DE69533071T2 - Oszillatorschaltung - Google Patents

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Description

  • Technisches Gebiet
  • Diese Erfindung betrifft eine Oszillatorschaltung zur Anwendung z. B. in einer elektronischen Sehhilfe, welche ein transportables Radarsystem enthält.
  • Stand der Technik
  • Radarsysteme sind weithin für ihre Fähigkeit, feststehende und bewegliche Ziele zu erfassen und zu verfolgen, bekannt, und haben in Navigationssystemen für Fahrzeuge z. B. in Flugzeugen und Schiffen, weite Verbreitung gefunden. Die Größe, die Komplexität sowie die Kosten für diese Systeme schließen jedoch den Einsatz solcher Systeme im kleinen Maßstab durch einen individuellen Beobachter aus. Obgleich Radarsysteme geringer Größe als Geschwindigkeitsdetektoren zur Verkehrskontrolle von Motorfahrzeugen sowie als Abstandsdetektoren in Motorfahrzeugen entwickelt wurden, kann von keinem dieser Radarsysteme, vor allem im Hinblick auf den Energiebedarf solcher Radarsysteme, behauptet werden, dass sie durch eine Person leicht getragen werden könnten.
  • Es besteht deshalb Bedarf an einer Oszillatorschaltung, welche z. B. zur Anwendung in einem kleinen tragbaren Radarsystem geeignet ist, welches z. B. von Blinden oder Sehbehinderten Personen verwendet werden kann, um sich in angemessener und leichter Weise in ihrer Umgebung selbst zu führen, indem sie mit einer Einrichtung ausgerüstet werden, mit der sie feststehende und bewegliche Objekte in ihrer unmittelbaren Umgebung erfassen und verfolgen können.
  • EP-A-0 536 835 beschreibt einen Mikrowellenoszillator, der in einem Wellenleiterhohlraum angeordnet ist. Ein harmonischer Mischer ist in einem zweiten Mikrowellenhohlraum angeordnet, und ein Frequenzdiskriminator wird in einer Rückkopplungsschleife verwendet, um die Quelle zu stabilisieren.
  • EP-A-0 164 994 beschreibt einen RF-Oszillator, der eine RF-Quelle mit variabler Frequenz umfasst, die eine Gunndiode und eine Varaktor besitzt, welche in einen Mikrowellenhohlraum angeordnet sind. Die selbstmischende Funktion der Gunndiode wird verwendet, um eine Zwischenfrequenz zu erzeugen, welche verwendet wird, um die Frequenz der RF-Quelle über einen Frequenzfangkreis zu steuern.
  • Beschreibung der Erfindung
  • Erfindungsgemäß wird eine stabilisierte spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung geschaffen, welche im Millimeterwellenbereich arbeitet, wobei die stabilisierte spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung umfasst: einen spannungsgesteuerten Oszillator, welcher einen Varaktor und eine Gunndiode besitzt, die durch den Varaktor gesteuert wird, einen Lokaloszillator, welcher einen dielektrischen Resonator aufweist, einen harmonischen Mischer, der so geschaltet ist, dass er ein stabilisiertes Lokaloszillator(LO)-Frequenzsignal von dem Lokaloszillator und ein Radiofrequenz(RF)-Signal von einem Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators empfängt, wobei der harmonische Mischer zwei Dioden, die antiparallel angeordnet sind, sowie ein Tiefpassfilter enthält, und so geschaltet ist, dass er das LO-Frequenzsignal mit dem RF-Signal mischt, um ein Zwischenfrequenz(ZF)-Signal (englisch IF-Signal) zu erhalten, einen ZF-Verstärker, der so verbunden ist, dass er das ZF-Signal empfängt, einen linearen Frequenzdiskriminator, der so verbunden ist, dass er ein Ausgangssignal von dem ZF-Verstärker empfängt und vorgesehen ist, um ein Ausgangsspannungssignal zu erzeugen, sowie einen Summierverstärker, der einen ersten Eingang besitzt, welcher so verbunden ist, dass er das Ausgangsspannungssignal empfängt, wobei der Summierverstärker vorgesehen ist, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, das einem Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators zugeführt wird, und der spannungsgesteuerte Oszillator, der Lokaloszillator, der harmonische Mischer, der ZF-Verstärker, der lineare Frequenzdiskriminator und der Summierverstärker zu einem geschlossenen Regelkreis verbunden sind, in welchem während des Betriebes der lineare Frequenzdiskriminator ein Rückkopplungssignal erzeugt, welches den spannungsgesteuerten Oszillator stabilisiert, da durch gekennzeichnet, dass der spannungsgesteuerte Oszillator, der Lokaloszillator, der lineare Frequenzdiskriminator und der harmonische Mischer Mikrostripbauelemente sind, welche nicht in einem Wellenleiter angeordnet sind, und der spannungsgesteuerte Oszillator einen Zweikreis-Transformator umfasst, welcher die Impedanzen des spannungsgesteuerten Oszillators abstimmt, wobei der harmonische Mischer ein Radiofrequenz-Bandpassfilter und ein Zwischenfrequenzfilter umfasst und so verbunden ist, dass er das Radiofrequenz(RF)-Signal über einen Mikrostrip-Koppler und eine Mikrostrip-Übertragungsleitung empfängt, und der lineare Frequenzdiskriminator einen Frequenzteiler, einen Leistungsteiler, zusätzliche Resonatoren, abstimmende Netzwerke für die zusätzlichen Resonatoren, abstimmende Netzwerke für entsprechende Dioden des Frequenzdiskriminators und einen Ausgangsanschluss umfasst.
  • Vorzugsweise umfasst der Lokaloszillator eine Gunn-/Impattdiode und ein Tiefpassfilter.
  • Vorzugsweise umfasst das Tiefpassfilter eine Matrix aus einem Mikrostrip-Kondensator und induktiven Elementen.
  • Vorzugsweise umfasst der spannungsgesteuerte Oszillator einen Bypasskondensator.
  • Vorzugsweise umfasst die Schaltung weiterhin einen Sägezahngenerator, der mit einem zweiten Eingang des Summierverstärkers verbunden ist.
  • Die Oszillatorschaltung kann z. B. in einer elektronischen Sehhilfe verwendet werden, welche ein kleines tragbares Personenradarsystem umfasst, welches so gestaltet ist, dass es von einer Person getragen werden kann, wobei das Radarsystem eine miniaturisierte vordere Radarendeinheit umfasst, welche mit elektromagnetischer Strahlung im Millimeterwellenbereich, einer elektrischen Energiequelle, einer Signalverarbeitungseinrichtung und einer sensorischen Ausgabeeinrichtung arbeitet.
  • Bevorzugt ist in der elektronischen Sehhilfe die vordere Radareinheit so gestaltet, dass sie am Kopf des Benutzers getragen werden kann, weil dies einen einfachen Abtastmechanismus für die vordere Radareinheit infolge der Bewegung des Kopfes des Benutzers nach oben oder unten sowie nach links oder rechts darstellt. Somit ist die Radarendeinheit an einer natürlichen Plattform mit zwei Freiheitsgraden befestigt, und es besteht keine Notwendigkeit, in die Einheit einen angetriebenen Abtastmechanismus in irgendeiner Form einzubauen, um deren volle Funktionsfähigkeit zu sichern. Bevorzugt ist die Radarendeinheit in Form eines Paares von Brillengläsern realisiert, in welchen sowohl eine Sende- als auch eine Empfangsantenne des Radarsystems auf den jeweiligen Glaselementen der Brille befestigt sind, und die analogen Bereiche einer Sendeschaltung und einer Empfangsschaltung sind an den jeweiligen seitlichen Rahmenteilen der Brille befestigt.
  • Die elektronische Sehhilfe ist so gestaltet, dass sie mit elektromagnetischen Wellen arbeitet, deren Wellenlänge im Millimeterbereich liegt, d. h. deren Frequenzen zwischen 35 und 220 Gigahertz (GHz) liegen. Die bevorzugte Frequenz beträgt 94 GHz.
  • Die elektrische Energiequelle und die Signalverarbeitungseinrichtung sind beide in einem geeigneten Gehäuse angeordnet, welches so gestaltet ist, dass es von der Person als Gürtel-, Brust- oder Rückeneinheit getragen werden kann.
  • Ein Ausgangssignal von der Signalverarbeitungseinrichtung wird durch ein geeignetes Kabel zu einer sensorischen Ausgabeeinrichtung übertragen, und die sensorische Ausgabeeinrichtung wandelt das Ausgangssignal in ein sensorisches Signal um, welches für den Benutzer sowohl erfassbar als auch leicht verständlich ist. Ein solches sensorisches Signal kann durch jeden der fünf Sinne des Menschen nämlich durch Sehen, Hören, Riechen, Fühlen oder Schmecken erfasst werden. In der bevorzugten Ausführungsform der Sehhilfe, welche speziell entwickelt wurde, um einer blinden oder sehbehinderten Person zu helfen, ist die sensorische Ausgangseinrichtung eine audielle Ausgangseinrichtung, welche ein Audiosignal direkt zu Kopfhörern übermittelt, die durch den Benutzer getragen werden.
  • Das in der elektronischen Sehhilfe verwendete Radarsystem wurde in seiner Größe sowohl durch die Wahl der geringen Wellenlänge der verwendeten Strahlung als auch durch die Anwendung von miniaturisierenden Technologien bei der Herstellung des Systems erreicht. So wird z. B. die Mikrostrip-Technologie verwendet, um die verschiedenen Übertragungsleitungen und die passiven elektronischen Bauelemente, die in den Funkfrequenz(RF)- und Zwischenfrequenz(IF)-Stufen des Systems erforderlich sind, herzustellen, und Dickfilm-Hybridtechnologien werden für die niederfrequenten Bauteile des Systems verwendet. Teure nachbearbeitete Bauteile, wie z. B. Wellenleiter, werden in dem System nicht verwendet. In der bevorzugten Ausführungsform der Sehhilfe ist das verwendete Radarsystem ein frequenzmoduliertes Dauerstrich-Radarsystem, welches geringere Kosten verursacht als einige andere Typen von möglichen Radarsystemen, wie z. B. das Monopuls-Radarsystem.
  • Ein Merkmal der elektronischen Sehhilfe besteht darin, dass durch die Verwendung einer Arbeitsstrahlung im Millimeterwellenbereich und der Mikrostrip-Herstellungstechnologie es möglich ist, eine horizontal ausgerichtete Arrayantenne herzustellen, welche eine sehr enge Strahlenbreitencharakteristik von z. B. 2 Grad bei 94 GHz aufweist. Dadurch kann ein Nutzer der elektronischen Sehhilfe ein beträchtliches Raumvolumen erfassen, und leicht die physische Existenz und das Ausmaß darin vorhandener Objekte bestimmen, vorausgesetzt, dass diese Objekte nicht in einem Winkel von weniger als 2 Grad der Antenne des Radarsystems gegenüberliegen. Dies bedeutet in der Praxis, dass der Benutzer Objekte mit einer Größe von nur 2,5 cm in einer Entfernung von 1 Meter erfassen kann.
  • Weiterhin wird die Funktion der in der elektronischen Sehhilfe verwendeten Strahlung im Millimeterwellenlängenbereich in Umgebungen mit geringer Sichtweite, z. B. bei Nebel, Dunst oder Rauch nur in relativ geringem Maße gedämpft. So beträgt z. B. die Einwegdämpfung bei der 94 GHz-Strahlung in dickem Nebel etwa 3 dB/km, wohingegen bei Infrarotstrahlung die Dämpfung etwa 100 dB/km beträgt. Die Durchdringung von Nebel und Rauch bei 94 GHz-Strahlung ist somit der Infra rotstrahlung weit überlegen. Dementsprechend kann die elektronische Sehhilfe, welche sowohl leicht transportierbar als auch der Tragbarkeit durch einen Nutzer angepasst ist, durch Feuerwehrleute verwendet werden, wenn sie bei dickem Qualm oder unter Flammenentwicklung arbeiten, um das Vorhandensein irgendwelcher Objekte oder Hindernisse, deren Erkennbarkeit durch den dicken Qualm oder die Flammen versperrt ist, zu erfassen.
  • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • 1 ist eine schematische Zeichnung einer Schaltung eines Radarsystems für eine elektronische Sehhilfe;
  • 2 ist eine Vorderansicht einer Brille, welche eine vordere Endeinheit des in 1 dargestellten Radarsystems zeigt;
  • 3 ist eine Ansicht des linken Seitengestells der in 2 dargestellten Brille;
  • 4 ist eine Ansicht des rechten Seitengestells der in 2 dargestellten Brille;
  • 5 ist eine isometrische perspektivische Ansicht eines Anwenders, welcher die in den 2, 3 und 4 dargestellte Brille trägt;
  • 6 ist eine isometrische perspektivische, teilweise geschnittene Ansicht eines Teiles einer Mikrostripübertragungsleitung, wie sie in der Schaltung des in 1 dargestellten Radarsystems verwendet wird;
  • 7 ist eine Draufsicht auf eine horizontal ausgerichtete Arrayantenne, wie sie in der in 2 dargestellten Brille verwendet wird;
  • 8 ist eine Draufsicht auf einen Teil der in 7 dargestellten horizontal ausgerichteten Arrayantenne, welche das Muster einer Mikrostripzuführung zur Antenne zeigt;
  • 9 ist ein schematisches Diagramm einer Mikrostripschaltung einer Empfangsoszillator-Baugruppe des in 1 dargestellten Radarsystems;
  • 10 ist ein schematisches Diagramm einer Mikrostripschaltung einer harmonischen Mischstufe des in 1 dargestellten Radarsystems;
  • 11a ist ein schematisches Diagramm einer Mikrostripschaltung eines linearen Frequenzdiskriminators des in 1 dargestellten Radarsystems;
  • 11b ist eine grafische Wiedergabe eines Signals, welches in der Mikrostripschaltung nach 11a erzeugt wurde;
  • 11c ist eine grafische Wiedergabe eines Ausgangssignals, welches in der Mikrostripschaltung nach 11a erzeugt wurde;
  • 12a ist eine Draufsicht auf ein spannungsgesteuertes Oszillatorbauteil des in 1 dargestellten Radarsystems;
  • 12b ist eine Querschnittsansicht eines spannungsgesteuerten Oszillatorbauteils des in 1 dargestellten Radarsystems;
  • 13 ist ein schematisches Diagramm einer Mikrostripschaltung der Hybridschaltung eines Funkfrequenz-Ringmischer-Bauteiles für das in 1 dargestellte Radarsystem;
  • 14 ist ein schematisches Diagramm einer Mikrostripschaltung eines Tiefpassfilter-Bauteiles für das in 1 dargestellte Radarsystem;
  • 15 ist ein schematisches Diagramm der Wellenformen der gesendeten, der empfangenen sowie der Überlagerungsfrequenzen, die während der Funktion des in 1 dargestellten Radarsystems erzeugt werden;
  • 16 ist eine grafische Wiedergabe des Strahlungsmusters, welches an der horizontal ausgerichteten Arrayantenne nach 7 erzeugt wird;
  • 17 ist ein schematisches Blockdiagramm einer zweiten Ausführungsform eines Radarsystems für eine elektronische Sehhilfe; und
  • 18 ist eine Vorderansicht einer Brille, welche eine vordere Endeinheit des in 17 dargestellten Radarsystems bildet.
  • Beste Form zur Umsetzung der Erfindung
  • Eine bevorzugte Ausführungsform der elektronischen Sehhilfe ist in den 1 bis 14 dargestellt, in welchen eine vordere Radarendeinheit der elektronischen Sehhilfe die Form eines an einer Brille befestigten Systems 22 mit einer Antenne, einem Empfänger und einem Sender (im Weiteren als SMART-System 22 bezeichnet) aufweist. In 1 sind ein schematisches Schaltbild des SMART-Systems 22 sowie Teile einer als Gürteleinheit tragbaren Signalverarbeitungs- und Stromversorgungseinheit 24 der bevorzugten Ausführungsform der elektronischen Sehhilfe dargestellt. Das SMART-System 22 umfasst eine Sendeantenne 30 und eine Empfangsantenne 32. Die Sendeantenne 30 ist durch eine Mikrostripübertragungsleitung 33 mit dem Ausgang einer rückgekoppelten Sendeschaltung verbunden, welche einen spannungsgesteuerten Oszillator 34, einen Koppler 36, einen harmonischen Mischer 38, einen Empfangsoszillator 40, einen Verstärker 42, einen linearen Frequenzdiskriminator 44 und einen Summenverstärker 46 umfasst.
  • Bei der Funktion dieser rückgekoppelten Schaltung erzeugt der Empfangsoszillator 40 ein stabilisiertes Empfangsoszillator(LO)-Frequenzsignal, welches über eine Mikrostripübertragungsleitung 39 dem Eingang eines harmonischen Mischers 38 zugeführt wird. Ein geringer Betrag der Funkfrequenz(RF)-Energie wird durch den Koppler 36 von der Übertragungsleitung 33 entnommen und einem zweiten Eingang des harmonischen Mischers 38 über eine Mikrostripübertragungsleitung 37 zugeführt. Der harmonische Mischer 38 mischt das RF-Signal vom Koppler 36 mit dem LO-Frequenzsignal vom Empfangsmodulator 40, um eine Überlagerungsfrequenz zu erzeugen, die als Zwischenfrequenz (IF) bezeichnet wird, und welche dem Eingang des Zwischenfrequenzverstärkers 42 über eine Mikrostripübertragungsleitung 41 zugeführt wird. Die Bauteile 36, 38, 40 und 42 sind alle Teile des SMART-Systems 22.
  • Das Ausgangssignal vom IF-Verstärker 42 wird über eine Ausgangsleitung 43 einem linearen Frequenzdiskriminator 44 zugeführt, welcher in der Gürteleinheit 24 angeordnet ist. Der Frequenzdiskriminator 44 erzeugt ein Ausgangsspannungssignal, welches über eine Ausgangsleitung 45 einem Eingang des Summenverstärkers 46 zugeführt wird. Der Summenverstärker 46 ist zusammen mit einem linearen Sägezahngenerator 48 ebenfalls innerhalb der Gürteleinheit 24 angeordnet. Der lineare Sägezahngenerator 48 erzeugt ein Sägezahnspannungssignal, welches einem zweiten Eingang des Summenverstärkers 46 über eine Eingangsleitung 47 zugeführt wird. Ein Ausgangssignal vom Summenverstärker 46 wird einem Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators 34 über eine Ausgangsleitung 35 zugeführt. Der spannungsgesteuerte Oszillator 34 enthält eine spannungsgesteuerte Gunndiode und wird im Weiteren unter Bezugnahme auf die 12a und 12b näher beschrieben. Die Wellenform des Ausgangssignals des Summenverstärkers 46 erzeugt ein Ausgangssignal vom spannungsgesteuerten Oszillator 34, welches frequenzmodu liert ist, und dieses frequenzmodulierte Ausgangssignal wird der Sendeantenne 30 über die Mikrostripübertragungsleitung 33, um den Kreis zu schließen, zugeführt.
  • Diese rückgekoppelte Sendeschaltung verwendet den Frequenzdiskriminator 44, um ein Rückkopplungssignal zu erzeugen, welches den abstimmbaren spannungsgesteuerten Oszillator 34 stabilisiert. Der spannungsgesteuerte Oszillator 34 wird wirksam in einer Abstimmungscharakteristik des Frequenzdiskriminators 44 „verriegelt", wie dies im Weiteren unter Bezugnahme auf die 11b und 11c grafisch dargestellt werden soll. Weil diese Abstimmungscharakteristik linear ist, wird der spannungsgesteuerte Oszillator 34 linear abgestimmt.
  • Ein Anwender bzw. eine Anwenderin dieser bevorzugten Ausführungsform der elektronischen Sehhilfe trägt das SMART-System 22 an seinem bzw. ihrem Kopf in ähnlicher Weise, wie eine Brille getragen wird. Während der Funktion der elektronischen Sehhilfe kann das Radarsignal, welches von der Sendeantenne ausgesendet wird, über die Objekte, welche sich vor dem Nutzer befinden, durch geeignete Bewegung des Kopfes des Benutzers verteilt werden, und jedes abgetastete Objekt strahlt einen bestimmten Anteil des gesendeten Signals zurück zur Empfangsantenne 32 des SMART-Systems 22. Das zurückgeworfene und von der Empfangsantenne 32 empfangene Signal wird einem Eingang eines Funkfrequenz-Hybridringmischers 52 über eine Mikrostripübertragungsleitung 49 zugeleitet. Ein Koppler 50, welcher neben der Ausgangsübertragungsleitung 33 angeordnet ist, wirkt als Lokal-oszillator, indem er einen kleinen Teil des Sendesignals aufnimmt und es an einen zweiten Eingang des Hybridringmischers 52 über eine Mikrostripübertagungsleitung 51 weiterleitet. Der Hybridringmischer 52 ist im Weiteren ausführlicher unter Bezugnahme auf die 13 beschrieben. Der Hybridringmischer 52 erzeugt ein Zwischenfrequenz(IF)-Signal, welches eine Überlagerungsfrequenz ist und die Differenzfrequenz zwischen den gesendeten und empfangenen Signalen darstellt, die den beiden Eingängen des Hybridringmischers 52 zugeleitet werden.
  • Das IF-Signal vom Hybridringmischer 52 wird über eine Mikrostripübertragungsleitung 53 dem Eingang eines Tiefpassfilters 54 zugeführt, welches so gestaltet ist, dass es nur dem IF-Signal ermöglicht, zu einem Eingang eines IF-Verstärkers 56 über eine Mikrostripübertragungsleitung 55 zu gelangen. Der IF-Verstärker 56 erzeugt ein verstärktes IF-Ausgangssignal, welches einem Eingang eines Analog-Digital-Konverters (ADC) 58 über eine Ausgangsleitung 57 zugeführt wird. Das verstärkte IF-Signal wird durch den ADC 58 aus einem Analogsignal in ein digitales Signal gewandelt, und das digitale Ausgangssignal vom ADC 58 wird an den Eingang einer signalverarbeitenden Einrichtung 60 über eine Ausgangsleitung 59 weitergeleitet. Sowohl der ADC 58 als auch die signalverarbeitende Einheit 60 sind in der Gürteleinheit 24 untergebracht.
  • Die signalverarbeitende Einheit 60 berechnet den Bereich und die Geschwindigkeit des Objektes bzw. der Objekte, welche(s) relativ zum Benutzer erfasst wird(werden), und, wo immer möglich, identifiziert es das Objekt bzw. die Objekte. Die signalverarbeitende Einheit 60 beinhaltet einen Objekterkennungsalgorithmus, um die Identifikation des ermittelten Objektes zu unterstützen, und erzeugt ein audielles Ausgangssignal, welches alle ermittelten Charakteristika des Objektes bzw. der Objekte verkörpert. Dieses audielle Signal wird einem Audio-Ausgangskabel 102 zugeführt, das mit Stereokopfhörern 98, welche vom Benutzer getragen werden (siehe 5), verbunden ist.
  • Nunmehr sollen die 2, 3 und 4 betrachtet werden, welche die erforderliche Konfiguration des SMART-Systems 22 zeigen. 2 ist eine Vorderansicht des SMART-Systems 22, aus welcher erkennbar ist, dass es ein Paar brillenglasähnlicher Elemente 75 aufweist, die durch einen Rahmen 76, welcher eine obere horizontale Querstrebe 80 aufweist, gehalten wird. Die brillenglasähnlichen Elemente 75 sind aus einem geeigneten dielektrischen Substrat, z. B. Quarz, gebildet, und die Querstrebe 80 ist ein rechteckiges Stück eines geeigneten dielektrischen Substrates (z. B. Aluminiumoxid), welches auf eine metallische Grundfläche aufgebracht ist. Das rechte Element 75, wie es in 2 dargestellt ist, trägt eine horizontal ausgerichtete Arrayantenne 78, welche die Sendeantenne 30 in 1 bildet, und das linkte Element 75 trägt, wie in 2 erkennbar ist, eine ähnliche horizontal ausgerichtete Arrayantenne 90, welche die Empfangsantenne 32 in 1 bildet. An der Querstrebe 80 sind der spannungsgesteuerte Oszillator 34, der Koppler 36 und die Mikrostripübertragungsleitungen 33, 35 und 37 der Sendeschaltung des in 1 dargestellten Radarsystems sowie der Koppler 50 und die Mikrostripübertragungsleitungen 49 und 51 der Empfangsschaltung des in 1 dargestellten Radarsystems angeordnet.
  • 3 ist eine Seitenansicht des SMART-System 22, welches eine linke Rahmenhalterung 82 für den Rahmen 76 zeigt, wobei die Rahmenhalterung 82 aus einem geeigneten dielektrischen Materialsubstrat, z. B. aus Aluminiumoxid, welches auf eine metallische Grundfläche aufgebracht ist, hergestellt wird. Die Rahmenhalterung 82 trägt die harmonische Mischstufe 38, den Empfangsoszillator 40, den Verstärker 42 und die Mikrostripübertragungsleitungen 35, 37, 39, 41 und 43 der Sendeschaltung des in 1 dargestellten Radarsystems.
  • 4 ist eine Seitenansicht des SMART-Systems 22, welches eine rechte Rahmenhalterung 84 für den Rahmen 76 zeigt, wobei die Rahmenhalterung 84 aus einem geeigneten dielektrischen Materialsubstrat, z. B. aus Aluminiumoxid, welches auf eine metallische Grundfläche aufgebracht ist, hergestellt wird. Die Rahmenhalterung 84 trägt den Hybridringmischer 52, das Tiefpassfilter 54, den IF-Verstärker 56 und die Mikrostrip-Übertragungsleitungen 49, 51, 53, 55 und 57 der Empfangsschaltung des in 1 dargestellten Radarsystems.
  • 5 zeigt das SMART-System 22, wie es vom Benutzer zusammen mit dem linken Teil eines Paares von Stereokopfhörern 98 getragen wird, einen Teil des audiellen Ausgangskabels 100, welches von dem (nicht dargestellten) Gürtelteil ausgeht, und einen Teil eines Stromversorgungskabels 102, welches dem SMART-System 22 von einer Batterie (nicht dargestellt), die sich in dem Gürtelteil befindet, Gleichspannung zuführt.
  • 6 ist eine isometrische, perspektivische Querschnittansicht eines Teiles einer Mikrostripübertragungsleitung, wie sie für die Übertragungsleitungen in dem SMART-System 22 verwendet wird. Wie aus 6 ersichtlich ist, umfasst die Übertragungsleitung eine Metallstreifenleiter 62, der auf einer oberen Fläche eines isolierenden plattenartigen Teils 64, welches aus einem dielektrischem Material gebildet ist, abgelagert wird, wobei eine untere Fläche des plattenartigen Teiles 64 mit einem metallisch leitenden Film 66 beschichtet ist.
  • Die 7 und 8 zeigen Einzelheiten der horizontal ausgerichteten Matrix, wie sie als Sendeantenne 78 und als Empfangsantenne 90 in dem in 2 dargestellten SMART-System 22 verwendet wird. Jede horizontal ausgerichtete Matrix umfasst 64 metallische Mikrostripelemente 68, die auf einer 16 × 16 großen Matrix auf der Fläche eines Quarzsubstrates 69, welches die jeweiligen brillenglasähnlichen Elemente 75 des SMART-Systems 22 für die Matrix bildet, abgelagert sind. Jedes der metallischen Mikrostripelemente 68 hat eine rechteckige Querschnittsform mit einer Länge von 0,752 mm und einer Breite von 0,188 mm. Das Quarzsubstrat 69 hat eine Dicke von 0,13 cm. Wie 7 zeigt, beträgt der horizontale Abstand dx zwischen benachbarten Mikrostipelementen 68 1,063 mm, und der vertikale Abstand dy zwischen benachbarten Mikrostripelementen 68 beträgt 0,3114 mm.
  • 8 zeigt ein 6 × 6 großes Matrixteil einer horizontal ausgerichteten Matrix nach 7, um eine bevorzugte Netzwerkanordnung von direkt versorgten Elementen 68 darzustellen, in welchem die Elemente 68 durch eine Folge von diagonalen Leitungen 72 hoher Impedanz verbunden sind. Die Strahlung, die während der Funktion des SMART-Systems 22 der Matrix zugeführt oder von dieser abgeleitet wird, tritt in das Netzwerk von Leitungen 72 mit hoher Impedanz von einem zentralen Zuführungspunkt 74 ein, welcher sich durch das Quarzsubstrat 69 hindurch zu einem Miniaturkoaxialsteckverbinder (nicht dargestellt), welcher daran befestigt ist, erstreckt. Ein alternatives Verfahren zur Zuführung der Signalenergie, z. B. zu den Elementen 68 der Sendearrayantenne 78 besteht darin, jedes Element 68 durch das Substrat 69 mit einem parallelen Zuführungsnetzwerk so zu verbinden, dass die übertragene Energie zu jedem Element 68 durch das Substrat 69 verzweigt wird. Ein solches paralleles Zuführungsnetzwerk ist nicht so kosteneffektiv wie die in 8 dargestellte Querzuführungsmatrix.
  • 9 zeigt Einzelheiten der Schaltung des Empfangsoszillators 40 der rückgekoppelten Sendeschaltung des SMART-Systems 22. Die Schaltbauteiles des Empfangsoszillators 40 sind auf einem Aluminiumoxidsubstrat, welches eine relative dielektrische Konstante von 9,6 und eine Dicke von 0,38 mm aufweist, befestigt. Die Schaltbauteile umfassen einen dielektrischen Resonator 104, eine Gunn-/Impatt-Diode 108 und ein Tiefpassfilter 109. Der dielektrische Resonator 104 ist ein Zylinder mit einem Radius von 1,3345 mm und einer Höhe von 1,01098 mm, welcher aus Bariumtetratitanat gebildet ist, das eine dielektrische Konstante von 36,5 aufweist. Die Resonanzfrequenz des zylindrischen Resonators 104 beträgt 23,25 GHz. Der dielektrische Resonator 104 ist mit der Gunn-/Impatt-Diode 108 über eine 50 Ohm Mikrostripübertragungsleitung 106 verbunden, wobei der Abstand zwischen dem dielektrischen Resonator 104 und der Diode 108 5,0 mm beträgt. Während der Funktion des SMART-Systems 22 wird die Diode 108 mittels des dielektrischen Resonators, welcher mit einer Festfrequenz von 23,25 GHz oszilliert, frequenzstabilisiert. Das Tiefpassfilter 109 wird zwischen der Diode 108 und einer Funkfrequenzausgangleitung 124 des Empfangsoszillators 40 angeordnet, und die Gleichspannung wird zu dem Empfangsoszillator 40 vom Spannungskabel 102 über eine 50 Ohm-Eingangsleitung 120 zugeführt. Das Tiefpassfilter 109 umfasst eine Matrix von Mikrostripelementen 110, 112, 114, 116 und 118, wobei die Elemente 110, 114 und 118 kapazitive Elemente mit zugehörigen Werten von 0,0976 pF, 0,0891 pF und 0,0868 pF und die Elemente 112 und 116 induktive Elemente mit den zugehörigen Werten von 0,4724 nH und 0,2956 nH sind. Eine Mikrostripübertragungsleitung 122, welche mit dem dielektrischen Resonator 104 verbunden ist, wird an eine fiktive Last angeschlossen.
  • Nun soll die 10 beschrieben werden, welche die Mikrostripschaltung des harmonischen Mischers 38 der rückgekoppelten Sendeschaltung des SMART-Systems 22 zeigt. Die Schaltbauteile des harmonischen Mischers umfassen ein Funkfrequenz-Bandpassfilter 126, zwei Beam-Lead-Dioden 128, welche in antiparalleler Weise angeordnet sind, ein Tiefpassfilter 130 und ein Zwischenfrequenzfilter 132, welche, wie dargestellt, alle in Serie zusammengeschaltet sind. Das Filter 126 ist mit einer Eingangsschnittstelle 134 versehen, das Filter 132 ist mit einer Ausgangsschnittstelle 138 versehen, und eine Eingangsschnittstelle 136 ist an der Verbindung zwischen den Filtern 130 und 132 vorgesehen. Während der Funktion des SMART-Systems 22 wird der Ausgang des Kopplers 36 (siehe 1) der Schnittstelle 134, und der Ausgang des Empfangsoszillators 40 der Schnittstelle 136 zugeführt, und das Zwischenfrequenz-Ausgangssignal, welches in dem harmonischen Mischer 38 erzeugt wird, tritt aus der Schnittstelle 138 aus. Während der Funktion wird das RF-Bandpassfilter 126 dazu benutzt, alle Frequenzen höherer Ordnung, die in dem Mischer 38 erzeugt werden, zu unterdrücken, und den Durchgang des Frequenzsignals des Empfangsoszillators und des Zwischenfrequenzsignals zu sperren. Das RF-Bandpassfilter 126 umfasst ein 0,2574 mm langes Lambda-Viertel-Anpassungsglied, welches das Signal des Empfangsoszillators und das IF-Signal während der Funktion genügend sperrt. Das Tiefpassfilter 130 wird während der Funktion benutzt, um die Frequenz des Empfangsoszillators passieren zu lassen, während das Funkfrequenzsignal daran gehindert wird, die Eingangsschnittstelle 136 des Empfangsoszillators zu erreichen. Dieses Tiefpassfilter 130 hat eine Grenzfrequenz von 25 GHz. Das Zwischenfrequenzfilter 132 besitzt dieselbe Schaltungskonfiguration und dieselben Bauteilwerte wie das Tiefpassfilter 109, welches in dem Empfangsoszillator 40 verwendet wird. Es wird während der Funktion des SMART-Systems 22 verwendet, um die Zwischenfrequenzsignale, welche in dem Mischer 38 erzeugt werden, zu entnehmen, während das Signal des Empfangsoszillators und alle anderen unerwünschten verbleibenden Frequenzen an der Erreichung der Ausgangsschnittstelle 138 gehindert werden. Das IF-Filter 132 hat eine Grenzfrequenz von 22 GHz. Der Mischer 38 ist so gestaltet, dass er mit der vierten Harmonischen des Empfangsoszillatorsignals arbeitet. Dementsprechend, weil das Empfangsoszillatorsignal eine Frequenz von 23,25 GHz aufweist, ist die vierte Harmonische davon eine Frequenz mit 93 GHz, und mit dem Funkfrequenzsignal ergibt sich eine Frequenz von 94 GHz, wobei das Zwischenfrequenzsignal, welches den Mischer 38 verlässt, eine Frequenz von 1 GHz besitzt.
  • Die 11a zeigt eine Mikrostripschaltung des linearen Frequenzdiskriminators 44 des rückgekoppelten Senders des SMART-Systems 22. Die Bauteile der Schaltung des linearen Frequenzdiskriminators 44 umfassen einen Frequenzteiler 140 mit einer Eingangsschnittstelle 141, einen Energieteiler 142, Anpassungsnetzwerke 144 und 146 für die jeweiligen Resonatoren 148 und 150, Anpassungsnetzwerke 152 und 154 für die jeweiligen Dioden 156 und 158 und eine Ausgangsschnittstelle 160. Weil der LFD 44 im digitalen Bereich des Radarsystems, welcher sich im Gürtelteil befindet, angeordnet ist, brauchen die Übertragungsleitungen, welche die Schaltbauteile miteinander verbinden, keine Mikrostripbauweise zu besitzen, sondern sie können durch gedruckte Schaltungen oder durch Drahtverbindungen realisiert werden. Während der Funktion des SMART-Systems 22 teilt der Frequenzteiler 140 die Zwischenfrequenzsignale, welche an der Eingangsschnittstelle 141 empfangen werden, auf eine Größe, welche zur digitalen Verarbeitung geeignet ist, z. B. in den MHz-Bereich, und führt das geteilte Signal zum Energieteiler 142, welcher eine 3 dB Energieteilung des Signals vornimmt. Die in dieser Weise erzeugten geteilten Signale werden den jeweiligen Anpassungsnetzwerken 144 und 146 für die jeweiligen Resonatoren 148 und 150 zugeführt. Die in der 11a dargestellten Resonatoren 144 und 146 sind Quarzresonatoren, aber sie können, falls erforderlich, auch abstimmbare passive Schaltungen, abstimmbare Verstärker oder Resonatoren, und weil der LFD 44 im digitalen Bereich des Radarsystems, welcher sich im Gürtelteil befindet, angeordnet ist, können es auch digitale Kerbfilter sein. Die Netzwerke 144, 146, 152 und 154 können passive oder aktive Anpassungsnetzwerke sein. Das Paar von Anpassungsdioden 156 und 158 ist antiparallel geschaltet und wird verwendet, um ein Ausgangssignal an der Ausgangsschnittstelle 160 zu bilden, wie es im Folgenden unter Bezugnahme auf die Kurven, welche in den 11b und 11c dargestellt sind, erläutert werden soll.
  • Als nächstes soll die 11b betrachtet werden, welche eine grafische Darstellung des Ausganges 204 der Anpassungsnetzwerke 152 und 154 ist, wenn das Funkfrequenzsignal an der Eingangsschnittstelle 141 über den Frequenzbereich abgetastet wird. Wie aus der Grafik erkennbar ist, enthält die Kurve des Ausgangs 204 zwei Tiefpunkte, welche durch die Bezugszeichen 210 und 212 entsprechend bezeichnet sind. Tiefpunkt 210 entspricht der Resonanzfrequenz des Resonators 148, und der Tiefpunkt 212 entspricht der Resonanzfrequenz des Resonators 150. Wenn das Ausgangssignal 204 dem Paar von Dioden 156 und 158 zugeführt wird, entsteht an der Ausgangsschnittstelle 160 ein Ausgangssignal des Diskriminators, und im Ergebnis kombiniert dieses Diodenpaar das Ausgangssignal 204, dessen Diskriminatorausgangssignal 208 in 11c grafisch dargestellt ist. In 11c ist erkennbar, dass die Kurve für das Ausgangssignal 208 einen Tiefpunkt 214 besitzt, welcher mit dem in 11b dargestellten Resonanztiefpunkt 210 übereinstimmt, sowie eine Höchstwert 216, welcher mit dem in 11b dargestellten Resonanztiefpunkt 212 übereinstimmt.
  • In 1 ist erkennbar, dass das Ausgangssignal der LFD 44 einer negativen Eingangsschnittstelle dem Summenverstärker 46 zugeführt wird, in welchem es mit dem Sägezahnspannungssignal von dem linearen Sägezahnspannungsgenerator 48 kombiniert wird, und welches einem positiven Eingang des Summenverstärkers 46 zugeführt wird, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, welches einem Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators 34 zugeführt wird.
  • Die 12a und 12b zeigen Einzelheiten der Struktur des spannungsgesteuerten Oszillators 34. Die Hauptbauteile des VCO 34 umfassen einen Varaktor 162, einen Bypasskondensator 164 und eine Gunndiode 166, welche alle auf einem metallischen Träger 168 angeordnet sind. Aus 12b ist erkennbar, dass die Gunndiode 166 ein mit Gewinde versehenes Basisteil aufweist, welches in eine mit Gewinde versehene Öffnung in dem metallischen Träger 168 eingeschraubt ist, während der Varaktor 162 mit der Gunndiode 166 durch einen Draht 170 verbunden ist und ein Goldband 172 die Gunndiode mit einem Zweibereichstransformator 174 verbindet, welcher zur Impedanzanpassung in dem VCO 34 dient. In 12a ist erkennbar, dass eine Vorspannungsleitung 176 für die Gunndiode vorgesehen ist, welche mit der Stromversorgungsleitung 102 des SMART-Systems 22 verbunden ist, und eine für den Varaktor vorgesehene Vorspannungsleitung 178 ist mit der Ausgangsleitung 35 vom Summenverstärker 46 verbunden (siehe 1). Der VCO 34 umfasst ein dielektrisches Substratmaterial aus Aluminiumoxid.
  • Nunmehr soll der Empfängerbereich des SMART-Systems 22 behandelt werden, und 13 zeigt die Schaltungskonfiguration des Hybridringmischers 52 detail lierter. Der Ringmischer 52 ist ein Mikrostrip-Hybridring(Ratrace)-Mischer mit einer Gleichvorspannung, welcher auf einem Aluminiumoxidsubstrat aufgebaut ist, welches eine Dicke von 0,38 mm aufweist und eine Dielektrizitätskonstante von 9,6 besitzt. Die hauptsächlichen Schaltbauteile des Ringmischers 52 umfassen einen Ring 180 mit 70 Ohm Impedanz, welcher einen Sigma-Anschluss 182 und einen Delta-Anschluss 184, ein Tiefpassfilter 186 und ein vorgespanntes Netzwerk 188 aufweist. Während der Funktion des SMART-Systems 22 tritt das Funkfrequenzsignal, welches durch den Ringmischer 52 über die Leitung 49 (siehe 1) empfangen wird, in den Ring 180 über den Sigma-Anschluss 182 ein und passiert im Verfahren einen Tieffrequenzblock 190. Der Delta-Anschluss 184 empfängt über die Leitung 51 das Signal des Empfangsoszillators (siehe 1), und dieses Signal tritt in den Ring 180 über einen Tieffrequenzblock 192 ein. Die Tieffrequenzblocks 190 und 192 dienen dazu, eine Verbindung der Zwischenfrequenz oder der Gleichvorspannung in den Ring über die Anschlüsse 182 und 184 zu verhindern. Der Ring umfasst Stichleitungen 194 und 196, von denen jede eine Impedanz von 50 Ohm besitzt. Das Vorspannungsnetzwerk 188 ist mit der Stichleitung 194 verbunden und umfasst eine Diode 198, einen Kondensator 200, eine Induktivität 202 und einen Kondensator 203. Die Gleichvorspannung wird dem Ring 180 über dieses Vorspannungsnetzwerk 188 zugeführt. Die Stichleitung 196 ist über eine Diode 206 mit Masse verbunden.
  • Das Zwischenfrequenzsignal, welches in dem Ringmischer 52 erzeugt wird, verlässt den Mischer über das Tiefpassfilter 186 und die Schaltungskonfiguration dieses Filters ist detaillierter in 14 dargestellt. In 14 ist erkennbar, dass das Zwischenfrequenzsignal über eine 50 Ohm-Eingangsleitung 218 in das Tiefpassfilter 186 eintritt und eine Schaltung durchläuft, welche ein kapazitives Element 220, ein induktives Element 222, ein kapazitives Element 224, ein induktives Element 226 und ein kapazitives Element 228 umfasst und dann über eine 50 Ohm-Ausgangsleitung 230 verlässt. Die kapazitiven Elemente 220, 224 und 228 haben zugehörige Werte von 0,0829 pF, 0,073 pF und 0,0734 pF, und die induktiven Elemente 222 und 226 haben zugehörige Werte von 0,416 nH und 0,2604 nH. Die Ausgangsleitung vom Ringmischer 52 besitzt auch einen Zwischenfrequenz-Bypasskondensator 232 und einen Ausgangsanschluss 234 (siehe 13).
  • Funktion des Radarsystems
  • Die Funktion des Radarsystems soll nun unter Bezugnahme auf die 15 und 16 der anliegenden Zeichnungen beschrieben werden.
  • Die gesendeten, empfangenen und die Zwischenfrequenzen, welche während der Funktion des Radarsystems erzeugt werden, sind grafisch in 15 dargestellt. In 15 ist die Trägerfrequenz als fo die Zeit als t, die maximale Frequenzabweichung als F, die Modulationsperiode als T und die Umlaufzeit für das gesendete Signal, um ein Objekt zu erreichen und zur Empfangsantenne zurückzukehren, als τ dargestellt. Die Umlaufzeit τ, die vom Signal benötigt wird, um eine Entfernung R zu einem zu erfassenden Objekt zurückzulegen und zurückzukehren, ist gleich 2R/c, wobei c die Lichtgeschwindigkeit darstellt.
  • Bei dem gesendeten Signal (Tx), welches als Kurve mit geschlossener Linie im oberen Bereich der 15 dargestellt ist, handelt es sich um den frequenzmodulierten Ausgang des spannungsgesteuerten Modulators VCO 34, welches durch Zuführung eines Sägezahnspannungssignals vom linearen Sägezahnspannungsgenerator 48 zum Eingang des Summenverstärkers 46 erzeugt wird (siehe 1). Das empfangene Signal (Rx), welches mit gestrichelten Linien im oberen Bereich der 15 dargestellt ist, wird vom gesendeten Signal durch die Umlaufzeit τ getrennt. Die Kurve der Überlagerungsfrequenz (B) im mittleren Bereich der 15 ist die Zwischenfrequenz, welche vom Hybridringmischer 52, der in 1 dargestellt ist, ausgeht.
  • Der Anstieg des gesendeten Signals, welcher mit m bezeichnet ist, stellt ein Schlüsselparameter in der Funktion des Systems dar. Wenn man den ansteigenden Bereich des anschwellenden Sendesignals betrachtet, wird der Anstieg m der Kurve durch folgende Gleichung gegeben:
    m = B/Abweichung zwischen Tx und Rx,
    jedoch τ = Abweichung zwischen Tx und Rx, deshalb: m = B/τ (1)
  • Der Anstieg m wird auch durch folgende Gleichung gegeben: m = F/(T/2) = 2F/T (2).
  • Wenn beide Werte für den Anstieg gleichgesetzt und nach τ aufgelöst werden, ergibt sich: τ = TB/2F (3).
  • Wenn τ in Gleichung (3) durch 2R/c ersetzt wird und die Gleichung nach R aufgelöst wird, ergibt sich: R = TBc/4F (4).
  • Diese Gleichung zeigt, dass, wenn die Parameter T und F bekannt sind, die Messung der Überlagerungsfrequenz B es ermöglicht, die Entfernung R eines ermittelten Objektes zu bestimmen.
  • Es müssen zwei Fälle betrachtet werden, welche die gemessene Überlagerungsfrequenz beeinflussen. Der erste Fall (Fall 1) bezieht sich auf die Erfassung feststehender Objekte und der zweite Fall (Fall 2) bezieht sich auf die Erfassung beweglicher Objekte.
  • Zunächst soll Fall 1 betrachtet werden, bei welchem das Objekt feststeht und keine Dopplerverschiebung des empfangenen Signals eintreten kann. Demnach kann die erhaltene Überlagerungsfrequenz nur von der Entfernung des erfassten Objektes vom Benutzer des SMART-Systems, d. h. von der Verschiebung zwischen Tx und Rx herrühren. Somit ist die Überlagerungsfrequenz für den ansteigenden Bereich dieser Signale gleich und liegt dem abfallenden Bereich dieser Signale gegenüber. Diese Situation ist in 15 grafisch dargestellt, und die Überlagerungsfrequenz, welche im Fall 1 ermittelt wird, soll im folgenden als Br bezeichnet werden.
  • Fall 2 bezieht auch die Betrachtung einer Dopplerfrequenz Fd ein, welche durch die Bewegung des ermittelten Objektes erzeugt wird. Wenn das ermittelte Objekt sich auf den Benutzer des SMART-Systems zu bewegt, wird die ermittelte Überlagerungsfrequenz durch die Dopplerfrequenz Fd reduziert. Wenn die im ansteigenden Bereich des Signals gemessene Überlagerungsfrequenz als Bup bezeichnet wird, dann ergibt sich: Bup = Br – Fd (5).
  • Wenn die auf den abfallenden Bereich des Signals gemessene Überlagerungsfrequenz mit Bdown bezeichnet wird, dann wird diese Frequenz durch die Dopplerfrequenz Fd vergrößert, und dementsprechend ist: Bdown = Br + Fd (6)
  • Die Information über die Entfernung des erfassten Objektes kann vom Benutzer des SMART-Systems nunmehr durch Mittelwertbildung der Überlagerungsfrequenzen gegenüber dem Zyklus erlangt werden, d. h., Br = (Bup + Bdown)/2 (7).
  • Die Information über die Geschwindigkeit des ermittelten Objektes relativ zum Benutzer des SMART-Systems kann nun durch Subtraktion der Überlagerungsfrequenzen im abfallenden Bereich des Signals von denen im ansteigenden Bereich des Signals erlangt werden, d. h., Fd = (Bdown – Bup)/2 (8).
  • Die verschiedenen Messungen werden durch Verwendung digitaler Techniken erlangt, nachdem die Signale im Analog/Digitalwandler 58 in digitale Signale umgewandet wurden, und dann werden die digitalen Signale in der Signalverarbeitungseinheit 60 (siehe 1) weiterverarbeitet. Die verwendete Signalverarbeitungseinheit 60 kann jede von einer Zahl handelsüblicher Signalverarbeitungseinheiten sein, welche die erforderliche Information von den digitalen Signalen am Ausgang des Analog/Digitalwandlers 58 ableiten kann. Dementsprechend besteht keine Notwendigkeit, eine spezielle Schaltungskonfiguration für die Signalverarbeitungseinheit 60 zu beschreiben.
  • Nunmehr soll das Verfahren zur Berechnung der Überlagerungsfrequenzen und damit der Entfernung und der Geschwindigkeit des erfassten Objektes durch den Benutzer des SMART-Systems beschrieben werden. Das Überlagerungsfrequenzsignal hat eine Rechteckwellenform, wie sie in 15 dargestellt ist. Die Zahl der Nulldurchgänge wird gemessen, wenn der Anstieg der Überlagerungsfrequenzen positiv ist, d. h. sie wird einmal pro Modulationsperiode T gezählt. Ein alternatives Verfahren besteht darin, die Nulldurchgänge zu zählen, wenn der Anstieg der Überlagerungsfrequenz positiv ist, sowie wenn der Anstieg der Überlagerungsfrequenz negativ ist, d. h. zweimal während einer halben Modulationsperiode. Dies bedeutet, dass der maximale Fehler E bei einer Entfernungsmessung eine halbe Wellenlänge des Überlagerungssignals beträgt, d. h. E = c/4F (9).
  • Wenn die maximale Frequenzabweichung mit 300 MHz angenommen wird, beträgt der maximale Fehler E 25 cm. Dieser Fehler, welcher inhärenter Bestandteil der Frequenzzählung ist, wird als Schrittfehler bezeichnet. Dieser Fehler kann durch Vergrößerung von F vermindert werden.
  • Die Dopplerfrequenz Fd ist eine Funktion der Wellenlänge λ der Trägerfrequenz fo und der Geschwindigkeit V des ermittelten Objektes relativ zum Benutzer des SMART-Systems in folgender Weise: Fd = 2V/λ (10).
  • Durch Einsetzen von Br für B in Gleichung (4) erhält man: R = TBrc/4F (11).
  • Wenn sich z. B. das ermittelte Objekt in einer Entfernung von 2 Metern vom Benutzer des SMART-Systems befindet, hat die Überlagerungsfrequenz Br, welche direkt aus Gleichung (11) abgeleitet werden kann, einen Wert von 2 kHz, wenn T = 0,004 Sekunden, F = 300 MHz und c = 3·1010 cm/sek ist. Die Wellenlänge λo des Trägersignals aus der Gleichung λo = c/fo beträgt 3,19 mm. Wenn die Geschwindigkeit V des ermittelten Objektes relativ zum Benutzer des SMART-Systems 1 Meter/Sekunde beträgt, ergibt das Einsetzen dieser Werte in die Gleichung (10) einen Wert für die Dopplerfrequenz Fa von 2 kHz. Wenn das Zwischenfrequenzsignal durch die Signalverarbeitungseinheit 60 verarbeitet wird, um einen audiellen Ausgang zu erhalten, liegen beide Werte Br und Fd im unteren Abschnitt des audiellen Bereichs, der durch den Benutzer des SMART-Systems erfassbar ist.
  • Nun soll die 16 erläutert werden, welche das Strahlungsmuster zeigt, das durch die in 7 dargestellte horizontal ausgerichtete Arrayantenne erzeugt wird. Das Bezugszeichen 284 bezeichnet die Stellen halber Energie oder 3 dB-Punkte für das Strahlungsmuster, und zeigt, dass die horizontal ausgerichtete Arrayantenne, welche sowohl als Sendeantenne 30 als auch als Empfangsantenne 32 verwendet wird, eine Strahlbreite von 1,43 Grad aufweist. Dies ist eine sehr geringe Strahlbreite, die der einer Strahlbündelantenne ähnlich ist und dem Benutzer des erfindungsgemäßen SMART-Systems hilft, ein Objekt vom anderen tatsächlich zu unterscheiden, wenn das Strahlungsmuster von der Sendeantenne 30 verwendet wird, um die Umgebung vor dem Benutzer abzutasten.
  • Der Anstieg m des Sendesignals muss konstant sein, wenn er für die Gleichung (3) gültig sein soll. Das bedeutet, dass die Gleichung (1) der Gleichung (2) nur bei einem konstanten Anstieg m entspricht. Mit Varaktor abgestimmte Gunnoszillatoren zeigen Veränderungen in den Abstimmungsanstiegen, welche bis 40% und 50% betragen können. Deshalb muss der abstimmbare Oszillator 34 des erfindungsgemäßen SMART-Systems stabilisiert werden, um vom System eine korrekte Information über die Entfernung und Geschwindigkeit zu erhalten. Dies wird durch Verwendung einer Rückkopplung mit dem linearen Frequenzdiskriminator 44 in dem Rückkopplungskreis erreicht, welcher die in 1 dargestellten Schaltungselemente 34, 36, 38, 40, 42, 44 und 46 umfasst.
  • Nunmehr soll die 11c, insbesondere der lineare Bereich der Kurve des Ausgangssignals, welcher zwischen dem unteren Grenzwert 214 und dem oberen Grenzwert 216 liegt, beschrieben werden, wobei diese Kurve einen Maßstab von 10 MHz/Teilung für die Frequenz und 5 mV/Teilung für die Ausgangssignalspannung aufweist. Somit besitzt der lineare Bereich der Kurve zwischen dem unteren Grenzwert 214 und dem oberen Grenzwert 216 einen Anstieg von 0,5 mV/MHz, und stellt die Empfindlichkeit des linearen Frequenzdiskriminators 44 dar. Wenn jedes der Aussteuerungsnetzwerke 144, 146, 152 und 154 eine Verstärkung von 5 aufweist, hat der Pfad vom Energieteiler 142 zum Signalausgang 160 entweder über den Resonator 148 oder über den Resonator 150 eine Gesamtverstärkung von 25. Dies ergibt eine Empfindlichkeit von 12,5 mV/MHz für den Diskriminator 44. Die Aussteuerungsnetzwerke 144, 146, 152 und 154 können aus FETs (Feldeffekttransistoren) gebildet werden, welche die notwendige Verstärkung besitzen.
  • Der in 10 dargestellte Mischer 38 für die unteren Harmonischen hat einen Umwandlungsverlust von 20 dB. Der Verstärker 42 in 1 besitzt eine Verstärkung von 43 dB, was eine Gesamtverstärkung des Kreises von 200 oder 23 dB ergibt. Die Empfindlichkeit des Diskriminators von 12,5 mV/MHz plus die Verstärkung von 200 des rückgekoppelten Kreises bewirken eine Abweichung der Linea rität von 0,5%, was für einen konstanten Anstieg m mehr als ausreichend ist. Der zulässige Wert für die Abweichung der Linearität beträgt 1%.
  • Die Parameter des SMART-Systems einer bevorzugten Ausführungsform sind wie folgt:
    Sendeleistung:
    SMART-Systeme zur Feuerbekämpfung 1 bis 5 Milliwatt
    für blinde oder sehbehinderte Benutzer 1 Mikrowatt
    Trägersignalfrequenz: 94 GHz
    Modulationsfrequenz: 250 Hz
    Maximaler Modulationsfrequenzhub: 300 MHz
    Frequenz des rückgekoppelten Überlagerungsoszillators: 23,25 GHz
    Umwandlungsverlust des Mischers für die Subharmonischen (N = 4): 20 dB
    Rückgekoppelte Zwischenfrequenz: 1 GHz
    Verstärkung des rückgekoppelten Verstärkers: 43 dB
    Empfindlichkeit des Linearfrequenzdiskriminators: 12,5 mV/MHz
    Antennengewinn: 16,8 dB
    Strahlbreite der Antenne (in Grad): 1,428
    Umwandlungsverlust des Hybridringmischempfängers: 6 dB
    Verstärkung des Zwischenfrequenzempfangsverstärkers: 30 dB
    Bandbreite des Zwischenfrequenzempfangsverstärkers: 250 MHz.
  • Ein SMART-System, welches diese Parameter besitzt, ist in der Lage, ein Objekt mit einem Radarquerschnitt von 0,1 m2 in einer Entfernung von 87 Metern mit einer Sendeleistung von 1 Mikrowatt zu erfassen. Mit einer Sendeleistung von 1 Milliwatt ist dasselbe SMART-System in der Lage, dass vorerwähnte Objekt in einer Entfernung von 495 Metern zu erfassen.
  • Die Millimeterwellenstrahlung ist in dickem Nebel einer Dämpfung von etwa 3 dB/km ausgesetzt, jedoch in einer elektronischen Sehhilfe, die von Feuerwehren verwendet werden soll, ist es bevorzugt, wegen der zusätzlichen Dämpfung, die durch Qualm und/oder Staub im Umfeld der Feuerbekämpfung verursacht wird, eine Sendeleistung von 1 Milliwatt zu verwenden. Eine elektronische Sehhilfe, welche mit einem Sender ausgerüstet ist, der eine Leistung von 1 Milliwatt besitzt, kann von Feuerwehrleuten ohne Modifikation der Leistung und durch blinde oder sehbehinderte Personen durch Einfügung einer Dämpfung zwischen Sender und Antenne des SMART-Systems verwendet werden. Die Einfügung einer Dämpfung mit einer Dämpfung von 30 dB vermindert die Ausgangleistung, die von der Antenne des SMART-Systems empfangen wird, auf 1 Mikrowatt.
  • Die geringe Strahlbreite des gesendeten Signals des SMART-Systems bedeutet, dass ein Objekt, welches nur 2,5 cm breit ist, durch einen Benutzer des SMART-Systems in einer Entfernung von 1 Meter erfasst werden kann. Dementsprechend kann der Benutzer des SMART-Systems verschiedene Objekte, die sich in der nahen Umgebung des Benutzers befinden, durch horizontales und vertikales Bewegen des Kopfes, so dass er die nahe Umgebung in beiden Richtungen abtastet, erfassen.
  • Die 17 und 18 zeigen eine weitere Ausführungsform einer elektronischen Sehhilfe, in welcher das verwendete Radarsystem ein Phasenvergleichs-Monopulssystem ist. 17 zeigt den Schaltungsaufbau für ein Phasenvergleichs-Monopulssystem, welches einen Freiheitsgrad aufweist, und 18 zeigt eine Vorderansicht eines SMART-Systems mit vier horizontal ausgerichteten Arrayantennen 300, 302, 304 und 306, welche die Antennen für das in 17 dargestellte Phasenvergleichs-Monopulssystem darstellen.
  • Nunmehr soll die 17 näher beschrieben werden, in welcher die Bezugszeichen 308 die Antennenstrahlungsmuster für die Sende- und Empfangsantennen bezeichnen. Ein Duplexer (ein Tx/Rx-Schalter) 326 ist mit den Antennen gekoppelt und empfängt ein Sendesignal von einem Sender 324. Ein Ausgang des Duplexers 326 ist zu einem Eingang eines Mischers 322 geführt, wobei der Mischer 322 ebenfalls ein Eingangssignal von einem Empfangsoszillator 316 empfängt. Ein Ausgang des Mischers 322 ist zu einem Zwischenfrequenzverstärker 320 geführt, wobei der Verstärker 320 ein Ausgangssignal erzeugt, welches zu einem Envelope-Detektor 318 geführt ist. Das von einem ermittelten Objekt reflektierte Signal, welches durch die Antennen aufgenommen ist, wird zu einem Eingang eines Mischers 310 geführt, wobei der Mischer 310 außerdem ein Eingangssignal von dem Empfangsoszillator 316 erhält. Ein Ausgang des Mischers 310 wird zu einem Zwischenfrequenzverstärker 312 geführt, wobei der Verstärker 312 ein Ausgangssignal erzeugt, welches zu einem Eingang eines Phasendetektors 314 geführt wird. Das Ausgangssignal vom Verstärker 320 wird auch zu einem zweiten Eingang des Phasendetektors 314 geführt.
  • Ein Ausgangssignal vom Phasendetektor 314 erzeugt eine Winkelfehlerinformation über das ermittelte Objekt, während ein Ausgangssignal vom Envelope-Detektor 318 eine Information über die Entfernung des ermittelten Objektes vom Benutzer des SMART-Systems gibt.
  • Eine elektronische Sehhilfe, welche eine Winkelfehlerinformation über die erfassten Objekte für zwei Freiheitsgrade geben kann, erfordert die Einfügung von weiteren Phasendetektor-Schaltmitteln, welche ihrerseits die Gesamtkosten der Sehhilfe im Vergleich zu der in den 1 bis 16 der anliegenden Zeichnungen dargestellten Sehhilfe erhöhen.
  • In einer bevorzugten Ausführungsform ist das Radarsystem in zwei Bereiche eingeteilt, von denen sich ein Bereich mit den analogen Signalen und der andere mit den digitalen Signalen befasst. Der Bereich, welcher die analogen Signale verarbeitet, umfasst das SMART-System 22 mit allen analogen Schaltungen, welche an der Brille angeordnet sind, während der Bereich, welcher sich mit den digitalen Signalen befasst, die Signalverarbeitungseinheit 24 ist, die im Gürtelteil angeordnet ist. Die digitalen Schaltungen, die in der Signalverarbeitungseinheit 24 verwendet werden, verursachen während ihrer Funktion infolge der Erzeugung von Wellenformen, die schnelle Anstiegs- und Abfallzeiten besitzen, eine Streustrahlung. Demzufolge schafft die physikalische Trennung des Radarsystems in analoge und digitale Bereiche solche Bereiche, welche bezüglich der Funkfrequenz voneinander isoliert sind, was ein wichtiges Merkmal der elektromagnetischen Verträglichkeit dieser bevorzugten Ausführungsform der Erfindung darstellt.
  • Die Herstellung des SMART-Systems beinhaltet die Verwendung verschiedener dielektrischer Substrate zur Halterung der Antennen, der elektronischen Bauteile und der Übertragungsleitungen des Systems. Alle dielektrischen Substrate, die eine geeignet hohe dielektrische Konstante und genügende strukturelle Festigkeit besitzen, können zu diesem Zweck eingesetzt werden. So können z. B. geeignete dielektrische Substrate aus Polytetrafluorethylen (mit einer dielektrischen Konstante von 2,45), Quarz (mit einer dielektrischen Konstante von 4,5), Aluminiumoxid (mit einer dielektrischen Konstante von 9,6), RT/Duroid 6010 (mit einer dielektrischen Konstante von 10,3), GaAs (mit einer dielektrischen Konstante von 12,5), geschmolzenes Silizium (mit einer dielektrischen Konstante von 3,6), Berylliumoxid (mit einer dielektrischen Konstante von 6,5) und Saphir (mit einer dielektrischen Konstante von 9,3) verwendet werden. Die in dem SMART-System verwendeten horizontal ausgerichteten Arrayantennen sind vorzugsweise aus Kupfer hergestellt, es kann jedoch jedes elektrisch hoch leitfähige Material, z. B. Gold oder Silber, bzw. jede vergleichbare Metalllegierung verwendet werden.
  • Industrielle Anwendbarkeit
  • Eine elektronische Sehhilfe enthält ein leichtes miniaturisiertes Radarsystem, welches von einer Person so getragen werden kann, dass die Person in dem Fall, dass deren Sehfähigkeit im Vergleich zum Normalfall bedeutend vermindert oder erloschen ist, in die Lage versetzt wird, das Vorhandensein von Objekten in der unmittelbaren Umgebung dieser Person zu erfassen. Das Radarsystem arbeitet mit einer Strahlung im Millimeterwellenbereich und hat eine Arbeitsfrequenz, die zwischen 35 und 220 GHz liegt, wobei die Strahlung in dickem Nebel nur eine Dämpfung von etwa 3 dB/km aufweist und Qualm, Staub sowie Flammen ohne übermäßige Dämpfung durchdrungen werden können. Demzufolge kann die elektronische Sehhilfe von Feuerwehrleuten als nützliche Einrichtung zum Eindringen, Suchen und Umherlaufen in rauchgefüllten, brennenden Gebäuden verwendet werden.
  • Vorzugsweise ist die elektronische Sehhilfe ein Radarsystem, welches einen analogen Bereich, welcher als Brille (vorstehend als SMART-System bezeichnet) oder an einem Helm am Kopf des Benutzers getragen wird, sowie einen digitalen Bereich, welcher eine Signalverarbeitungsschaltung, eine audielle Schnittstele und Stromversorgungen enthält, und welche als Gürtel-, Brust- oder Rückeneinheit vom Benutzer getragen wird, umfasst.
  • Die bevorzugte Ausführungsform der Sehhilfe, welche das vorerwähnte SMART-System enthält, ist in erster Linie zur Anwendung durch blinde oder sehbehinderte Personen entwickelt worden, und es ermöglicht solchen Personen, sowohl feststehende als auch bewegliche Objekte leicht zu erfassen und zu verfolgen. Demzufolge benötigen diese Personen keine Hilfe mehr durch eine andere sehende Person, durch ein sehendes Tier oder durch einen Taststock bzw. durch eine ähnliche Vorrichtung, um in Räumen oder außerhalb Zusammenstöße oder Behinderungen durch irgendein feststehendes oder bewegliches Objekt in der unmittelbaren Umgebung zu vermeiden.
  • Das SMART-System verwendet den Kopf des Benutzers als Abtastmechanismus und ermöglicht damit, dass das System schmale Strahlbreiten verwenden kann, was ein wichtiges Merkmal zur exakten Erfassung und Erkennung von Objekten, die durch das System ermittelt werden, darstellt. Das SMART-System erzeugt Strahlen mit geringer Strahlbreite durch Verwendung von horizontal ausgerichteten Arrayantennen, welche die Sende- und Empfangsantennen des Systems bilden, wobei die Strahlbreite durch die Anzahl der in der Arrayantenne vorhandenen Elemente bestimmt wird.
  • Das SMART-System erreicht die notwendige Leichtigkeit und Kompaktheit als vollständig tragbares Radarsystem durch Verwendung der Mikrostrip-Herstellungstechnologie, um Übertragungsleitungen und passive Bauelemente für die Funkfrequenz- und die Zwischenfrequenzbereiche der Schaltungen herzustellen, und durch Verwendung der Dickfilm-Hybridtechnologie, um die Niederfrequenz- Bauteile der Schaltung zu bilden. Es besteht keine Notwendigkeit, in dem SMART-System irgendeine Form von Wellenleitern einzusetzen, wie dies bei bekannten Radarsystemen der Fall ist.
  • In dem SMART-System ist der Sender an der vorderen oberen Halterung der Brille angeordnet und umfasst elektronische Bauteile der rückgekoppelten Frequenzschaltung, welche den Empfangsoszillator enthält, der durch den dielektrischen Resonator an einer der seitlichen Halterungen gehalten wird, sowie elektronische Bauteile des Empfängers an der anderen seitliche Halterung. Diese Anordnung gewährleistet eine Abschirmung der Funkfrequenz zu allen aktiven Einrichtungen des Systems. Es kann auch erforderlich sein, die Schaltungen des Systems mit metallischen Abdeckungen zu versehen, um diese gegen Funkfrequenz-Interferenz von außen zu schützen.
  • Die elektronische Sehhilfe erfasst sowohl feststehende als auch bewegliche Objekte durch ein Phasenverschiebungs-Radarsystem, welches entweder so eingerichtet ist, dass es die Frequenz des Phasenwechsels zwischen einem gesendeten Signal und einem empfangenen Signal ermittelt, oder dass es den aktuellen Phasenwechsel zwischen einem gesendeten Signal und einem empfangenen Signal misst. In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird die Frequenz des Phasenwechsels zwischen einem gesendeten Signal und einem empfangenen Signal ermittelt, weil dies relativ billig realisiert werden kann und weniger Energie erfordert, und beides sind wichtige Faktoren hinsichtlich der ökonomischen Gestaltung der elektronischen Sehhilfe.

Claims (5)

  1. Stabilisierte spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung, welche im Millimeterwellenbereich arbeitet, wobei die stabilisierte spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung umfasst: – einen spannungsgesteuerten Oszillator (34), welcher einen Varaktor (162) und eine Gunn-Diode (166), die durch den Varaktor (162) gesteuert wird, besitzt; – einen Lokaloszillator (40), welcher einen dielektrischen Resonator (104) aufweist, – einen harmonischen Mischer (38), die so geschaltet ist, dass er ein stabilisiertes Lokaloszillator-(LO-)Frequenzsignal von dem Lokaloszillator (40) und ein Radiofrequenz-(RF-)Signal von einem Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators (34) empfängt, wobei der harmonische Mischer (38) zwei Dioden (128), die antiparallel angeordnet sind, sowie ein Tiefpassfilter (130) enthält und so geschaltet ist, dass sie das LO-Frequenzsignal mit dem RF-Signal mischt, um ein Zwischenfrequenz-(ZF-)Signal (im Englischen intermediate frequency = IF) zu erhalten, – einen Zwischenfrequenz-(ZF-)Verstärker (42), der so verbunden ist, dass er das ZF-Signal empfängt, – einen linearen Frequenzdiskriminator (44), der so verbunden ist, dass er ein Ausgangssignal von dem ZF-Verstärker (42) empfängt und vorgesehen ist, um ein Ausgangsspannungssignal zu erzeugen, und – einen Summierverstärker (46), der einen ersten Eingang besitzt, welcher so verbunden ist, dass er das Ausgangsspannungssignal empfängt, wobei der Summierverstärker (46) vorgesehen ist, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, das einem Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators (34) zugeführt wird, – und der spannungsgesteuerte Oszillator (34), der Lokaloszillator (40), der harmonische Mischer (38), der ZF-Verstärker (42), der lineare Frequenzdiskriminator (44) und der Summierverstärker (46) zu einem geschlossenen Regelkreis verbunden sind, in welchem während des Betriebes der lineare Frequenzdiskriminator (44) ein Rückkopplungssignal erzeugt, welches den spannungsgesteuerten Oszillator (34) stabilisiert; dadurch gekennzeichnet, dass – der spannungsgesteuerte Oszillator (34), der Lokaloszillator (40), der lineare Frequenzdiskriminator (44) und der harmonische Mischer (38) Mikrostreifen-Bauelemente sind, welche nicht in einem Wellenleiter angeordnet sind; – der spannungsgesteuerte Oszillator (34) einen Zweikreis-Transformator (174) umfasst, welcher die Impedanzen des spannungsgesteuerten Oszillators (34) abstimmt; – der harmonische Mischer (38) einen Radiofrequenz-Bandpassfilter (126) und einen Zwischenfrequenzfilter (132) umfasst und so verbunden ist, dass er das Radiofrequenz-(RF-)Signal über einen Mikrostreifen-Koppler (36) und eine Mikrostreifen-Übertragungsleitung (37) empfängt; und – der lineare Frequenzdiskriminator (44) einen Frequenzteiler (140), einen Leistungsteiler (142), zusätzliche Resonatoren (148, 150), abstimmende Netzwerke (144, 146) für die zusätzlichen Resonatoren (148, 150), abstimmende Netzwerke (152, 154) für entsprechende Dioden (156, 158) des Frequenzdiskriminators und einen Ausgangsanschluss (160) umfasst.
  2. Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, bei welcher der Lokaloszillator (40) eine Gunn-/Impatt-Diode (108) und ein Tiefpassfilter (109) umfasst.
  3. Oszillatorschaltung nach Anspruch 2, bei welcher das Tiefpassfilter (109) eine Matrix aus einem Mikrostreifen-Kondensator und induktiven Elementen (110–118) umfasst.
  4. Oszillatorschaltung nach jedem der vorhergehenden Ansprüche, bei welcher der spannungsgesteuerte Oszillator (34) einen Bypasskondensator (164) umfasst.
  5. Oszillatorschaltung nach jedem der vorhergehenden Ansprüche, bei welchem die Schaltung weiterhin einen Sägezahngenerator (48) umfasst, der mit einem zweiten Eingang des Summierverstärkers (46) verbunden ist.
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