieren. Diese Kombination wird erreicht durch Abstimmen der oben beschriebenen Variablen Rv und Xv auf gewünschte Werte. Das erfindungsgemäße Vorsehen einer Induktanzvorrichtung 5 in einer integrierten Schaltung ermöglicht demnach wesentliche Verbesserung der Leistungsfähigkeit der integrierten Schaltung.
Die oben beschriebene Ausgestaltungsform gibt beispielhaft die integrierte Schaltung als Bandpassfilter wieder. Auch liegen innerhalb des Schutzbereiches der Erfindung Tiefpassfilter und Hochpassfilter sowie andere integrierte Schaltungen einschließlich eines oder einiger Impedanzvorrichtungen 5. Die Impedanzvorrichtung gemäß der Erfindung kann vorteilhafter Weise in einem Filter für einen Funkempfänger vorgesehen sein.

Eine fünfte Ausführungsform

Aus der Resonanztheorie wird man sich erinnern, dass eine Schaltung einschließlich reaktiver Elemente aufgebaut werden kann zum Oszillieren bei einer bestimmten Frequenz. Die Oszillationsfrequenz hängt von der Resonanzfrequenz der Schaltung ab. Die Resonanzfrequenz kann bestimmt werden durch die oben beschriebenen Gleichungen (13) oder (15).
Gemäß einer fünften Ausgestaltungsform der Erfindung ist ein Resonator 400 vorgesehen, der eine Impedanzvorrichtung einschließt mit einem ersten Induktor 10 und einem zweiten Induktor 40. Es gibt eine gegenseitige Induktanz L&sub1;&sub2; zwischen dem ersten Induktor 10 und dem zweiten Induktor 40. Der zweite Induktor 40 hat einen Anschluss 50.
Ein schematisches Blockdiagramm, das die Prinzipien eines Resonators 14 gemäß der Erfindung zeigt, ist in Fig. 12 dargestellt. Eine Signalquelle 402 kann über eine Quellenimpedanz 404 an einen Anschluss 20 des ersten Induktors 10 gekoppelt werden. Ein erster Varaktor 410 ist zwischen dem Anschluss 20 und Signalmasse gekoppelt.
Eine Signalquelle 412 mit einer Quellenimpedanz 414 ist an den Anschluss 50 des zweiten Induktors gekoppelt. Ein zweiter Varaktor 440 ist zwischen dem Anschluss 50 und Signalmasse gekoppelt.
Die Quelle 412, die Impedanz 414 und der Varaktor 440 entsprechen der Signalquelle 70, die in Verbindung mit Fig. 2 oben beschrieben worden war. Entsprechend zeigt Fig. 12 die Induktanzvorrichtung 5 in Übereinstimmung mit der Erfindung verbunden parallel zu einem ersten Varaktor 410.
Der Varaktor 440 kann abgestimmt werden zum Bereitstellen eines Kapazitätswertes, der die Phasenwinkeldifferenz φ auf einen ausgewählten Wert einstellt. Entsprechend kann der Winkel φ derart ausgewählt werden, dass er die Reaktanz der Reaktanzvorrichtung 5 auf einen vorwiegend induktiven Wert einstellt.
Wenn die Resonatorschaltung 400 aktiviert ist, kann ein Oszillieren veranlasst werden durch die Quelle 402. Die Signalquelle 412 generiert ein Signal, dessen Amplitude und Phase abhängen von der Amplitude und Phase des Signals am Anschluss 20. Die Signalquelle 412 kann beispielsweise einen Bipolartransistor einschließen, dessen Basis 80 mit dem Anschluss 20 gekoppelt ist und dessen Emitter mit dem Anschluss 50 gekoppelt ist.
Die vorwiegend kapazitive Impedanz Zc des Varaktors 410 kooperiert mit der induktiven Impedanz Ze der Reaktanzvorrichtung 5. Die Resonanzfrequenz hängt ab von der Kapazität des Varaktors und der Induktanz der Impedanzvorrichtung 5.
for 1/[ (Zc·Ze)] (16)
Die Resonanzfrequenz for kann durch Variieren der Kapazität Zc des ersten Varaktors 410 bestimmt werden.
Der Phasenwinkel θ&sub2; des Signals I&sub2;, das dem zweiten Induktor 40 bereitgestellt wird, kann abgestimmt werden durch Variieren der Kapazität des zweiten Varaktors 440.
Oben wurde beschrieben, das ein Abstimmen des Phasenwinkels θ&sub2; einem Abstimmen der Phasenwinkeldifferenz φ entspricht und dass die Impedanz Ze von dem Winkel φ abhängt. Entsprechend ist der Q-Wert des Resonators elektronisch einstellbar mit Hilfe des zweiten Varaktors 440.

Fig. 13

Fig. 13 zeigt eine detaillierte schematische Ansicht einer Ausgestaltungsform der Resonatorschaltung 400.
Eine Energiequelle 450 stellt eine positive Versorgungsspannung +Vcc an einem Energieanschluss 460 bereit. Die Energiequelle 450 hat einen Negativpol, der mit einem Negativenergieanschluss 470 verbunden ist. In der gezeigten Ausgestaltungsform ist der Anschluss 470 mit der Signalmasse verbunden.
Ein Transistor 480 hat seinen Kollektor verbunden mit dem Anschluss 460 und seinen Emitter verbunden mit der Basis des anderen Transistors 490. Ein Widerstand 500 ist verbunden zwischen dem Kollektor und der Basis des ersten Transistors 480. Ein anderer Widerstand 510 ist zwischen der Basis des Transistors 480 und Masse verbunden.
Der Kollektor des zweiten Transistors 490 ist mit dem positiven Energieanschluss 460 verbunden und sein Emitter ist verbunden mit dem Anschluss 50 des zweiten Induktors 40 über einen Widerstand 520 und eine Kapazität 530. Der andere Anschluss 60 des Induktors 40 ist mit der Signalmasse verbunden.
Die Basis des ersten Transistors 480 ist mit dem Anschluss 20 des ersten Induktors 10 verbunden über einen Kondensator 540. Ein Kondensator 550 und ein Widerstand 560 sind in Serie geschaltet zwischen dem Anschluss 20 und der Signalmasse angeschlossen. Eine variable Kapazitätsvorrichtung 410 ist zwischen dem Anschluss 20 und der Signalmasse gekoppelt.
Eine andere variable Kapazitätsvorrichtung 440 ist zwischen dem Anschluss 50 und der Signalmasse gekoppelt.
Die variable Kapazitätsvorrichtung 440 ist ein Varaktor 440. Entsprechend einer Ausgestaltungsform schließt der Varaktor 440 eine Varaktordiode 610 ein, deren Anode mit der Signalmasse verbunden ist und deren Kathode mit dem Anschluss 50 über eine Kapazität 620 verbunden ist. Eine Spannungsquelle 600 ist mit der Varaktordiode gekoppelt zum Bereitstellen einer Gleichspannung in Sperrrichtung über die Diode. Entsprechend kann der von der Varaktordiode bereitgestellte Kapazitätswert variiert werden ansprechend auf die Spannung, die von der Spannungsquelle 600 bereitgestellt wird. Die Spannungsquelle 600 schließt einen Steuereingang 630 ein zum Variieren der Gleichspannung ansprechend auf ein Steuersignal.
Die variable Kapazitätsvorrichtung 410 ist ein Varaktor. Entsprechend einer Ausgestaltungsform schließt der Varaktor 410 eine Varaktordiode 640 ein, deren Anode mit der Signalmasse gekoppelt ist und deren Kathode mit dem Anschluss 20 über einen Kondensator 650 gekoppelt ist. Eine Gleichspannungsquelle 660 mit einem Steuereingang 670 stellt eine Sperrspannung über die Diode 640 bereit ansprechend auf ein Steuersignal, das an dem Steuereingang 670 bereitgestellt ist.
Ein Widerstand 570 und ein Kondensator 580 sind parallel verbunden zwischen dem Emitter des Transistors 490 und Signalmasse. Der Emitter des Transistors 490 ist verbunden mit einem Ausgangsanschluss 590.
Wenn die Energiequelle 450 verbunden ist zum Bereitstellen einer Versorgungsspannung Vcc zwischen Energieanschlüssen 460 und 470 wird eine Spannung u&sub1; zwischen dem Anschluss 20 und Masse bedingt durch die Spannungsteilung über die Komponenten 500, 510 und die Komponenten 540, 550, 560, 410 und 10 vorliegen. Die Resonatorschaltung wird zu schwingen anfangen bei einer Frequenz, die im wesentlichen bestimmt ist durch die Induktanz Ze der Induktanzvorrichtung 5 und die Kapazität der Kapazitätsvorrichtung 410.
Während des Schwingens wird die Signalspannung u&sub1; oszillieren. Die Spannung über den Widerstand 510 wird ansprechend auf u&sub1; variieren. Der Transistor 480 verstärkt das Signal, das dadurch an seiner Basiselektrode bereitgestellt wird. Das verstärkte Signal wird der Basis des Transistors 490 bereitgestellt, der im Gegenzug ein entsprechendes Signal am Anschluss 95 bereitstellt.
Entsprechend ist das Signal u&sub0;, das am Anschluss 590 bereitgestellt wird, ein der Signalspannung U&sub1; entsprechendes verstärktes Signal. Der Transistor 490 stellt einen Signalstrom iT bereit, der geteilt wird in einen Strom i&sub3;, einen Strom i&sub4; und einen Strom i&sub5;.
Ansprechend auf den Strom i&sub3; wird es einen Strom i&sub2; geben durch den zweiten Induktor 40. Der Phasenwinkel θ&sub2; des Stromes i&sub2; ist einstellbar abhängig von der Kapazität der Kapazitätsvorrichtung 440.
Die Amplitude des zweiten Stroms i&sub2; wird bestimmt durch Einstellen der Transistoren 480 und 490 auf geeignete Verstärkungsfaktoren.
Wenn demnach die Spannung u&sub1; oszilliert, wird dem zweiten Induktor 40 ein oszillierender Strom i&sub2; mit einer gewissen Amplitude i&sub2; und einem gewissen Phasenwinkel θ&sub2; bereitgestellt.
Das Vorsehen des zweiten Stromes 12 ansprechend auf das erste Signal u&sub1; führt zu vorteilhafter Leistungsfähigkeit der Schaltung, wie oben in Verbindung mit den Fig. 2 und 6 beschrieben.
Die Resonatorschaltung 400 wird vorteilhafterweise vorgesehen als integrierte Schaltung mit integrierten Induktoren, wie oben in Verbindung mit Fig. 9 beschrieben.

Claims

1. Verfahren zum Steuernder Impedanz einer Impedanzvorrichtung mit einem Widerstand (Re) und einer Reaktanz (Le); wobei die Impedanzvorrichtung (5) einen ersten Leiter (10, L1) und einen zweiten Leiter (40, L2) umfasst, der erste und der zweite Leiter derart relativ zueinander angeordnet sind, dass sie eine elektromagnetische Koppelung (L12) zwischen ihnen bereitstellen; und das Verfahren die folgenden Schritte umfasst:

Empfangen eines ersten elektrischen Signals mit einer ersten Amplitude (I&sub1;) und einem ersten Phasenwinkel (θ&sub1;) im ersten Leiter (10, L1);

Generieren eines zweiten elektrischen Signals mit einer zweiten Amplitude (I&sub2;) und mit einem zweiten Phasenwinkel (θ2);

Liefern des zweiten elektrischen Signals an den zweiten Leiter (40, L2); und

Steuern des zweiten Phasenwinkels (θ2) derart, dass der Widerstand (Re) geändert wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt des Generierens des ersten Steuersignals umfasst:

Generieren des ersten Steuersignals, ansprechend auf das erste elektrische Signal.

3. Verfahren nach Anspruch 1, außerdem den Schritt umfassend:

Einstellen des zweiten Phasenwinkels in Relation zum ersten Phasenwinkel derart, dass eine Einstellung der Widerstandskomponente der Impedanz erreicht wird.

4. Verfahren nach Anspruch 1, außerdem den Schritt umfassend:

Einstellen des zweiten Phasenwinkels in Relation zum ersten Phasenwinkel derart, dass eine Phasendifferenz (φ) bereitgestellt wird zwischen dem ersten Phasenwinkel (θ&sub1;) und dem zweiten Phasenwinkel (θ2).

5. Verfahren nach Anspruch 1, außerdem den Schritt umfassend:

Einstellen des zweiten Phasenwinkels in Relation zum ersten Phasenwinkel derart, dass eine Einstellung der Blind-Komponente der Impedanz erreicht wird.

6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, außerdem den Schritt umfassend:

Beibehalten einer vorbestimmten Differenz zwischen dem zweiten Phasenwinkel und dem ersten Phasenwinkel.

7. Verfahren, anwendbar in einer Impedanzvorrichtung (5) mit einem Widerstand (Re) und einer Reaktanz (Le) wobei die Impedanzvorrichtung (5) einen ersten Leiter (10, L1) umfasst und einen zweiten Leiter (40, L2), der erste und der zweite Leiter eine gegenseitige elektromagnetische Koppelung (L12) zwischen sich haben, und das Verfahren die folgenden Schritte umfasst:

Generieren eines ersten Signals mit einer ersten Amplitude (11) und einem ersten Phasenwinkel (θ&sub1;);

Bereitstellen des ersten Signals an den ersten Leiter (10, L1);

Generieren eines Vorwärtskopplungssignals (iτ) entsprechend dem ersten Signal;

Generieren eines zweiten Signals ansprechend auf das Vorwärtskopplungssignal, wobei das zweite Signal eine zweite Amplitude (I&sub2;) und einen zweiten Phasenwinkel (θ2) umfasst;

Bereitstellen des zweiten Signals an den zweiten Leiter (40, L2) und

Steuern des zweiten Phasenwinkels (θ2) derart, dass der Widerstand (Re) verändert wird.

8. Verfahren nach Anspruch 7, wobei der Schritt des Steuerns des zweiten Phasenwinkels (θ2) umfasst:

das Steuern des zweiten Phasenwinkels (θ2) derart, dass eine Phasendifferenz (φ) bereitgestellt wird zwischen dem ersten Phasenwinkel (θ&sub1;) und dem zweiten Phasenwinkel (θ2).

9. Verfahren nach Anspruch 7, wobei der Schritt des Steuerns des zweiten Phasenwinkels (θ&sub2;) umfasst:

Bereitstellen des Vorwärtskopplungssignals (iτ, i&sub3;) in einer Steuervorrichtung (440) mit einem Eingang (630) für ein Steuersignal;

Beeinflussen des zweiten Phasenwinkels (θ&sub2;), ansprechend auf das Steuersignal.

10. Verwendung eines Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche in einem Hochfrequenzresonator.

11. Verwendung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 9 in einem Filter.

12. Verwendung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 9 in einem Funkempfänger.

13. Impedanzvorrichtung (5) mit einem Widerstand (Re) und einer Reaktanz (Le); wobei die Impedanzvorrichtung umfasst:

einen ersten Leiter (10, L1), ausgestaltet, um ein erstes elektrisches Signal mit einer ersten Amplitude (I&sub1;) und einem ersten Phasenwinkel (θ&sub1;) zu empfangen;

einen zweiten Leiter (40, L2), der relativ zum ersten Leiter derart positioniert ist, dass magnetische Kopplung (L12) bereitgestellt ist zwischen dem ersten und zweiten Leiter;

einen Signalgenerator (70), der betätigbar ist zum Generieren eines zweiten elektrischen Signals, wobei das zweite elektrische Signal eine zweite Amplitude (I&sub2;) und einen zweiten Phasenwinkel (θ2) hat;

wobei der zweite Signalgenerator mit dem zweiten Leiter (40, L2) gekoppelt ist zum Bereitstellen des zweiten elektrischen Signals an den zweiten Leiter (40, L2);

wobei der Signalgenerator entwickelt ist zum Steuern des zweiten Phasenwinkels (θ2) derart, dass der Widerstand (Re) geändert wird.

14. Schaltungskomponente (5) mit einem Widerstand (Re) und einer Reaktanz (Le), wobei die Komponente einen ersten Anschluss (20) und einen zweiten Anschluss (30) hat zum Empfangen eines ersten elektrischen Signals mit einer ersten Amplitude (I&sub1;) und einem ersten Phasenwinkel (θ&sub1;), wobei die Komponente umfasst:

einen ersten Leiter (10, L1), der an den ersten Anschluss (20) gekoppelt ist und an den zweiten Anschluss (30);

einen zweiten Leiter (40, L2), der elektromagnetisch gekoppelt ist (L12) an den ersten Leiter;

einen Sensor (90; 480, 490) zum Generieren eines Indikatorsignals (iτ) entsprechend dem ersten elektrischen Signal;

eine Steuerung (120, 70; 440, 480) zum Steuern der Impedanz der Komponente, wobei die Steuerung einen ersten Eingang (110) hat zum Empfangen des Indikatorsignals und einen zweiten Eingang (630) zum Empfangen eines einstellbaren Einstellsignals, die Steuerung entwickelt ist zum Generieren eines zweiten elektrischen Signals ansprechend auf das Indikatorsignal und das Einstellsignal; und das zweite elektrische Signal eine zweite elektrische Amplitude (I&sub2;) und einen zweiten Phasenwinkel (θ2) hat;

wobei die Steuerung gekoppelt ist an den zweiten Leiter (40, L2), um das zweite elektrische Signal dem zweiten Leiter (40, L2) bereitzustellen; und

die Steuerung eine Vorrichtung (440) umfasst zum Steuern des zweiten Phasenwinkels.

15. Schaltungskomponente nach Anspruch 13 oder 14, wobei der erste Leiter ein Induktor ist und wobei der zweite Leiter ein Induktor ist.

16. Schaltungskomponente nach Anspruch 14 oder 15, wobei die Steuerung entwickelt ist zum Generieren des zweiten elektrischen Signals derart, dass der Widerstand (Re) geändert wird.

17. Induktanzvorrichtung (5) mit einem ersten Anschluss (20) und einem zweiten Anschluss (30), wobei die Induktanzvorrichtung einen Widerstand (Re) hat und eine Reaktanz (Le) und die Induktanzvorrichtung umfasst:

einen ersten Induktor (10, L1), gekoppelt an die Anschlüsse (20, 30) zum Empfangen eines ersten oszillierenden elektrischen Signals mit einer ersten Amplitude (I&sub1;) und einem ersten Phasenwinkel (θ&sub1;);

einen zweiten Induktor (40, L2), wobei der zweite Induktor eine gegenseitige elektromagnetische Koppelung (L12) mit dem ersten Induktor hat;

einen Signalgenerator (70; 490, 450; 412, 440) zum Generieren eines zweiten oszillierenden elektrischen Signals abhängig von dem ersten elektrischen Signal;

wobei das zweite elektrische Signal eine zweite Amplitude (I&sub2;) hat und einen zweiten Phasenwinkel (θ2);

wobei der Signalgenerator (70; 490, 450) dem zweiten Induktor (40, L2) das zweite oszillierende Signal derart bereitstellt, dass ein Rückkopplungssignal generiert wird im ersten Induktor ansprechend auf das zweite oszillierende elektrische Signal; und

wobei der Signalgenerator eine Vorrichtung (440) umfasst zum Steuern des zweiten Phasenwinkels (θ2).

18. Induktanzvorrichtung (5) nach Anspruch 17, wobei die Steuervorrichtung entwickelt ist zum Steuern des zweiten Phasenwinkels (θ2) derart, dass der Widerstand (Re) geändert wird.

19. Induktanzvorrichtung (5) nach Anspruch 17 oder 18, wobei der Signalgenerator (70; 490, 450) entwickelt worden ist zum Bereitstellen des zweiten elektrischen Signals an den zweiten Induktor (40, L2) derart, dass eine Phasendifferenz (φ) bereitgestellt wird zwischen dem ersten Phasenwinkel (θ&sub1;) und dem zweiten Phasenwinkel (θ2) zum Steuern des Widerstandes der Induktanzvorrichtung.

20. Induktanzvorrichtung (5) nach Anspruch 19, wobei die Steuervorrichtung (440) entwickelt ist zum Steuern der Phasendifferenz (φ) auf einen voreingestellten Wert, derart von Null abweichend, dass der Widerstand (Re) geändert wird.

21. Induktanzvorrichtung (5) nach Anspruch 19, wobei die Steuervorrichtung entwickelt worden ist zum Steuern der Phasendifferenz (φ) auf einen voreingestellten Wert, der von Null derart abweicht, dass der Widerstand (Re) abnimmt.

22. Induktanzvorrichtung (5) nach Anspruch 19, wobei die Steuervorrichtung entwickelt worden ist zum einstellbaren Steuern der Phasendifferenz (φ) auf einen Wert, der von Null derart abweicht, dass der Widerstand (Re) geändert wird.

23. Induktanzvorrichtung (5) nach Anspruch 19, wobei der Signalgenerator entwickelt worden ist zum einstellbaren Steuern der Phasendifferenz (φ) auf einen Wert, der von Null derart abweicht, dass der Widerstand (Re) verringert wird.

24. Induktanzvorrichtung (5) nach Anspruch 19, wobei der Signalgenerator entwickelt worden ist zum Generieren des zweiten elektrischen Signals derart, dass die Phasendifferenz (φ) gesteuert wird zum Abweichen von n·π, wobei n eine ganze Zahl ist.

25. Induktanzvorrichtung (5) nach Anspruch 19, wobei der Signalgenerator ausgestaltet ist zum Generieren des zweiten elektrischen Signals derart, dass die Phasendifferenz (φ) gesteuert wird auf einen Wert in dem Intervall

(p-1)·π < φ < p·π

wobei

p eine ungerade ganze Zahl ist und p nicht Null ist.

26. Induktanzvorrichtung (5) nach Anspruch 19, wobei der Signalgenerator ausgestaltet ist zum Generieren des zweiten elektrischen Signals ansprechend auf das erste elektrische Signal.

27. Induktanzvorrichtung nach einem der Ansprüche 17 bis 26, wobei

der erste Induktor einen zweiten Widerstandswert (R&sub1;) hat;

die elektromagnetisch gekoppelten Induktoren angeordnet sind zum Generieren eines dritten Widerstandswertes (Rv),

der erste Widerstandswert (Re) zwischen dem ersten und zweiten Anschluss im wesentlichen die Summe des ersten Widerstandwertes (R&sub1;) und des zweiten Widerstandswertes (Rv) ist.

28. Induktanzvorrichtung (5) nach einem der Ansprüche 17 bis 27, wobei

der erste Induktor einen zweiten Reaktanzwert (X&sub1;) hat;

die elektromagnetisch gekoppelten Induktoren angeordnet sind zum Generieren eines dritten Reaktanzwertes (Xv),

der erste Reaktanzwert (Xe) zwischen dem ersten und zweiten Anschluss abhängt von dem zweiten Reaktanzwert (X&sub1;) und dem dritten Reaktanzwert (Xv).

29. Induktanzvorrichtung (5) nach einem der Ansprüche 17 bis 28, umfassend:

eine Sensorvorrichtung (550, 560, 480, 490) zum Generieren des zweiten elektrischen Signals ansprechend auf das erste elektrische Signal.

30. Induktanzvorrichtung (5) nach einem der Ansprüche 17 bis 29, wobei die Steuervorrichtung (440) umfasst:

einen Eingang (630) für ein Einstellsignal;

wobei die Steuervorrichtung (440) entwickelt worden ist zum Steuern des zweiten Phasenwinkels (θ2) ansprechend auf das Einstellsignal.

31. Integrierter Schaltungschip, eine Induktanzvorrichtung (5) gemäß einem der Ansprüche 17 bis 30 umfassend.

32. Integrierter Schaltungschip nach Anspruch 31, wobei der erste Induktor einen Leiter umfasst, der als Spirale geformt ist und

der zweite Induktor einen Leiter umfasst, der als Spirale geformt ist;

die erste und die zweite Spirale ineinandergewickelt sind.

33. Integrierter Schaltungschip nach Anspruch 31 oder 32, wobei

der erste Induktor einen Leiter umfasst, der als eine Spirale geformt ist;

der zweite Induktor einen Leiter umfasst, der als eine Spirale geformt ist; und

die erste Spirale und die zweite Spirale als im wesentlichen flache Spiralen geformt sind.

34. Integrierter Schaltungschip nach Anspruch 32 oder 33, wobei die Spulen im wesentlichen kreisförmig sind.

35. Integrierter Schaltungschip nach Anspruch 32 oder 33, wobei die Spulen im wesentlichen viereckig sind.

36. Elektronisch frequenzabstimmbare Resonanzschaltung, umfassend:

eine Induktanzvorrichtung (5) nach einem der Ansprüche 17 bis 35, wobei die Induktanzvorrichtung einen ersten Induktanzwert (Lekv) hat;

eine Kapazitätsvorrichtung mit einem ersten Kapazitätswert, wobei der erste Kapazitätswert elektronisch einstellbar ist;

wobei die Kapazitätsvorrichtung in Kombination mit der Induktanzvorrichtung gekoppelt ist, um eine Resonanz zu haben bei einer ausgewählten Frequenz, abhängig von dem ersten Kapazitätswert und dem ersten Induktanzwert (Lekv).

37. Resonanzschaltung nach Anspruch 32, 33 oder 34, wobei die ausgewählte Frequenz abhängig von der Phasendifferenz (φ) ist.

38. Oszillatorschaltung, umfassend:

eine Induktanzvorrichtung (5) nach einem der Ansprüche 17 bis 35.

39. Filterschaltung, umfassend:

eine Induktanzvorrichtung (5) nach einem der Ansprüche 17 bis 35.

40. Filterschaltung nach Anspruch 39, außerdem umfassend:

eine Kapazitätsvorrichtung (260, 410), die derart gekoppelt ist, dass sie zusammenarbeitet mit der Induktanzvorrichtung (5).