WO2019171539A1 - 可変インダクタ回路 - Google Patents

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芳昭 森野
充弘 下澤
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三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
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    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
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    • H—ELECTRICITY
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    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/09—Filters comprising mutual inductance

Definitions

  • the present invention relates to a variable inductor circuit capable of electrically adjusting an inductance value.
  • a matching circuit In a high frequency circuit used for wireless communication, a matching circuit is provided in accordance with a frequency to be operated.
  • the matching circuit achieves impedance matching between the circuits and reduces power reflection between the circuits, resulting in good characteristics.
  • the matching circuit uses resistors, capacitors, and inductors.
  • the inductor since the inductor is generally formed of a metal wiring having an inductance component, the inductance value cannot be easily adjusted. Performance will deteriorate.
  • a method for electrically adjusting the inductance value for example, there has been a variable inductor circuit based on a gyrator that converts a capacitive circuit into an inductive circuit.
  • variable inductor circuit resonates when the frequency becomes high, and it is difficult to adjust the inductance value in a high frequency band of 30 GHz or higher.
  • a transistor having a small parasitic capacitance is used to change the mutual conductance (gm) of two cascode-connected transistors.
  • a variable inductor circuit that can be used even in a high-frequency band is shown by making the apparent gate-source capacitance (Cgs) of a transistor connected to the GND) side variable.
  • variable inductor circuit shows a variable inductor that can be used even in a high frequency band
  • a varactor diode is used to change the apparent Cgs, and the control voltage is close to 20V.
  • a DC voltage source must be prepared, and there is a problem that the mounting cost increases.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a variable inductor circuit capable of reducing the mounting cost and electrically adjusting the inductance value even in a high frequency band.
  • variable inductor circuit includes one inductor and the other inductor that are magnetically coupled to each other, and a variable current source that controls a current flowing through the one inductor, and the current flowing through the one inductor is controlled by the variable current source. By doing so, the inductance value of the other inductor is made variable.
  • variable inductor circuit of the present invention is configured such that the inductance value of the other inductor is made variable by controlling the current flowing through one inductor with a variable current source. Thereby, the mounting cost can be suppressed, and the inductance value can be adjusted electrically even in the high frequency band.
  • FIG. 9 is a configuration diagram showing a specific example of the circuit of FIG. 7 of a variable inductor circuit according to a second embodiment of the present invention. It is explanatory drawing which shows the change of the inductance value of the variable inductor circuit by Embodiment 2 of this invention. It is explanatory drawing which shows the change of Q value of the variable inductor circuit by Embodiment 2 of this invention. It is a block diagram which shows the other example of the variable inductor circuit by Embodiment 2 of this invention. It is a block diagram of the variable inductor circuit by Embodiment 3 of this invention.
  • FIG. FIG. 1 is a configuration diagram showing a variable inductor circuit according to the present embodiment.
  • the variable inductor circuit shown in FIG. 1 includes an inductor 1 and a variable current source 2 that are magnetically coupled to each other.
  • One end of one inductor 1a and the other inductor 1b in the inductor 1 is connected to a voltage source (not shown), and the variable current source 2 is connected to the other end of the one inductor 1a.
  • the inductance value of one inductor 1a is L1
  • the inductance value of the other inductor 1b is L2.
  • the terminal connected to the voltage source of the other inductor 1b can be connected to the ground potential.
  • the side of the variable current source 2 opposite to the connection side of the one inductor 1a is grounded, and is configured to control the current flowing through the one inductor 1a.
  • one inductor 1a and the other inductor 1b may be metal wires having inductance values L1 and L2, respectively.
  • a frequency band to which the variable inductor circuit is applied is assumed to be a high frequency band of 30 GHz or more, but is not limited to this frequency band.
  • the current of the variable current source 2 is controlled to change the current flowing through one inductor 1a.
  • the relationship between the magnetic flux and the current is represented by the formula (1).
  • ⁇ is a magnetic flux
  • L is an inductance
  • I is a current.
  • ⁇ L ⁇ I (1)
  • the coupling coefficient K is changed by the change of ⁇ 1, and the mutual inductance M is also changed. Change.
  • the inductance value as viewed from ZL shown in FIG. 1 inductance value as a variable inductor circuit
  • 2 and 3 show simulation results of the inductance value and Q value of the variable inductor circuit when the variable current source 2 is controlled to change the current flowing through one inductor 1a. It can be seen that the inductance value and the Q value viewed from ZL can be changed by changing the current.
  • the variable current source includes one inductor and the other inductor that are magnetically coupled to each other, and the variable current source that controls the current flowing through the one inductor. Since the inductance value of the other inductor is made variable by controlling the current flowing through one inductor, the mounting cost can be reduced and the inductance value can be adjusted electrically even in the high frequency band.
  • FIG. 4 is a configuration diagram of the variable inductor circuit according to the second embodiment.
  • the variable inductor circuit of the second embodiment includes an inductor 1 composed of one inductor 1a and the other inductor 1b magnetically coupled to each other, and a gm element 3.
  • One inductor 1a and the other inductor 1b are the same as the one inductor 1a and the other inductor 1b of the first embodiment.
  • the gm element 3 is an element that controls the current flowing through one inductor 1a, and has one end connected to one inductor 1a and the other end grounded. Also, the gm element 3 is configured to be controlled by a high frequency voltage to the other inductor 1b.
  • FIG. 5 shows a specific example of the gm element 3.
  • a bipolar transistor 31 is used for the gm element 3, and a capacitor 4 is connected to apply a DC voltage (Vbias) to the base terminal.
  • Vbias DC voltage
  • FIG. 6 shows a small signal equivalent circuit of the circuit of FIG.
  • L1 and L2 are one inductor 1a and the other inductor 1b which are magnetically coupled
  • M is a mutual inductance of L1 and L2.
  • C1 is the capacitance of the capacitor 4
  • the r [pi input resistance of bipolar transistor 31, r e is the output resistance of the bipolar transistor 31, i c is the collector current of the bipolar transistor 31.
  • the input impedance Zin of this small signal equivalent circuit can be expressed as shown in Equation (2).
  • Zin ⁇ j ⁇ L2 // (r ⁇ ⁇ j (1 / ( ⁇ C1))) ⁇ + ⁇ 2 M 2 / (j ⁇ L1 + 1 / gm) (2) *
  • ⁇ is the current amplification factor of the bipolar transistor 31, and
  • gm is the mutual conductance of the bipolar transistor 31.
  • the inductance value of the other inductor 1b can be changed.
  • FIG. 7 shows a configuration in which the buffer circuit 5 is connected before the control voltage input terminal of the gm element 3 as a specific circuit example.
  • FIG. 8 shows a specific circuit configuration of the gm element 3 and the buffer circuit 5.
  • One inductor 1a and the other inductor 1b are magnetically coupled to each other, one end of each of the one inductor 1a and the other inductor 1b is connected to a voltage source, and the other end of the one inductor 1a is used as a gm element 3.
  • the cascode amplifier (the first transistor 32 and the second transistor 33) is connected.
  • the other end of the other inductor 1b is connected to the second capacitor 6a, the buffer circuit 5 composed of the third transistor 34 and the fourth transistor 35 (here, an emitter follower circuit), and the second capacitor 6b.
  • the transistor 33 is connected to the base terminal.
  • the control current source 7 is connected to the collector terminal of the second transistor 33. With the cascode amplifier connected to one inductor 1a, the gm shown in Expression (2) is apparently increased, and the variable width of the inductance value is expanded.
  • the buffer circuit 5 relaxes reflection of the high frequency voltage between the point X and the second transistor 33.
  • the control current source 7 can change the direct current flowing through the first transistor 32 and is used for controlling the inductance value.
  • FIGS. 9 and 10 are simulation results of the inductance value and the Q value when the current value (I1) of the control current source 7 is controlled to change the current flowing through one inductor 1a.
  • the vertical axis of FIG. 9 shows inductance (Inductance [H])
  • the vertical axis of FIG. 10 shows Q value
  • the horizontal axis of FIGS. 9 and 10 shows frequency (Frequency [GHz]). From these figures, it can be seen that the inductance value and the Q value viewed from ZL can be changed by changing the current. Further, it can be seen that the variable range of the inductance value is expanded and the Q value is increased from the first embodiment.
  • the magnetic field coupled inductor 1 has been described with respect to one inductor 1a and the other inductor 1b.
  • three inductors one inductor 1a, the other inductor 1b, Similar effects can be obtained with the inductor 1b and the third inductor 1c).
  • the third inductor 1c is connected in parallel with one inductor 1a, and the other configuration is the same as in FIG. Or the same effect is acquired even if it targets three or more inductors.
  • the inductance value of one inductor is made variable by controlling the current flowing in the inductor other than one inductor.
  • variable inductor circuit includes one inductor and the other inductor that are magnetically coupled to each other, and a gm element that controls a current flowing through the one inductor. Since the current flowing through one inductor is controlled by controlling the terminal voltage of the other inductor and the inductance value of the other inductor is made variable, in addition to the effect of the first embodiment, the inductance value The variable width can be expanded and the Q value can be increased.
  • variable inductor circuit of the second embodiment one inductor and the other inductor that are magnetically coupled to each other, a cascode amplifier that controls a current flowing through the one inductor, and a collector terminal of a grounded emitter transistor of the cascode amplifier A current flowing through the cascode amplifier by applying a high-frequency voltage from the terminal of the other inductor to the cascode amplifier via a buffer circuit and changing the current of the control current source. Since the inductance value of the other inductor is made variable, in addition to the effects of the first embodiment, the variable range of the inductance value can be expanded and the Q value can be increased.
  • variable inductor circuit of the second embodiment three or more inductors including one inductor and the other inductor and magnetically coupled to each other are provided, and among the three or more inductors, an inductor other than one inductor By controlling the current flowing through the inductor, the inductance value of one inductor can be made variable. The inductance value can be adjusted.
  • FIG. 12 is a configuration diagram of the variable inductor circuit according to the third embodiment.
  • a limiting amplifier 8 is connected instead of the buffer circuit 5 of the second embodiment shown in FIG.
  • the gm value of the gm element 3 changes, and the inductance value viewed from ZL varies.
  • the limiting amplifier 8 by connecting the limiting amplifier 8 as shown in FIG. 12, the gm value of the gm element 3 can be kept constant, and the inductance value viewed from ZL can also be kept constant.
  • the third embodiment can also be applied to three or more inductors as in the configuration shown in FIG. 11 of the second embodiment.
  • variable inductor circuit of the third embodiment since the limiting amplifier is used instead of the buffer circuit of the second embodiment, the amplitude of the high-frequency voltage input to the variable inductor circuit is not constant. However, the inductance value of the variable inductor circuit can be kept constant.
  • variable inductor circuit relates to a configuration for electrically adjusting an inductance value, and is suitable for use in a matching circuit of a high frequency circuit.

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Abstract

一方のインダクタ（１ａ）と他方のインダクタ（１ｂ）は互いに磁界結合している。可変電流源（２）は、一方のインダクタ（１ａ）に流れる電流を制御する。一方のインダクタ（１ａ）に流れる電流を制御することで、他方のインダクタ（１ｂ）のインダクタンス値を可変とする。

Description

可変インダクタ回路
　本発明は、電気的にインダクタンス値を調整できる可変インダクタ回路に関するものである。
　無線通信に用いられる高周波回路では、動作させる周波数に合わせた整合回路が設けられている。整合回路により回路間のインピーダンス整合がとれ、回路間の電力反射を緩和し、結果として良好な特性が得られる。整合回路は、抵抗、コンデンサ、インダクタを用いるが、インダクタに関しては、一般的にインダクタンス成分を有する金属配線により形成されるためインダクタンス値を容易に調整することができず、動作周波数が変わると回路の性能が劣化してしまう。
　そこで、従来、電気的にインダクタンス値を調整する方法として、例えば、キャパシティブ回路をインダクティブ回路に変換するジャイレータに基づく可変インダクタ回路があった。しかしながら、このような可変インダクタ回路では、周波数が高くなると共振してしまい、３０ＧＨｚ以上の高周波帯ではインダクタンス値の調整をすることは困難であった。
　この問題を解決するため、例えば、特許文献１において、寄生容量が小さいトランジスタを用い、カスコード接続されている二つのトランジスタの相互コンダクタンス（ｇｍ）を可変させることと、二つのトランジスタの内、接地（ＧＮＤ）側に接続されているトランジスタの見かけ上のゲート－ソース間容量（Ｃｇｓ）を可変とすることで、高周波帯でも使用可能な可変インダクタ回路が示されている。
特開２０１５－２３９８号公報
　しかしながら、上記従来の可変インダクタ回路においては、高周波帯でも使用可能な可変インダクタを示してはいるものの、見かけ上のＣｇｓを変化させるにはバラクタダイオードを用いることとなり、それには制御電圧として２０Ｖ近くの直流電圧源を用意しなくてはならず、実装コストが増大するという問題点があった。
　この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、実装コストを抑え、高周波帯においても電気的にインダクタンス値を調整できる可変インダクタ回路を提供することを目的とする。
　この発明に係る可変インダクタ回路は、互いに磁界結合した一方のインダクタ及び他方のインダクタと、一方のインダクタに流れる電流を制御する可変電流源とを備え、可変電流源で一方のインダクタに流れる電流を制御することで、他方のインダクタのインダクタンス値を可変とするようにしたものである。
この発明の可変インダクタ回路は、可変電流源で一方のインダクタに流れる電流を制御することで、他方のインダクタのインダクタンス値を可変とするようにしたものである。これにより、実装コストを抑え、高周波帯においても電気的にインダクタンス値を調整することができる。
この発明の実施の形態１による可変インダクタ回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態１による可変インダクタ回路のインダクタンス値の変化を示す説明図である。 この発明の実施の形態１による可変インダクタ回路のＱ値の変化を示す説明図である。 この発明の実施の形態２による可変インダクタ回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態２による可変インダクタ回路のｇｍ素子の具体例を示す構成図である。 この発明の実施の形態２による可変インダクタ回路の等価回路を示す回路図である。 この発明の実施の形態２による可変インダクタ回路のバッファ回路を接続した例を示す構成図である。 この発明の実施の形態２による可変インダクタ回路の図７の回路の具体例を示す構成図である。 この発明の実施の形態２による可変インダクタ回路のインダクタンス値の変化を示す説明図である。 この発明の実施の形態２による可変インダクタ回路のＱ値の変化を示す説明図である。 この発明の実施の形態２による可変インダクタ回路の他の例を示す構成図である。 この発明の実施の形態３による可変インダクタ回路の構成図である。
　以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
　図１は、本実施の形態による可変インダクタ回路を示す構成図である。
　図１に示す可変インダクタ回路は、互いに磁界結合したインダクタ１と可変電流源２を備える。インダクタ１における一方のインダクタ１ａ及び他方のインダクタ１ｂの一端は電圧源（図示省略）に接続され、一方のインダクタ１ａの他端には可変電流源２が接続されている。一方のインダクタ１ａのインダクタンス値をＬ１、他方のインダクタ１ｂのインダクタンス値をＬ２とする。他方のインダクタ１ｂの電圧源に接続されている端子は接地電位への接続でも可能である。可変電流源２における一方のインダクタ１ａの接続側とは逆側は接地されており、一方のインダクタ１ａに流れる電流を制御するよう構成されている。なお、一方のインダクタ１ａ及び他方のインダクタ１ｂは、それぞれインダクタンス値がＬ１及びＬ２となる金属配線であってもよい。
　また、以下の各実施の形態の説明において、可変インダクタ回路が適用される周波数として３０ＧＨｚ以上の高周波帯を想定しているが、この周波数帯に限定されるものではない。
　次に、実施の形態１の可変インダクタ回路の動作について説明する。
　可変電流源２の電流を制御し、一方のインダクタ１ａを流れる電流を変化させる。ここで、磁束と電流には式（１）の関係がある。下式（１）において、Φは磁束、Ｌはインダクタンス、Ｉは電流である。
　　　Φ＝Ｌ×Ｉ　　　　（１）
　一方のインダクタ１ａに流れる電流を可変とすることで、一方のインダクタ１ａに生じる磁束Φ１も変化する。他方のインダクタ１ｂは一方のインダクタ１ａと磁界結合しており、相互インダクタンスＭ（＝Ｋ√（Ｌ１×Ｌ２））を生じており、Φ１の変化により、結合係数Ｋが変化し、相互インダクタンスＭも変化する。この結果、図１に示すＺＬからみたインダクタンス値（可変インダクタ回路としてのインダクタンス値）を可変とすることができる。
　図２及び図３は可変電流源２を制御して、一方のインダクタ１ａに流れる電流を変化させた時の可変インダクタ回路のインダクタンス値とＱ値のシミュレーション結果である。電流が変化することで、ＺＬからみたインダクタンス値とＱ値を変化させることができていることがわかる。
　以上説明したように、実施の形態１の可変インダクタ回路によれば、互いに磁界結合した一方のインダクタ及び他方のインダクタと、一方のインダクタに流れる電流を制御する可変電流源とを備え、可変電流源で一方のインダクタに流れる電流を制御することで、他方のインダクタのインダクタンス値を可変とするようにしたので、実装コストを抑え、高周波帯においても電気的にインダクタンス値を調整することができる。
実施の形態２．
　実施の形態２は、回路に入力される高周波電圧をｇｍ（トランスコンダクタンス）素子の制御電圧として用いて、一方のインダクタに流れる電流を制御するようにしたものである。
　図４は、実施の形態２の可変インダクタ回路の構成図である。
　実施の形態２の可変インダクタ回路は、互いに磁界結合した一方のインダクタ１ａと他方のインダクタ１ｂからなるインダクタ１と、ｇｍ素子３とを備える。一方のインダクタ１ａ及び他方のインダクタ１ｂは、実施の形態１の一方のインダクタ１ａ及び他方のインダクタ１ｂと同様である。ｇｍ素子３は、一方のインダクタ１ａを流れる電流を制御する素子であり、一端が一方のインダクタ１ａに接続され、他端が接地されている。また、ｇｍ素子３は、他方のインダクタ１ｂへの高周波電圧によって制御されるよう構成されている。
　図５にｇｍ素子３の具体例を示す。ｇｍ素子３にはバイポーラトランジスタ３１を用い、ベース端子に直流電圧（Ｖｂｉａｓ）を印加するためキャパシタ４が接続されている。
　次に、図５に示す回路の動作について説明する。図６に図５の回路の小信号等価回路を示す。図中、Ｌ１，Ｌ２は磁界結合した一方のインダクタ１ａ及び他方のインダクタ１ｂであり、ＭはＬ１，Ｌ２の相互インダクタンスである。また、Ｃ１はキャパシタ４の容量であり、ｒπはバイポーラトランジスタ３１の入力抵抗、ｒｅはバイポーラトランジスタ３１の出力抵抗、ｉｃはバイポーラトランジスタ３１のコレクタ電流となる。この小信号等価回路の入力インピーダンスＺｉｎは式（２）のように表すことができる。
　Ｚｉｎ＝｛ｊωＬ２／／（ｒπ－ｊ（１／（ωＣ１）））｝＋ω２Ｍ２／（ｊωＬ１＋１／ｇｍ）　　　（２）
　※式中／／は並列接続を示す
　ここで、ｒπ＝β／ｇｍの関係がある。βはバイポーラトランジスタ３１の電流増幅率であり、ｇｍはバイポーラトランジスタ３１の相互コンダクタンスである。図５及び図６に示す回路では、他方のインダクタ１ｂに並列接続しているｒπ、すなわちｇｍを制御することで、他方のインダクタ１ｂのインダクタンス値を変化させることができる。
　図７により具体的な回路例として、ｇｍ素子３の制御電圧の入力端子の前段にバッファ回路５を接続する構成を示す。図８はｇｍ素子３とバッファ回路５の具体的な回路構成を示している。一方のインダクタ１ａと他方のインダクタ１ｂは互いに磁界結合しており、一方のインダクタ１ａ及び他方のインダクタ１ｂのそれぞれの一端は電圧源に接続され、一方のインダクタ１ａの他端は、ｇｍ素子３としてカスコード増幅器（第１のトランジスタ３２及び第２のトランジスタ３３）に接続されている。他方のインダクタ１ｂの他端は、第１のキャパシタ６ａ、第３のトランジスタ３４と第４のトランジスタ３５（ここではエミッタフォロワ回路）からなるバッファ回路５、第２のキャパシタ６ｂを介して第２のトランジスタ３３のベース端子に接続されている。また、第２のトランジスタ３３のコレクタ端子には制御電流源７が接続されている。一方のインダクタ１ａに接続しているカスコード増幅器によって、式（２）で示したｇｍを見かけ上大きくし、インダクタンス値の可変幅を拡大する。バッファ回路５は、Ｘ点と第２のトランジスタ３３間の高周波電圧の反射を緩和する。また制御電流源７は第１のトランジスタ３２に流れる直流電流を可変とすることができ、インダクタンス値の制御として用いる。
　図９及び図１０は制御電流源７の電流値（Ｉ１）を制御して一方のインダクタ１ａに流れる電流を変化させた時のインダクタンス値とＱ値のシミュレーション結果である。図９の縦軸にインダクタンス（Ｉｎｄｕｃｔａｎｃｅ［Ｈ］）を、図１０の縦軸にＱ値を示し、図９及び図１０の横軸に周波数（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ［ＧＨｚ］）を示している。これら図から、電流が変化させることで、ＺＬからみたインダクタンス値とＱ値を変化させることができることがわかる。また、実施の形態１よりインダクタンス値の可変幅が拡大したことと、Ｑ値が高くなったことがわかる。
　なお、ここまでの実施の形態として、磁界結合したインダクタ１として、一方のインダクタ１ａと他方のインダクタ１ｂを対象に説明したが、図１１に示すように三つのインダクタ（一方のインダクタ１ａ、他方のインダクタ１ｂ、第３のインダクタ１ｃ）であっても同様の効果を得ることができる。なお、図１１において、第３のインダクタ１ｃは一方のインダクタ１ａと並列に接続されており、他の構成は図８と同様である。あるいは三つ以上の複数のインダクタを対象としても同様の効果が得られる。なお、インダクタが三つ以上であった場合は、一つのインダクタ以外のインダクタに流れる電流を制御することで、一つのインダクタのインダクタンス値を可変とする。
　以上説明したように、実施の形態２の可変インダクタ回路によれば、互いに磁界結合した一方のインダクタ及び他方のインダクタと、一方のインダクタに流れる電流を制御するｇｍ素子とを備え、ｇｍ素子を、他方のインダクタの端子電圧で制御することにより、一方のインダクタに流れる電流を制御し、他方のインダクタのインダクタンス値を可変とするようにしたので、実施の形態１の効果に加えて、インダクタンス値の可変幅を拡大でき、かつ、Ｑ値を高くすることができる。
　また、実施の形態２の可変インダクタ回路によれば、互いに磁界結合した一方のインダクタ及び他方のインダクタと、一方のインダクタに流れる電流を制御するカスコード増幅器と、カスコード増幅器のエミッタ接地側トランジスタのコレクタ端子に接続された制御電流源とを備え、他方のインダクタの端子からカスコード増幅器に対してバッファ回路を介して高周波電圧を印加すると共に、制御電流源の電流を変化させることで、カスコード増幅器を流れる電流を変化させ、他方のインダクタのインダクタンス値を可変とするようにしたので、実施の形態１の効果に加えて、インダクタンス値の可変幅を拡大でき、かつ、Ｑ値を高くすることができる。
　また、実施の形態２の可変インダクタ回路によれば、一方のインダクタ及び他方のインダクタを含み、互いに磁界結合した三つ以上のインダクタを備え、三つ以上のインダクタのうち、一つのインダクタ以外のインダクタに流れる電流を制御することで、一つのインダクタのインダクタンス値を可変とするようにしたので、三つ以上のインダクタが互いに磁界結合した構成についても、実装コストを抑え、高周波帯においても電気的にインダクタンス値を調整することができる。
実施の形態３．
　実施の形態２では、ｇｍ素子３に対しバッファ回路５を介して制御するようにしたが、バッファ回路５に代えてリミッティングアンプを用いてもよく、これを実施の形態３として説明する。図１２は、実施の形態３の可変インダクタ回路の構成図である。
　図１２に示すように、図７に示した実施の形態２のバッファ回路５に代えてリミッティングアンプ８が接続されている。例えば、可変インダクタ回路に入力される高周波電圧の振幅が一定でない場合、ｇｍ素子３のｇｍ値が変化してしまい、ＺＬからみたインダクタンス値が変動してしまう。これに対して、図１２のようにリミッティングアンプ８を接続することで、ｇｍ素子３のｇｍ値を一定に保つことができ、ＺＬからみたインダクタンス値も一定に保つことができる。
　なお、実施の形態３においても、実施の形態２の図１１に示した構成と同様に三つ以上のインダクタに対しても適用可能である。
　以上説明したように、実施の形態３の可変インダクタ回路によれば、実施の形態２のバッファ回路に代えてリミッティングアンプとしたので、可変インダクタ回路に入力される高周波電圧の振幅が一定でない場合でも、可変インダクタ回路のインダクタンス値を一定に保つことができる。
　なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
　以上のように、この発明に係る可変インダクタ回路は、電気的にインダクタンス値を調整するための構成に関するものであり、高周波回路の整合回路に用いるのに適している。
　１　インダクタ、１ａ　一方のインダクタ１ａ、１ｂ　他方のインダクタ、２　可変電流源、３　ｇｍ素子、４　キャパシタ、５　バッファ回路、６ａ　第１のキャパシタ、６ｂ　第２のキャパシタ、７　制御電流源、８　リミッティングアンプ。

Claims (5)

  1. 　互いに磁界結合した一方のインダクタ及び他方のインダクタと、
    　前記一方のインダクタに流れる電流を制御する可変電流源とを備え、
    　前記可変電流源で前記一方のインダクタに流れる電流を制御することで、前記他方のインダクタのインダクタンス値を可変とすることを特徴とする可変インダクタ回路。
  2. 　互いに磁界結合した一方のインダクタ及び他方のインダクタと、
    　前記一方のインダクタに流れる電流を制御するｇｍ素子とを備え、
    　前記ｇｍ素子を、前記他方のインダクタの端子電圧で制御することにより、前記一方のインダクタに流れる電流を制御し、前記他方のインダクタのインダクタンス値を可変とすることを特徴とする可変インダクタ回路。
  3. 　互いに磁界結合した一方のインダクタ及び他方のインダクタと、
    　前記一方のインダクタに流れる電流を制御するカスコード増幅器と、
    　前記カスコード増幅器のエミッタ接地側トランジスタのコレクタ端子に接続された制御電流源とを備え、
    　前記他方のインダクタの端子から前記カスコード増幅器に対してバッファ回路を介して高周波電圧を印加すると共に、前記制御電流源の電流を変化させることで、前記カスコード増幅器を流れる電流を変化させ、前記他方のインダクタのインダクタンス値を可変とすることを特徴とする可変インダクタ回路。
  4. 　前記バッファ回路に代えてリミッティングアンプとしたことを特徴とする請求項３記載の可変インダクタ回路。
  5. 　前記一方のインダクタ及び前記他方のインダクタを含み、互いに磁界結合した三つ以上のインダクタを備え、
    　当該三つ以上のインダクタのうち、一つのインダクタ以外のインダクタに流れる電流を制御することで、前記一つのインダクタのインダクタンス値を可変とすることを特徴とする請求項１から請求項４のうちのいずれか１項記載の可変インダクタ回路。
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