JP2000501263A - インピーダンス手段 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 この発明は、互いに磁気結合（Ｌ１２）を有するように配置された第１導体（１０、Ｌ１）と第２導体（４０、Ｌ２）を備えるインピーダンス手段（５）に関する。またこの発明は前記インピーダンス手段のインピーダンスを制御する方法に関する。この方法は、第１振幅（Ｉ₁）と第１位相角（θ₁）を有する第１電気信号を第１導体（１０、Ｌ１）に受けて、第２振幅（Ｉ₂）と第２位相角（θ₂）を有する第２電気信号を生成するステップを含む。この方法は、第２電気信号を第２導体（４０、Ｌ２）に送出して、前記第２位相角（θ₂）を制御することを含む。

Description

【発明の詳細な説明】 インピーダンス手段 発明の技術分野 この発明はインピーダンス手段と、前記インピーダンス手段のインピーダンス を調整する方法に関する。またこの発明はインピーダンス手段を含む電子回路に 関する。またこの発明は集積回路チップに関する。 関連技術の説明 回路構成要素は抵抗部とリアクタンス部を持つインピーダンスＺを有する、と 書かれることが多い。言い換えると、構成要素は抵抗ＲとリアクタンスＸを有す る。リアクタンスは容量性または誘導性である。リアクタンスＸは容量性成分と 誘導性成分を含み、構成要素のインピーダンスに誘導性および容量性だけでなく 抵抗性を与える。 共振回路は、フィルタや発振器などの電子回路に用いられる構成要素である。 ＵＳ−Ａ−４，３３８，５８２は、インダクタ、バラクタ、電界効果トランジス タに結合する抵抗体を備える共振回路を開示している。電界効果トランジスタは 負性抵抗を示し、バラクタで表される大きな抵抗性成分を補償する。 A.Presserの著書「バラクタ調整可能な高Ｑマイクロ波フィルタ(Varactor-Tun able，High-Q Microwave Filter)」（RCA Review，Vol．42，pp691-705,198１） にも、能動素子の負性抵抗によりバラクタ損失を補償できると述べられている。 Presser は、負性抵抗を与えるようにフィードバックをかけて接続した電界効果 トランジスタを開示している。この開示された電界効果トランジスタは抵抗損失 を持つバラクタに直列に接続する。 N．M．NguyenとR．G．Meyerの論文「ＳｉＩｃ互換のインダクタとＬＣ受動フ ィルタ(SiIc-Compatible Inductors and LC Passive Filters)」（IEEE Journal of Solid-State Circuits，Vol．25，No.4，1990）は、シリコン基板上にアルミ ニウムで作った四角ならせん形のインダクタを開示している。この開示されたイ ンダクタのインダクタンスは９．７ｎＨで、１５．４オームの直列抵抗と、０． ９ＧＨｚで４以下の最大Ｑ値を有する。またこの論文は、相互インダクタンスを 有する２個のインダクタを含む低域フィルタを開示している。約３のＱ値を用い ることができるが、この開示されたインダクタの性能はやはり金属抵抗により制 限される。 ＥＰ，Ａ２，０ ３５６ １０９は、一次巻線と二次巻線を有する低周波イン ダクタンス変圧器を開示している。センサ変圧器がインダクタンス変圧器の一次 巻線内の電流を検知し、この検知された電流に応じて演算増幅器が二次巻線内の 電流を制御して、一次巻線のインダクタンス効果を増加させる。 概要 この発明は、制御可能なインピーダンスを持つインピーダンス手段を与える問 題に関する。 またこの発明は、高Ｑ値を持つインダクタを与える問題に関する。従来の集積 回路インダクタは特にＱ値が低いのが欠点である。従来の技術の別の問題は、集 積回路インダクタの動作周波数が寄生静電容量により制限されるということであ る。 更にこの発明は、高周波で優れた性能特性を持つ集積回路インダクタを与える 問題に関する。 この発明の目的は、回路構成要素のインピーダンスを制御する方法を実現する ことである。このような方法により、回路構成要素の抵抗とリアクタンスを電子 的に調整することができる。このようにインピーダンスを制御することにより、 構成要素のＱ値Ｑ₀を調整することができるし、また構成要素の共振周波数ω₀の 制御と、その構成要素を含む任意の回路の共振周波数の制御を行うことができる 。 この発明の別の目的は、Ｑを調整することのできるインダクタンス手段を実現 することである。 またこの発明の目的は、抵抗を調整することのできる構成要素を実現すること である。この発明の別の目的は、リアクタンスを調整することのできる構成要素 を実現することである。 上の目的を達成するため、この構成要素は第１導体を結合する第１端子と第２ 端子を備える。端子２０と３０の間の構成要素のインピーダンスＺ_eは次式で表 される。 Ｚ_e＝Ｒ_e＋ｊＸ_e ただし、Ｒ_eは構成要素の抵抗、Ｘ_eは構成要素のリアクタンスである。 またこの構成要素は第２導体を備える。第２導体は第１導体に電磁的に結合す る。 この発明の方法は、第１導体に第１電気信号を受けるステップを含む。第１電 気信号は第１振幅と第１位相角を有する。信号発生器を設けて第２電気信号を生 成する。信号発生器は第２電気信号を第２導体に与える。第２電気信号は第２振 幅と第２位相角を有する。信号発生器は第２位相角を制御する手段を備える。 構成要素の抵抗Ｒ_eは、第２位相角と第１位相角との角度差に応じて変わる。 この発明では、第２位相角と第１位相角との角度差を変えることにより構成要素 の抵抗を変えることができる。 第２電気信号は第１電気信号に応じて生成することができる。または、両信号 は第３の電気信号により生成されるという意味で、第２電気信号は第１電気信号 に依存する。 この発明の一実施形態では、制御手段は前記第１電気信号に応じて前記第２信 号を生成するセンサ手段を備える。この発明の一実施形態では、制御手段は調整 信号のための入力も備える。制御手段はこの調整信号に応じて第２位相角を制御 する。 この発明の別の目的は、その値が電子的に調整可能なインダクタンスを有する インダクタンス手段を実現することである。この発明の別の目的は、その値が電 子的に調整可能な抵抗を有するインダクタンス手段を実現することである。これ らの目的は、第２信号の振幅と位相を調整する調整手段を与えることにより達成 される。 この発明の別の目的は、優れた特性を持つインダクタンス手段を備える集積回 路チップを実現することである。この発明の更に別の目的は、３００ＭＨｚ以上 の周波数で動作して優れたＱ値を持つ集積回路インダクタンス手段を実現するこ とである。これらの目的は、電磁的に結合する第１および第２導体を有する集積 回路により実現することができる。この発明の一実施形態では、第１導体をらせ ん形に形成し、また第２導体もらせん形に形成する。第１らせん形と第２らせん 形を交互に巻いて、前記インダクタの間を磁気的に結合する。 図面の簡単な説明 この発明の理解を助けるため、いくつかの例と関連する図面を参照して説明す る。 図１Ａは誘導性および抵抗性インピーダンスを持つ従来のインダクタの略図で ある。 図１Ｂは容量性、誘導性および抵抗性インピーダンスを持つ従来のインダクタ の略図である。 図１Ｃは、従来のインダクタにおいて現れる寄生静電容量の原理を示す。 図２は、この発明のインピーダンス手段の第１実施形態の略ブロック図である 。 図４は、図２のインピーダンス手段の略図である。 図５は、この発明のインピーダンス手段の第２実施形態の略ブロック図である 。 図６Ａは、図２、図４、図５に示すインピーダンス手段で実現される抵抗とリ アクタンスのプロットである。 図６Ｂは、図２、図４、図５に示すインピーダンス手段で実現される、生成さ れた可変抵抗のプロットである。 図７は、この発明のインダクタンス手段を備えるフィルタ回路の略ブロック図 である。 図８は、８００ＭＨｚから１０００ＭＨｚまでの周波数範囲内の、この発明の インダクタンス手段を備えるインピーダンス網で表されるインピーダンスの絶対 値を示す。 図９は、第１導体と第２導体とが相互インダクタンスを持つよう配置された集 積変圧器を含む集積回路チップの一部の上面図である。 図１０は、図９の集積回路の一部の側断面図である。 図１１は、インピーダンス網が図１０の集積回路内に設けられている、帯域フ ィルタの等価回路図である。 図１２は、この発明の共振器の略ブロック図である。 図１３は、図１２の共振器の詳細な図である。 実施の形態の詳細な説明 以下の説明では、異なる実施の形態の中の同じ機能は同じ参照番号で示す。第１の実施の形態 図２は、自己インダクタンスＬ₁と、図４の直列抵抗Ｒ₁で示す実効電力損失と を有するインダクタ１０を含む構成要素５の略ブロック図である。インダクタ１ ０は第１端子２０と第２端子３０に結合する。 また構成要素５は、自己インダクタンスＬ₂と、図２の直列抵抗Ｒ₂で表す抵抗 損失とを有する第２インダクタ４０を含む。インダクタ４０は第１インダクタ１ ０と電磁的に結合するように配置する。言い換えると、第１インダクタ１０と第 ２インダクタ４０の間に相互インダクタンスＬ₁₂が存在する。インダクタ４０は 端子５０と端子６０を備え、両端子は信号発生器７０に接続する。信号発生器７ ０は、第１制御信号Ｓ₈₅を受ける入力端子８０を含む。 信号源８６は、値Ｒ₈₈を持つ信号源インピーダンス８８を通して、第１振動電 る電流Ｉ₁という第１電気信号をインダクタ１０に与えると、信号発生器７０は 号を第２インダクタ４０に与える。第１制御信号により、第２電気信号の振幅 ２電気信号の周波数を制御することもできる。 位相角θ₁とは第１位相角度差φ₁だけ異なる値になるよう制御することができる 。第１電気角度差φ₁は構成要素５のインピーダンスに影響を与える。これにつ いては後で詳細に説明する。 電流Ｉ₁を図２の回路内の端子２０に与えると、応答電圧Ｕ₁がインダクタ１０ の両端に現れる。上に述べたように第２インダクタ４０を第２電流Ｉ₂で励起 したという前提で回路５を分析すると、応答関数Ｕ₁／Ｉ₁＝Ｚ_eが得られる。 ただし、Ｚ_eは回路５のインピーダンスである。第２インダクタ４０を励起する と、インダクタ４０内の電気信号に応じて第１インダクタ１０内にフィードバッ ク信号が発生して、端子２０と３０の間の回路５のインピーダンスＺ_eに影響を 与える。 端子２０と３０の間の回路５のインピーダンスＺ_eは次式で表される。 Ｚ_e＝Ｕ₁／Ｉ₁＝Ｒ_e＋ｊＸ_e （１） これを分析すると次のようになる。 Ｒ_e＝Ｒ₁−ωＬ₁₂（Ｉ₂／Ｉ₁）ｓｉｎφ₁ （２） Ｘ_e＝ωＬ₁＋ωＬ₁₂（Ｉ₂／Ｉ₁）ｃｏｓφ₁ （３） 式（２）から明らかなように、抵抗項すなわち実数項Ｒ_eは角度差φ₁＝θ₂−θ₁ に依存する項を含む。 要素ｓｉｎφ₁＝ｓｉｎ（θ₂−θ₁）は角φ₁の或る範囲で正の符号を持ち、角 φ₁の別の範囲で負の符号を持つ。したがって、抵抗Ｒ_eは角φ₁の関数として変 化する。 同様に、式（３）はリアクタンスＸ_eが角φ₁の関数として変化することを表す 。 式（１）、（２）、（３）を書き直すと次のようになる。 Ｚ_e＝Ｒ₁＋ｊωＬ₁＋ωＬ₁₂（Ｉ₂／Ｉ₁）（−ｓｉｎφ₁＋ｊｃｏｓφ₁） （４） Ｚ_e＝Ｒ₁＋ｊωＬ₁−ωＬ₁₂（Ｉ₂／Ｉ₁）ｓｉｎφ₁ ＋ｊωＬ₁₂Ｉ₂／Ｉ₁ｃｏｓφ₁ （５） 式（５）の最初の２項は角φ₁とは関係なく、最後の２項は角φ₁の関数である。 式（５）は次のように書き直すことができる。 Ｚ_e＝Ｒ₁＋ｊωＬ₁＋Ｒ_v＋ｊＸ_v （６） ただし、 Ｒ_v＝−ωＬ₁₂（Ｉ₂／Ｉ₁）ｓｉｎφ₁ （７） Ｘ_v＝ωＬ₁₂（Ｉ₂／Ｉ₁）ｃｏｓφ₁ （８） 式（６）の項Ｒ_vとＸ_vは、明らかにφ₁に応じて変化する。 端子２０と３０の間の回路５の全インピーダンスは次の式で表される。 Ｚ_e＝Ｚ₁＋Ｚ_v （９） ただし、 Ｚ₁＝Ｒ₁＋ｊωＬ₁ （１０） Ｚ_v＝Ｒ_v＋ｊＸ_v （１１） このようにこの発明の回路は、上に述べた第１制御信号によりその値を制御す ることのできる調整可能なインピーダンスＺ_vを与えるという優れた効果を有す る。図４は回路５の略図である。式（９）と図４に示すように、回路５はインピ ーダンスＺ₁と可変インピーダンスＺ_vの結合を生成する機能を有する。 ここで分かるように、上述の抵抗値Ｒ_v（図４参照）を抵抗値Ｒ₁に近い値で逆 符号になるよう設定してインピーダンス手段５を制御し、制御され改善されたＱ 値を持つインピーダンス手段として機能させることができる。 この発明のインピーダンス手段５を用いると負の抵抗値Ｒ_vを与えることがで きる。 一般に回路のＱは、回路のリアクタンスとその等価直列抵抗との比と定義され る。このＱの定義をインピーダンス手段５に適用すると、式（１）と式（６）を 用いて次の式が得られる。 Ｑ₅＝Ｘ_e／Ｒ_e＝（ωＬ＋Ｘ_v）／（Ｒ₁＋Ｒ_v） （１２） 第２電流信号Ｉ₂の位相角θ₂を適当な値にすると、抵抗値Ｒ_vは負になって、 比（１２）の分母はゼロに近づく。したがってＱ値Ｑ₅は位相角θ₂に応じて調整 可能であり、位相角θ₂を適当に選ぶことにより回路のＱを大幅に改善すること ができる。 優れた高Ｑ値を有するインピーダンス手段を実現する問題はこのようにして解 決される。 この発明で実現される別の目的は、高い共振周波数を持つ集積回路インダクタ を与えることである。 インダクタの共振周波数は、そのインダクタのインダクタンスと寄生静電容量 の積の平方根の逆に比例する。すなわち、 式（１３）から、共振周波数ｆ_oはＬとＣ_pの積により制限されることが分かる 。選択されたインダクタンス値Ｌにおいて共振周波数ｆ_pを増加させるには静電 容量Ｃ_pを減少させる必要がある。したがって、選択されたインダクタンス値Ｌ における共振周波数は、Ｌ／Ｃ_pが増加すると増加する。インダクタンス手段５ を用いると、上に述べたように与えられるリアクタンス値は制御可能である。式 （１３）のインダクタンス値Ｌに式（３）のリアクタンス値Ｘ_eを代入すると、 共振周波数として次の式が得られる。 （１４） 角φ₁を範囲−π／２からπ／２までの範囲内で設定すると、インダクタンス 手段５により与えられるインダクタンスは最大になる。これは図６から明らかで ある。したがってインダクタンス値と寄生静電容量との関係は増加し、所定のイ ンダクタンス値における共振周波数を高めることができる。このように、インダ クタンス手段５の共振周波数ｆ_o5を単一インダクタの共振周波数より高く設定す ることができる。 手段５内のインダクタ１０を非常に低くすると、すなわち抵抗損失を無視でき る程度にすると、手段５はリアクタンス手段として機能する。リアクタンス手段 ５のリアクタンスは角φに応じて変動する。第２の実施の形態 この発明のインピーダンス手段の第２の実施の形態を図５に示す。 センサ９０を設けて第１指示信号Ｓ₁₀₀を生成し、この第１指示信号をコント ローラ１２０の第１入力１１０に送出する。第１指示信号Ｓ₁₀₀は第１電流Ｉ₁ する情報を含む。 コントローラ１２０は設定信号Ｓ₁₃₀を受ける第２入力１２４を備える。設定 信号Ｓ₁₃₀は端子２０と３０の間の回路５の所望のインピーダンスＺ_eに関する情 報を含む。第１指示信号Ｓ₁₀₀と設定信号Ｓ₁₃₀に応じて、コントローラ１２０は 第１制御信号Ｓ₈₅を生成する。コントローラ１２０は信号発生器７０の入力８０ に結合し、信号発生器７０に第１制御信号Ｓ８５を与える。図６ 本発明者は、位相角φを変えながらインピーダンス手段のインピーダンスを測 定する手段５を作成した。測定の結果を図６Ａに示す。 この発明を理解しやすくするため、測定結果をインピーダンスＺ_φの抵抗Ｒ_e とリアクタンスＸ_eを別々にプロットして示す。図６Ａでは、軸１４０は位相角 φ＝θ₂−θ₁を示し、軸１５０は抵抗Ｒ_eとリアクタンスＸ_eの値を示す。 図６Ａから分かるように、位相角φが０とπの範囲内では測定されたインピー ダンス手段５の抵抗Ｒ_eは負である。このようにＲ_eのプロットは、この発明が回 路抵抗Ｒ_eを負の値にするという優れた効果を持つことを示す。 抵抗Ｒ_eの値は位相角φがπ／２のとき最小になる。位相角φが０のときとπ のときは、測定された抵抗Ｒ_eは直列抵抗Ｒ₁に相当する。図６ＡのＲ_eのプロッ トと式（６）とを比べると分かるように、抵抗値Ｒ_eは直列抵抗Ｒ₁と可変抵抗Ｒ_v の和に等しい。 図６ＡのＲ_eのプロットと式（２）とを比べると、位相角φが０のときとπの とき可変抵抗Ｒ_vは０であることが分かる。 以上から容易に分かるように、位相角φがｎ＊π（ｎは整数）から離れると実 際の抵抗Ｒ_eは減少または増加する。図６Ｂに、可変抵抗Ｒ_vを位相角φの関数と して示す。図６Ｂから分かるように、位相角φがｎ＊π（ｎは整数）から離れる とＲ_vは０から離れる。整数とは正と負の自然数０、＋１、−１、＋２、−２、 ＋３、−３、．．．である。位相角φが （ｐ−１）＊π＜φ＜ｐ＊π の間は可変抵抗Ｒ_vは負である。ただし、ｐは０でない奇数の整数である。した がって、位相角φが上記の範囲内にあるとき実際の抵抗Ｒ_vは減少する。 図６Ａから分かるように、リアクタンスＸ_eは位相角φがπのとき最小になる 。リアクタンスＸ_eのプロットと式（６）を比べると、リアクタンスＸ_eはリアク タンスωＬ₁と可変リアクタンスＸ_vの和に等しい。 式（３）を参照して図６のＸ_eのプロットを分析すると、位相角φがπ／２の ときＸ_eはωＬに等しいことが分かる。角φがｎπ／２のときも同じ結果が得ら れる。ただし、ｎは奇数の整数である。 インピーダンス手段５に関する上の２つの実施の形態は、集積回路として提供 することができる。この発明のインダクタンス手段を含む集積回路については後 で詳細に説明する。 集積回路はシリコンチップ上に設けてよい。この発明の一態様では、このよう な集積回路は通信システムに用いられる。インピーダンス手段は３００ＭＨｚか ら３０ＧＨｚまでの範囲の周波数で動作する。好ましい実施の形態では、インピ ーダンス手段は４００ＭＨｚから３ＧＨｚまでの範囲の周波数で動作する。第３の実施の形態 電子回路理論から、インダクタンスＬと静電容量Ｃを並列に結合するインピー ダンス網は中心周波数ｆ_cを有する。インダクタが直列抵抗Ｒを持つ場合は、中 心周波数は次式で与えられる。 （１５） 中心周波数ではインピーダンス網の全インピーダンスは最大になり、他の周波数 では網のインピーダンスはこれより低くなる。 この知識を用いて、本発明者はインピーダンス手段５を含む新規な優れたフィ ルタを設計した。 図７はその例であって、入力を第１増幅段２１０に結合するフィルタ１９０を 示す。第１増幅段２１０の出力２２０は、インピーダンス網２３０と第２増幅段 ２５０の入力２４０に結合する。第２増幅段は出力２５４を有する。 インピーダンス網２３０は、前に述べたインピーダンス手段５を含む。インピ ーダンス手段５の端子２０は第１増幅器２１０の出力２２０に結合し、端子３０ は信号接地に結合する。インピーダンス手段５に並列に静電容量手段２６０が結 合する。 式（３）に示すように、インピーダンス手段５は誘導性リアクタンスを有する よう制御することができる（図６参照）。上に述べたようにインピーダンス手段 ５と静電容量２６０を組み合わせることにより、フィルタ１９０は帯域特性を持 つ。 帯域フィルタ１９０を高周波回路に適用すると、広範囲の周波数を含む入力信 号を入力２００に与え、フィルタ１９０により狭い周波数範囲を選択して出力２ ５４に供給することができる。 単位振幅を有し広いスペクトルに渡る周波数を含む信号を入力２００に与える と、出力の信号はインピーダンスが最大のときの中心周波数ｆ_cで振幅が最大に なる。 図８は、９００ＭＨｚから９５０ＭＨｚまでの周波数範囲でインピーダンス網 ２３０が示すインピーダンスの絶対値を示す。 図８から分かるように、インピーダンス網２３０は中心周波数ｆ_cにおいて参 照番号２７０で示す高いインピーダンスを与える。図８の結果は、図２に示すイ ンピーダンス手段５を図７に示すように接続することにより実現されたものであ る。この例では次の値を用いた。 Ｌ₁ ＝５ ｎＨ Ｒ₁ ＝５ オーム Ｌ₁₂ ＝１．８ ｎＨ ｆ_c ＝９２２．５０ ＭＨｚ φ ＝４π／４５ コンデンサ２６０の静電容量は６．２６ｐＦであった。振幅｜Ｉ₂｜と｜Ｉ₁｜ の関係は周波数と共にいくらか変動する。図６Ａから分かるように、φの値を約 ４π／４５に選ぶと、抵抗値Ｒ_eは０に近い。図７の端子２０と接地との間のイ ンピーダンスの絶対値は中心周波数ｆ_cで７０キロオームを超える。 容易に分かるように、Ｖ_i入力信号の振幅、Ｖ_o出力信号の振幅とすると、比｜ Ｖ_o／Ｖ_i｜の絶対値を示すフィルタの応答曲線は図８に示す曲線に対応する。 応答曲線の半値点は値がピーク値より３ｄＢ低い点であって、周波数はそれぞ れｆ₁＝９２２．３０ＭＨｚとｆ₂＝９２２．７０ＭＨｚである。 電子回路理論によると、Ｑ値は次式で決定される。 Ｑ_o＝ｆ_c／（ｆ₂−ｆ₁） したがって、上述のフィルタ１９０は２３００を超えるＱ_o値を持つＱを与える 。 この発明のインピーダンス手段５を帯域フィルタのインダクタ手段として用い るとフィルタのＱ値が増加するので、フィルタの選択性は非常に向上する。 この新規のフィルタを用いると、抵抗値Ｒ_eを調整することによりフィルタの Ｑ値を制御できることが分かる。このように、この新規なフィルタは調整可能な Ｑ値を与える。この発明の帯域フィルタのＱ値を低い値に設定すると、通過帯域 を広くすることができる。第４の実施の形態 この発明の第４の実施の形態では、インピーダンス手段５を含むフィルタは集 積回路として与えられる。 図９は、インダクタ１０と第２インダクタ４０が電磁的に結合するよう集積回 路２８０上に配置された集積素子の上面図である。 両インダクタは、集積回路チップ２８０の上の第１導体層２７８内に形成され る。第１導体１０は実質的にらせん形の第１導体として形成され、その第１端子 ２０はらせん形の周辺部にあり、第２端子３０はらせん形の内部にある。第２イ ンダクタ４０は第２導体で形成され、第１導体と交互に巻かれている。導体１０ と４０を交互に巻くことにより、両導体間の相互インダクタＬ₁₂を非常に大きく することができる。図９に示すインダクタは実質的に四角ならせん形に形成され ている。しかし別の実施の形態では、インダクタは実質的に円形のらせん形で交 互に巻かれている。更に別の実施の形態では、インダクタは実質的に８角形のら せん形で交互に巻かれている。 図１０は、半導体基板２８４の表面上に導体１０と４０を備える半導体チップ ２８０の一部の横断面図である。半導体基板は、半導体基板内の回路から導体ｌ ０と４０を絶縁する酸化物層２８６を備える。基板は導電層２９０を備える。ま た基板２８４は、導体１０と４０を他の回路要素に接続する導電部と絶縁部を備 える。図１０に示すチップの部分は図９の点線Ａ−Ａに沿う部分に対応する。イ ンダクタを集積回路で形成すると、インダクタンス値Ｌ₁に直列および並列に漂 遊静電容量と漂遊抵抗が存在する。これらの損失を図１０の点線のコンデンサ３ ００、３１０と点線の抵抗器３２０、３３０でそれぞれ示す。図９に示すように 集積回路内に２個のインダクタを設けると、導体１０と４０の間に漂遊静電容量 （図示せず）が存在する。導体間に漂遊静電容量がある場合は、インダクタ間の 電磁結合は容量性結合を含むので、位相角φを調整するときにこれを考慮に入れ なければならない。導体間に静電容量結合があると、導体４０内の電気信号に応 じて第１導体１０内に生成されるフィードバック信号の位相は位相角θ₂からは ずれる。 図１１は、図９と図１０で与えられる第１導体１０と第２導体４０を備えるイ ンピーダンス網２３０を有する帯域フィルタ１９０の等価回路図を示す。上に述 べた漂遊抵抗３２０、３３０と寄生静電容量３００、３１０は図１１の等価回路 内に含まれている。 第２インダクタ４０を信号発生器７０と共に設けることにより、上述の漂遊お よび損失インピーダンスＲ₁、３２０、３３０、３００、３１０で示される電力 損失の一部または全部を補償することができる。この補償は、上に述べた可変Ｒ_v とＸ_vを所望の値に合わせることにより実現することができる。集積回路上にイ ンダクタンス手段５を設けるというこの新規な方法により、集積回路の性能を実 質的に改善することができる。 上記の実施の形態は帯域フィルタとしての集積回路の例である。低域フィルタ および高域フィルタだけでなく、１個または複数個のインピーダンス手段５を含 む他の集積回路もこの発明の範囲内にある。この発明のインピーダンス手段は、 無線受信機のフィルタ内に設けることができる。第５の実施の形態 共振理論から、リアクタンス要素を含む回路を或る周波数で振動するように設 定することができる。振動周波数は回路の共振周波数に依存する。共振周波数は 上記の式（１３）または式（１５）により決定される。 この発明の第５の実施の形態では、第１インダクタ１０と第２インダクタ４０ を有するインピーダンス手段を含む共振器４００が与えられる。第１インダクタ １０と第２インダクタ４０の間に相互インダクタンスＬ₁₂がある。第２インダク タ４０は端子５０を有する。 この発明の共振器４００の原理を示す略ブロック図を図１２に示す。信号源４ ０２は信号源インピーダンス４０４を通して第１インダクタ１０の端子２０に結 合する。第１バラクタ４１０は端子２０と信号接地の間に結合する。 信号源４１２は信号源インピーダンス４１４を有し、第２インダクタの端子５ ０に結合する。第２バラクタ４４０は端子５０と信号接地の間に結合する。 信号源４１２とインピーダンス４１４とバラクタ４４０は、図２に関して説明 した信号源７０に対応する。したがって図１２は、第１バラクタ４１０に並列に 接続するこの発明のインダクタンス手段５を示す。 バラクタ４４０を調整して、位相角度差φを所定の値に設定する静電容量値を 与えることができる。したがって角φを選択して、リアクタンス手段５のリアク タンスを誘導性優位に設定することができる。 共振回路４００を起動すると、信号源４０２により振動が開始する。信号源４ １２は信号を生成し、その振幅と位相は端子２０の信号の振幅と位相に依存する 。信号源４１２は例えばバイポーラトランジスタを含み、そのベース８０は端子 ２０に結合し、そのエミッタは端子５０に結合する。 バラクタ４１０の容量性優位のインピーダンスＺ_cはリアクタンス手段５の誘 導性インピーダンスＺ_eと協同する。共振周波数はバラクタの静電容量とインピ ーダンス手段５のインダクタンスに依存する。すなわち、 （１６） 共振周波数ｆ_orは第１バラクタ４１０の静電容量Ｚ_cを変えることにより調整す ることができる。 第２インダクタ４０に与えられる信号Ｉ₂の位相角θ₂は、第２バラクタ４４０ の静電容量を変えることにより調整することができる。 上に述べたように、位相角θ₂の調整は位相角度差φの調整に対応し、インピ ーダンスＺ_eは角φに依存する。したがって、共振器のＱ値は、第２バラクタ４ ４０により電子的に調整することができる。 図１３ 図１３は共振回路４００の一実施形態の詳細な図である。 電源４５０は電源端子４６０に正の供給電圧＋Ｖ_ccを与える。電源４５０は負 極を有し、これは負電力端子４７０に接続する。図の実施の形態では、端子４７ ０は信号接地に接続する。 トランジスタ４８０のコレクタは端子４６０に接続し、そのエミッタは別のト ランジスタ４９０のベースに接続する。抵抗器５００は第１トランジスタ４８０ のコレクタとベースの間に接続する。別の抵抗器５１０はトランジスタ４８０の ベースと接地の間に接続する。 第２トランジスタ４９０のコレクタは正電力端子４６０に接続し、そのエミッ タは抵抗器５２０とコンデンサ５３０を通して第２インダクタ４０の端子５０に 接続する。インダクタ４０の別の端子６０は信号接地に接続する。 第１トランジスタ４８０のベースは、コンデンサ５４０を通して第１インダク タ１０の端子２０に接続する。コンデンサ５５０と抵抗器５６０は端子２０と信 号接地との間に直列に接続する。可変静電容量手段４１０は端子２０と信号接地 の間に結合する。別の可変容量手段４４０は端子５０と信号接地の間に結合する 。 可変静電容量手段４４０はバラクタ４４０である。一実施形態では、バラクタ ４４０はバラクタダイオード６１０を備え、そのアノードは信号接地に結合し、 そのカソードはコンデンサ６２０を通して端子５０に結合する。電圧源６００は バラクタダイオードに結合して、ダイオードの両端に逆向きにＤＣ電圧を与える 。 したがって、バラクタダイオードが与える静電容量値は電圧源６００が与える電 圧に応じて変えることができる。電圧源６００は制御入力６３０を備え、制御信 号に応じてＤＣ電圧を変える。 可変静電容量手段４１０はバラクタである。一実施形態では、バラクタ４１０ はバラクタダイオード６４０を備え、そのアノードは信号接地に結合し、そのカ ソードはコンデンサ６５０を通して端子２０に結合する。ＤＣ電圧源６６０は制 御入力６７０を備え、制御入力６７０に与えられる制御信号に応じてダイオード ６４０の両端に逆電圧を与える。 抵抗器５７０とコンデンサ５８０はトランジスタ４９０のエミッタと信号接地 の間に並列に接続する。トランジスタ４９０のエミッタは出力端子５９０に接続 する。 電源４５０を電力端子４６０と４７０の間に接続して供給電圧Ｖ_ccを与えると 、素子５００、５１０と素子５４０、５５０、５６０、４１０、１０による電圧 分割により、端子２０と接地の間に電圧ｕ₁が生成される。共振回路は、インダ ク タンス手段５のインダクタンスＺ_e静電容量手段４１０の静電容量により実質的 に決まる周波数で振動を開始する。 振動中は信号電圧ｕ₁は振動する。抵抗器５１０にかかる電圧はｕ₁に応じて変 わる。トランジスタ４８０はそのベース電極に与えられる信号を増幅する。増幅 された信号はトランジスタ４９０のベースに与えられ、トランジスタ４９０は対 応する信号を端子５９０に与える。 したがって、端子５９０に与えられる信号ｕ₀は信号電圧ｕ₁に対応する増幅さ れた信号である。 トランジスタ４９０は信号電流ｉ_Tを与え、この電流は電圧ｉ₃と電流ｉ₄と電 流ｉ₅に分割される。 電流ｉ₃に応じて、第２インダクタ４０を通して電流ｉ₂が流れる。電流ｉ₂ の位相角θ₂は、静電容量手段４４０の静電容量に応じて調整することができる 。 第２電流ｉ₂の振幅は、トランジスタ４８０と４９０を適当な増幅度に設定す ることにより決まる。 したがって電圧ｕ₁が振動すると、或る振幅Ｉ₂と或る位相角θ₂を持つ振動電 流ｉ₂が第２インダクタ４０を流れる。 第１信号ｕ₁に応じて第２電流ｉ₂を流すことにより、図２と図６に関して上に 述べたように回路の性能は優れたものになる。 共振回路４００は、図９に関して上に述べたように、集積されたインダクタを 持つ集積回路として与えられる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ， ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，Ｓ Ｚ，ＵＧ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ， ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，Ｇ Ｅ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ， ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，Ｐ Ｌ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ， ＶＮ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． 抵抗（Ｒ_e）とリアクタンス（Ｌ_e）を有するインピーダンス手段のイン ピーダンスを制御する方法であって、前記インピーダンス手段（５）は相互に電 磁結合（Ｌ１２）を行うように配置された第１導体（１０，Ｌ１）と第２導体（ ４０、Ｌ２）を備え、前記方法は、 第１振幅（Ｉ₁）と第１位相角（θ₁）を有する第１電気信号を第１導体（１０ 、Ｌ１）内に受け、 第２振幅（Ｉ₂）と第２位相角（θ₂）を有する第２電気信号を生成し、 前記第２電気信号を第２導体（４０、Ｌ２）に送出し、 前記第２位相角（θ₂）を制御して前記抵抗（Ｒ_e）を変える、 ステップを含む、インピーダンスを制御する方法。 ２． 前記第１制御信号を生成するステップは、 前記第１電気信号に応じて前記第１制御信号を生成する、 ことを含む、請求項１に記載のインピーダンスを制御する方法。 ３． 前記第２位相角を前記第１位相角に対して調整して前記インピーダンス の抵抗成分を調整する、 ステップを更に含む、請求項１に記載のインピーダンスを制御する方法。 ４． 前記第２位相角を前記第１位相角に対して調整して前記第１位相角（θ₁ ）と前記第２位相角（θ₂）の間に位相差を与える、 ステップを更に含む、請求項１に記載のインピーダンスを制御する方法。 ５． 前記第２位相角を前記第１位相角に対して調整して前記インピーダンス のリアクタンス成分を調整する、 ステップを更に含む、請求項１に記載のインピーダンスを制御する方法。 ６． 前記第２位相角と前記第１位相角の間に所定の差を維持する、ステップ を更に含む、前記請求項のどれかに記載のインピーダンスを制御する方法。 ７． 抵抗（Ｒ_e）とリアクタンス（Ｌ_e）を有し、相互に電磁結合（Ｌ１２） を有する第１導体（１０，Ｌ１）と第２導体（４０、Ｌ２）を備えるインピーダ ンス手段（５）において、 第１振幅（Ｉ₁）と第１位相角（θ₁）を有する第１信号を生成し、 前記第１信号を前記第１導体（１０、Ｌ１）に与え、 前記第１信号に対応するフィードフォアワード信号（ｉ_T）を生成し、 第２振幅（Ｉ₂）と第２位相角（θ₂）を有する第２信号を前記フィードフォア ワード信号に応じて生成し、 前記第２信号を前記第２導体（４０、Ｌ２）に与え、 前記第２位相角（θ₂）を制御して前記抵抗（Ｒ_e）を変える、 ステップを含む方法。 ８． 前記第２位相角（θ₂）を制御するステップは、 前記第２位相角（θ₂）を制御して前記第１位相角（θ₁）と前記第２位相角（ θ₂）の間に位相差（φ）を与える、 ことを含む、請求項７に記載の方法。 ９． 前記第２位相角（θ₂）を制御するステップは、 制御信号用の入力（６３０）を有する制御手段（４４０）に前記フィードフォ アワード信号（ｉ_T、ｉ₃）を与え、 前記制御信号に応じて前記第２位相角（θ₂）に影響を与える、ことを含む、 請求項７に記載の方法。 １０． 高周波共振器における、前記請求項のどれかに記載の方法の使用。 １１． フィルタにおける、請求項１−９のどれかに記載の方法の使用。 １２． 無線受信機における、請求項１−９のどれかに記載の方法の使用。 １３． 抵抗（Ｒ_e）とリアクタンス（Ｌ_e）を有するインピーダンス手段（５ ）であって、 第１振幅（Ｉ₁）と第１位相角（θ₁）を有する第１電気信号を受ける第１導体 （１０、Ｌ１）と、 第２導体であって、前記第１導体と前記第２導体の間に磁気結合（Ｌ１２）を 与えるように前記第１導体に対して配置されている第２導体（４０、Ｌ２）と、 第２振幅（Ｉ₂）と第２位相角（θ₂）を有する第２電気信号を生成するよう動 作させる信号発生器（７０）、 を備え、 前記信号発生器は前記第２導体（４０、Ｌ２）に結合して、第２電気信号を第 ２導体（４０、Ｌ２）に与え、 ここで前記信号発生器は前記第２位相角（θ₂）を制御して前記抵抗（Ｒ_e）を 変えるように考案されている、 インピーダンス手段（５）。 １４． 抵抗（Ｒ_e）とリアクタンス（Ｌ_e）を有し、第１振幅（Ｉ₁）と第１ 位相角（θ₁）を有する第１電気信号を受ける第１端子（２０）と第２端子（３ ０）を有する、回路構成要素（５）であって、 第１端子（２０）と第２端子（３０）に結合する第１導体（１０、Ｌ１）と、 前記第１導体に電磁結合（Ｌ１２）する第２導体（４０、Ｌ２）と、 前記第１電気信号に対応する指示信号（ｉ_T）を生成するセンサ（９０；４８ ０、４９０）と、 コントローラであって、前記構成要素のインピーダンスを制御し、前記指示信 号を受ける第１入力（１１０）と調整可能な設定信号を受ける第２入力（６３０ ）を有し、第２振幅（Ｉ₂）と第２位相角（θ₂）を有する第２電気信号を前記指 示信号と前記設定信号に応じて生成するよう考案されている、コントローラ（１ ２０、７０；４４０、４８０）を備え、 前記コントローラは前記第２導体（４０、Ｌ２）に結合して前記第２導体（４ ０、Ｌ２）に前記第２電気信号を与え、 前記コントローラは前記第２位相角を制御する手段（４４０）を備える、 回路構成要素。 １５． 前記第１導体はインダクタであり、前記第２導体はインダクタである 、請求項１３または１４に記載の回路構成要素。 １６． 前記コントローラは、前記第２電気信号を生成して前記抵抗（Ｒ_e） を変えるように考案されている、請求項１４または１５に記載の回路構成要素。 １７． 第１端子（２０）と第２端子（３０）を有し、抵抗（Ｒ_e）とリアク タンス（Ｌ_e）を有する、インダクタンス手段（５）であって、 端子（２０、３０）に結合して、第１振幅（Ｉ₁）と第１位相角（θ₁）を有 する第１振動電気信号を受ける第１インダクタ（１０，Ｌ１）と、 前記第１インダクタに相互電磁結合（Ｌ１２）する第２インダクタ（４０、Ｌ ２）と、 前記第１電気信号に依存して、第２振幅（Ｉ₂）と第２位相角（θ₂）を有する 第２振動電気信号を生成する信号発生器（７０；４９０、４５０；４１２、４４ ０）、 を備え、 前記信号発生器（７０；４９０、４５０）は前記第２振動電気信号を前記第２ インダクタ（４０、Ｌ２）に与えて、前記第２振動電気信号に応じて前記第１イ ンダクタ内にフィードバック信号を生成し、 ここで前記信号発生器は前記第２位相角（θ₂）を制御する手段（４４０）を 備える、 インダクタンス手段（５）。 １８． 前記制御手段は前記第２位相角（θ₂）を制御して前記抵抗（Ｒ_e）を 変えるように考案されている。 １９． 前記信号発生器（７０；４９０、４５０）は、前記第２電気信号を前 記第２インダクタ（４０、Ｌ２）に与え、前記第１位相角（θ₁）と前記第２位 相角（θ₂）の間に位相差（φ）を与えて前記インダクタンス手段の抵抗を制御 するように考案されている、 請求項１７または１８に記載のインダクタンス手段（５）。 ２０． 前記制御手段（４４０）は、前記位相差（φ）を制御してゼロから離 れた所定値に設定して前記抵抗（Ｒ_e）を変えるように考案されている、請求項 １９に記載のインダクタンス手段（５）。 ２１． 前記制御手段は、前記位相差（φ）を制御してゼロから離れた所定値 に設定して前記抵抗（Ｒ_e）を減少させるように考案されている、請求項１９に 記載のインダクタンス手段（５）。 ２２． 前記制御手段は、前記位相差（φ）をゼロから離れた値に調整しなが ら制御して前記抵抗（Ｒ_e）を変えるように考案されている、請求項１９に記載 のインダクタンス手段（５）。 ２３． 前記信号発生器は、前記位相差（φ）をゼロから離れた値に調整しな がら制御して前記抵抗（Ｒ_e）を減少させるように考案されている、請求項１９ に記載のインダクタンス手段（５）。 ２４． 前記信号発生器は、前記第２電気信号を生成して、前記位相差（φ） をｎ＊π（ｎは整数）から離れるように制御するよう考案されている、請求項１ ９に記載のインダクタンス手段（５）。 ２５． 前記信号発生器は、前記第２電気信号を生成して、前記位相差（φ） を （ｐ−１）＊π＜φ＜ｐ＊π （ｐは０でない奇数の整数） の間の値になるように制御する、請求項１９に記載のインダクタンス手段（５） 。 ２６． 前記信号発生器は前記第１電気信号に応じて前記第２電気信号を生成 する、請求項１９に記載のインダクタンス手段（５）。 ２７． 前記第１インダクタは第２抵抗値（Ｒ₁）を有し、 前記電磁的に結合するインダクタは第３抵抗値（Ｒ_v）を生成し、 前記第１端子と第２端子の間の前記第１抵抗値（Ｒ_e）は実質的に前記第１抵 抗値（Ｒ₁）と前記第２抵抗値（Ｒ_v）の和である、 請求項１７から２６までのどれかに記載のインダクタンス手段（５）。 ２８． 前記第１インダクタは第２リアクタンス値（Ｘ₁）を有し、 前記電磁的に結合するインダクタは第３リアクタンス値（Ｘ_v）を生成し、 前記第１端子と第２端子の間の前記第１リアクタンス値（Ｘ_e）は前記第２リ アクタンス値（Ｘ₁）と前記第３リアクタンス値（Ｘ_v）に依存する、 請求項１７から２７までのどれかに記載のインダクタンス手段（５）。 ２９． 前記第１電気信号に応じて前記第２電気信号を生成するセンサ手段（ ５５０，５６０，４８０，４９０）を備える、 請求項１７から２８までのどれかに記載のインダクタンス手段（５）。 ３０． 前記制御手段（４４０）は調整信号用の入力（６３０）を備え、 前記制御手段（４４０）は、前記調整信号に応じて前記第２位相角（θ₂）を 制御するよう考案されている、 請求項１７から２９までのどれかに記載のインダクタンス手段（５）。 ３１． 請求項１７から３０までのどれかに記載のインダクタンス手段（５） を備える集積回路チップ。 ３２． 前記第１インダクタはらせん形に形成された導体を含み、 前記第２インダクタはらせん形に形成された導体を含み、 前記第１および第２らせん形は交互に巻かれている、 請求項３１に記載の集積回路チップ。 ３３． 前記第１インダクタはらせん形に形成された導体を含み、 前記第２インダクタはらせん形に形成された導体を含み、 前記第１および第２らせん形は実質的に平らならせん形に形成されている、 請求項３１または３２に記載の集積回路チップ。 ３４． 前記らせん形は実質的に円形である、請求項３２または３３に記載の 集積回路チップ。 ３５． 前記らせん形は実質的に四角形である、請求項３２または３３に記載 の集積回路チップ。 ３６． 電子的に周波数調整可能な共振回路であって、 第１インダクタンス値（Ｌ_ekv）を有する、請求項１７から３５までのどれか に記載のインダクタンス手段（５）と、 電子的に調整可能な第１静電容量値を有する静電容量手段、 を備え、 前記静電容量手段は前記インダクタンス手段に結合して、前記第１静電容量値 と前記第１インダクタンス値（Ｌ_ekv）に依存する選択された周波数で共振する 、電子的に周波数調整可能な共振回路。 ３７． 前記選択された周波数は前記位相差（φ）に依存する、請求項３２、 ３３、３４に記載の電子的に周波数調整可能な共振回路。 ３８． 請求項１７から３５までのどれかに記載のインダクタンス手段（５） 、を備える発振回路。 ３９． 請求項１７から３５までのどれかに記載のインダクタンス手段（５） 、を備えるフィルタ回路。 ４０． 前記インダクタンス手段（５）と協同するよう結合された静電容量手 段（２６０、４１０）、 を更に備える、請求項３９に記載のフィルタ回路。