HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Erfindungsgebiet
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Die vorliegende Erfindung betrifft einen
spannungsgesteuerten Oszillator in einem Phasenregelkreis und insbesondere
einen bereichsprogrammierbaren spannungsgesteuerten
Oszillator in einem Phasenregelkreis mit Bereichsautomatik.
2. Beschreibung des Standes der Technik
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Ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) ist eine
Vorrichtung, die eine beliebige Anzahl von Oszillatorsignalen über
einen Frequenzbereich erzeugen kann, indem ein
Eingangsspannungssignal variiert wird. In der Praxis ist der
Frequenzbereich des VCO durch die erforderliche Stabilität des
Oszillatorsignals begrenzt. Ein stabiles Oszillatorsignal
ist ein Oszillatorsignal, dessen Frequenz innerhalb der
Fehlertoleranzen der Schaltung, die das Oszillatorsignal
empfangen soll, konstant bleibt.
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Eine Anzahl von Faktoren können die Frequenz eines C>
szillatorsignals beeinträchtigen. Erstens kann die Frequenz eines
Oszillatorsignals durch Fluktuation des
Eingangsspannungssignals beeinflußt werden. Die Wirkung der Fluktuationen
des Eingangsspannungssignals zeigen einen Designkompromiß
zwischen der Stabilität und der Frequenzabdeckung.
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Beispielsweise kann ein VCO mit hohem Verstärkungsfaktor in
einem Frequenzbereich von 300 MHz (Megahertz) arbeiten,
indem das Eingangsspannungssignal von 1 bis 4 Volt variiert
wird. Wenn eine Spannungsfluktuation von einem Zehntel Volt
auftritt, kann das Oszillatorsignal temporär seine Frequenz
um bis zu 10 MHz verschieben.
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Ob eine derartige Verschiebung Designprobleme aufwirft,
hängt von den Fehlertoleranzen der Schaltung ab, die das
Oszillatorsignal empfängt. Für Schaltungen, die eine
plötzliche Frequenzverschiebung von 10 MHz nicht tolerieren
können, kann die Verschiebung nicht akzeptierbare
Zeitschaltfehler erzeugen.
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Andererseits arbeitet ein VCO mit niedrigem
Verstärkungsfaktor in einem sehr viel kleineren Frequenzbereich,
wodurch die Wirkungen jeglicher Fluktuationen des
Eingangsspannungssignals minimiert werden. Ein VCO mit niedrigem
Verstärkungsfaktor kann beispielsweise über einen
Frequenzbereich von 75 MHz über den gleichen
Eingangsspannungsbereich arbeiten. Mit einem VCO mit niedrigem
Verstärkungsfaktor erzeugt jedes eine Zehntel Volt einer
Spannungsfluktuation eine sehr viel kleinere Frequenzverschiebung von
ungefähr 2,5 MHz.
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Somit wird durch Reduzieren des Frequenzbereiches ein
stabileres Oszillatorsignal erzeugt. Das Problem ist jedoch,
daß ein derartig enger Frequenzbereich die Anwendungen des
VCO mit niedrigem Verstärkungsfaktor ernsthaft begrenzt.
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Herkömmlicherweise wird der VCO dazu verwendet, einem
Referenzsignal zu folgen. Der VCO verfolgt die Referenz durch
Verwendung eines Phasenregelkreises, der durch Vergleichen
des laufend erzeugten Oszillatorsignals mit dem
Referenzsignal das Eingangsspannungssignal für den VCO erzeugt.
So
lange zwischen dem laufenden Oszillatorsignal und dem
Referenzsignal eine Differenz ist, fährt der Phasenregelkreis
fort, die Eingangsspannung zu verändern, wodurch das
laufende Oszillatorsignal geändert wird. Wenn das laufende
Oszillatorsignal und das Referenzsignal übereinstimmen,
stoppt der Phasenregelkreis das Ändern der
Eingangsspannung, wodurch ein Oszillatorsignal aufrechterhalten wird,
welches mit dem referenzierten Signal phasen-synchronisiert
ist.
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Variationen in der Umgebungstemperatur können bewirken, daß
die Frequenz des Oszillatorsignals verschoben wird. Obwohl
ein geschlossener Phasenregelkreis sich selbst bezüglich
der Temperatur, der Versorgungsspannung und der
Prozeßänderungen durch Selbstjustierung auf einen neuen
Vorspannungspunkt einstellt, wird ein VCO mit niederem
Verstärkungsfaktor, der wie bei dem vorstehend beschriebenen Beispiel auf
einen Frequenzbereich von 75 MHz begrenzt ist, nicht in der
Lage sein, kontinuierlich das Referenzsignal zu verfolgen,
wenn das Oszillatorsignal aus dem 75 MHz-Bereich driftet.
Dies tritt besonders gerne dann ein, wenn das
Originalreferenzsignal in der Nähe des Endes des Frequenzbereiches
liegt.
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Zusätzlich erfordert das Vorhandensein eines derartigen
engen Frequenzbereiches, daß das Referenzsignal an den VCO
angepaßt ist. Anstatt daß ein VCO mit hohem
Verstärkungsfaktor verwendet werden kann, der verschiedene
Referenzsignale abdeckt, muß für jedes Referenzsignal, das außerhalb
des Frequenzbereiches des VCO mit niederem
Verstärkungsfaktor ist, ein unterschiedlicher VCO mit niedrigem
Verstärkungsfaktor verwendet werden.
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Somit besteht die Notwendigkeit für einen VCO, der
Mehrfach-Frequenzbereiche mit niedrigem Verstärkungsfaktor hat
und der Oszillatorsignale mit einer konstanten Frequenz bei
Änderungen in der Umgebungstemperatur erzeugen kann.
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Der Stand der Technik ist durch die US-A-4,876,519
repräsentiert, die einen Oszillator offenbart, der die Merkmale
entsprechend des Oberbegriffes des unabhängigen
Patentanspruches aufweist.
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Die EP-A-0 249 665 offenbart eine Differentialstufe zur
Verwendung in einem VCO, mit einem Satz variabler
Kapazitäten, die für eine grobe Verzögerungswahl und in
Abhängigkeit von einer variablen Vorspannung für
Feinverzögerungseinstellung wählbar sind.
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Die Erfindung liefert einen spannungsgesteuerten
Oszillator, wie im Patentanspruch 1 definiert.
KURZE BESCHREIBUNG DER FIGUREN
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Es zeigt:
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Fig. 1 ein Blockschaltbild zur Erläuterung eines
Phasenregelschaltkreises mit Bereichsautomatik;
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Fig. 2 eine graphische Darstellung von fünf
Oszillatorbetriebsbereichen als Funktion einer
Schleifenfilterspannung;
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Fig. 3 ein Flußschaltbild zur Erläuterung des Betriebes
des Phasenregelschaltkreises mit Bereichsautomatik
gemäß Fig. 1;
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Fig. 4A, 4B, 4C, 4D und 4E schematische Diagramme zur
Erläuterung eines Teils des Phasenregelschaltkreises
mit Bereichsautomatik gemäß Fig. 1;
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Fig. 5 ein Blockschaltbild zur Erläuterung eines
bereichsprogrammierbaren, spannungsgesteuerten Oszillators
gemäß der vorliegenden Erfindung und der in dem
Schaltkreis gemäß Fig. 1 verwendbar ist;
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Fig. 6 eine schematische Darstellung zur Erläuterung einer
Oszillatorstufe des bereichsprogrammierbaren,
spannungsgesteuerten Oszillators gemäß Fig. 5;
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Fig. 7 eine schematische Darstellung zur Erläuterung einer
Oszillatorstufe des bereichsprogrammierbaren,
spannungsgesteuerten Oszillators gemäß Fig. 5;
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Fig. 8A, SB, 8C und 8D schematische Darstellungen zur
Erläuterung eines Teils einer Ausführungsform von
drei Oszillatorschaltungen gemäß Fig. 7;
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Fig. 9 eine schematische Darstellung zur Erläuterung einer
VGS- und VSW-Generatorschaltung, die in dem in der
Fig. 5 gezeigten spannungsgesteuerten Oszillator
verwendbar ist;
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Fig. 10 eine schematische Darstellung zum Erläutern einer
der drei VGS- und VSW-Generatorschaltungen gemäß
Fig. 9;
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Fig. 11 eine schematische Darstellung zur Erläuterung
einer Temperaturkompensationsschaltung, die bei dem
in der Fig. 5 gezeigten spannungsgesteuerten
Oszillator verwendbar ist;
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Fig. 12A und 12B schematische Darstellungen zur
Erläuterung eines Teils der Spannungsumsetzerschaltung;
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Fig. 12C und 12D schematische Darstellungen zur
Erläuterung eines Teils der Spannungsumsetzerschaltung und
der Temperaturkompensationsschaltung gemäß Fig. 11.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
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Die Fig. 1 zeigt einen Phasenregelschaltkreis 112 mit
Bereichsautomatik, der eine Einrichtung zum Synchronisieren
eines geteilten Oszillatorausgangssignals OSCD eines
spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) 110 mit einem
Referenzsignal REF hat, in dem die Frequenz des geteilten
Oszillatorausgangssignals OSCD solange erhöht oder gesenkt wird,
bis die Frequenz des geteilten Oszillatorausgangssignals
OSCD mit der Frequenz des Referenzsignals REF
übereinstimmt.
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Der Phasenregelschaltkreis 112 hat einen
bereichsprogrammierbaren spannungsgesteuerten Oszillator 110, der ein
Oszillatorausgangssignal OSC erzeugt, das in einem der fünf
Oszillatorbereiche in Abhängigkeit von einem der fünf
entsprechenden Bereichswählsignale RSS0 - RSS4 eine
vorausgesagte Frequenz von 250 MHz hat. Zusätzlich variiert der VCO
110 die Frequenz des Oszillatorausgangssignals OSC in
Abhängigkeit von einer Schleifenfilterspannung LFV.
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Eine erste Teilerschaltung 130 empfängt das
Oszillatorausgangssignal OSC und erzeugt ein durch zwei geteiltes
Oszillatorausgangssignal OSC2, das eine vorausgesagte Frequenz
von 125 MHz hat. Eine zweite Teilerschaltung 132 empfängt
das durch zwei geteilte Oszillatorausgangssignal OSC2 und
erzeugt das geteilte Oszillatorausgangssignal OSCD, das
eine vorausgesagte Frequenz von 12,5 MHz hat.
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Wie weiterhin in der Fig. 1 gezeigt ist, erzeugt ein
Bereichswählzähler 118 ein erstes Freigabesignal EN1 eine
vorgewählte Einstellzeit nach dem Empfangen eines
verzögerten Rücksetzsignals RST und dann, wenn der
Bereichswählzähler 118 nicht rückgesetzt worden ist, entfernt er das erste
Freigabesignal EN1 und erzeugt ein zweites Freigabesignal
EN2 in einer vorgewählten Abschaltzeit nach dem Erzeugen
des ersten Freigabesignals EN1.
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Ein Phasenfehlerdetektor 120 vergleicht das geteilte
Oszillatorausgangssignal OSCD, das laufend vom VCO 110 erzeugt
wird, mit einem 12,5-MHz-Referenzsignal REF in Abhängigkeit
von dem ersten Freigabesignal EN1. Wenn ein Phasenfehler
detektiert ist, dann erzeugt der Phasenfehlerdetektor 120
ein Schiebesignal und dann erzeugt er nach einer
Verzögerungszeit ein verzögertes Rücksetzsignal RST. Der
Phasen
fehlerdetektor 120 setzt den Vergleich des geteilten
Oszillatorausgangssignals OSCD mit dem Referenzsignal REF aus,
wenn das erste Freigabesignal EN1 weggenommen worden ist.
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Ein Schieberegister 122 wählt einen nächsten
Betriebsbereich in Abhängigkeit von dem Schiebesignal SHF durch
Erzeugen eines nächsten Bereichswählsignals aus fünf
Bereichswählsignalen RSS0-4.
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Ein Phasenkomparator 114 vergleicht das laufende
unterteilte Oszillatorausgangssignal OSCD mit dem Referenzsignal
REF und erzeugt ein Differenzfrequenz DIF in Abhängigkeit
davon.
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Ein Schleifenfilter 116 antwortet auf das Differenzsignal
DIF durch Erzeugen eines entsprechenden
Schleifenfilterspannungssignals LFV zur Steuerung des VCO 110.
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Wenn der Phasenregelschaltkreis 112 mit Bereichsautomatik
gespeist ist, empfängt der VCO 110 ein erstes
Bereichswählsignal RSS2 und eine Schleifenfilterspannung LFV und
erzeugt in Antwort darauf ein entsprechendes
Oszillatorausgangssignal OSC.
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Wie vorstehend angegeben, empfängt der Phasenkomparator 114
das geteilte Oszillatorausgangssignal OSCD und das 12,5-
MHz-Referenzsignal REF, vergleicht die ansteigenden Kanten
des geteilten Oszillatorsignals OSCD und des
Referenzsignals REF und gibt dann das Differenzsignal DIF aus,
welches die Differenz zwischen der Frequenz des geteilten
Oszillatorsignals OSCD und der Frequenz des Referenzsignals
REF repräsentiert.
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Das Schleifenfilter 116 antwortet auf das Differenzsignal
DIF entweder durch Erhöhen oder Senken der
Schleifenfilterspannung LFV innerhalb des Bereiches der
Schleifenfilter
spannungen, die vom Schleifenfilter 116 erzeugt werden
können. Die Schleifenfilterspannung LFV liegt im Bereich von 1
bis 4 Volt.
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Der VCO 110 antwortet auf die erhöhte oder gesenkte
Schleifenfilterspannung LFV durch jeweiliges Erhöhen oder Senken
der Frequenz des Oszillatorausgangssignals OSC solange, bis
die Frequenz des geteilten Oszillatorausgangssignals OSCD
mit der 12,5-MHz-Frequenz des Referenzsignals REF
übereinstimmt.
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Der VCO 110 ist mit dem Referenzsignal REF
"synchronisiert", wenn beide, die Phase und die Frequenz des
geteilten Oszillatorausgangssignals OSCD und die Phase und
Frequenz des Referenzsignals REF innerhalb der Fehlertoleranz
des Phasenregelschaltkreises 112 mit Bereichsautomatik
übereinstimmen. Andererseits wird davon gesprochen, daß der
VCO 110 "nicht synchronisiert" ist, wenn die
Schleifenfilterspannung LFV an die Grenzen des Schleifenfilters 116
erhöht oder gesenkt ist, wodurch die Frequenz des
Oszillatorausgangssignals OSC auf ihr vollständiges Maß erhöht oder
gesenkt ist, und die Phase und Frequenz des geteilten
Oszillatorausgangssignals OSCD und die Phase und Frequenz des
Referenzsignals REF nicht übereinstimmend bleiben.
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Wenn der VCO 110 nach einer vorgewählten Einstellzeit
(siehe unten) unsynchronisiert bleibt, befiehlt der
Phasenregelschaltkreis 112 mit der Bereichsautomatik dem VCO 110,
in einen neuen Betriebsbereich zu schreiten, in dem ein
nächstes Bereichswählsignal RSS0-1 erzeugt wird. Wie im
einzelnen weiter unten erörtert, kann der nächste
Betriebsbereich eine Mittenfrequenz haben, die größer oder kleiner
als die Mittenfrequenz des vorhandenen Bereichs ist.
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Beim stufenweisen Einstellen von einem Betriebsbereich in
einen weiteren Betriebsbereich mit einer konstanten
Schlei
fenfilterspannung LFV ändert sich die Frequenz des
Oszillatorausgangssignals OSC um einen 18,75-MHz-Schritt. Dies
führt zu einem Frequenzbereich des Betriebes über den
Schleifenfilterspannungsbereich, der gegenüber dem
Originalbetriebsbereich um 18,75 MHz nach oben oder unten
verschoben ist.
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Wenn das Oszillatorausgangssignal OSC in dem nächsten
Betriebsbereich erzeugt worden ist, versucht der
Phasenregelschaltkreis 112 mit Bereichsautomatik, das
Oszillatorausgangssignal OSC mit dem Referenzsignal REF wiederum durch
Variieren der Schleifenfilterspannung LFV in Abhängigkeit
von dem Differenzsignal DIF zu synchronisieren. Wenn der
VCO 110, nachdem die Einstellzeit für ein zweites Mal
abgelaufen ist, unsynchronisiert bleibt, dann befiehlt der
Phasenregelschaltkreis 112 mit Bereichsautomatik wiederum
dem VCO 110, in den nächsten Betriebsbereich zu gehen, in
dem das nächste Bereichswählsignal RSS0-4 erzeugt wird.
Dieser Vorgang wird, wie vorstehend beschrieben, solange
wiederholt, bis der VCO 110 mit dem Referenzsignal REF
synchronisiert. Wie vorstehend ausgeführt, kann in der
bevorzugten Ausführungsform der VCO 110 in einem von fünf
Betriebsbereichen in Abhängigkeit von einem von fünf
Bereichswählsignalen RSS0 - RSS4 arbeiten.
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Fig. 2 zeigt die fünf Betriebsbereiche FR0 - FR4 als eine
Funktion der Schleifenfilterspannung LFV. Wie aus der Fig.
2 zu ersehen ist, reicht der Frequenzbereich RFO von 175,00
bis 250,00 MHz, der Frequenzbereich FR1 von 193,75 bis
268,75 MHz, der Frequenzbereich FR2 von 212,50 bis 287,50
MHz, der Frequenzbereich FR3 von 231,25 bis 306,25 MHz und
der Frequenzbereich FR4 von 250,00 bis 325,00 MHz.
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Jeder der fünf Frequenzbereiche FR0 - FR4 repräsentiert den
Bereich der Frequenzen, bei welchen der VCO 110 mit einem
kompatiblen Referenzsignal synchronisieren kann. Wenn
bei
spielsweise ein 250 MHz-Referenzsignal REF innerhalb des
zweiten Frequenzbereiches FR2 (212,50 MHz bis 287,5 MHz)
ist, dann kann der VCO 110 mit dem Referenzsignal REF
synchronisieren, indem, wie vorstehend beschrieben, die
Schleifenfilterspannung LFV variiert wird.
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Wenn jedoch das Referenzsignal REF unterhalb des zweiten
Frequenzbereiches FR2 liegt, beispielsweise bei 200 MHz,
dann kann der VCO 110 nicht mit dem Referenzsignal REF
synchronisieren, weil die Schleifenfilterspannung LFV keinen
ausreichenden Bereich hat; das heißt, der VCO 110 wird bei
212,5 MHz aussteuern und der VCO 110 wird, nachdem die
Einstellzeit abgelaufen ist, unsynchronisiert bleiben. Der
Phasenregelschaltkreis 112 mit Bereichsautomatik wird dann
den VCO 110 in einen anderen Betriebsbereich in
Übereinstimmung mit der besonderen durchgeführten Suchroutine
schicken (wie im einzelnen vorstehend erörtert).
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Da die Frequenz des nächsten Betriebsbereiches nun 18,75
MHz niedriger als der ursprüngliche Betriebsbereich ist
(193,75 MHz bis 268,75 MHz), wird der VCO 110 nun die Phase
und Frequenz des Referenzsignals REF durch Variieren der
Schleifenfilterspannung LFV, wie vorstehend angegeben, in
Übereinstimmung bringen.
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Es wird nochmals auf die Fig. 1 Bezug genommen und, wie im
Schritt A der Fig. 3 gezeigt, erzeugt der
Phasenregelschaltkreis 112 mit Bereichsautomatik einen ersten Befehl,
um in einem Betriebsbereich zu arbeiten, in dem ein
gezwungenes Rücksetzsignal RSTF erzeugt wird. Das gezwungene
Rücksetzsignal RSTF wird ungefähr 6,6 ms (Millisekunden),
nachdem der Phasenregelschaltkreis 112 mit
Bereichsautomatik hochgeschaltet worden ist, von der Hardware rückgesetzt
ist oder von einer Testsuchroutine (siehe unten)
freigegeben worden ist, erzeugt. Die 6,6-ms-Verzögerung ist durch
einen 6,6-ms-Zeitschaltkreis 412 gebildet (siehe Fig. 4C
und 4E).
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Wie in der Fig'. 1 und im Schritt B der Fig. 2 gezeigt,
empfängt ein Schieberegister 122 das gezwungene Rücksetzsignal
RSTF und erzeugt in Antwort ein zweites Bereichsbildsignal
RSS2.
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Wie in der Fig. 1 und im Schritt C der Fig. 3 gezeigt,
empfängt ein asynchroner 10-Bit-Bereichswählzähler 118 das
gezwungene Rücksetzsignal RSTF und entfernt in Abhängigkeit
davon ein drittes Ermöglichensignal EN3 (siehe unten) und
beginnt mit dem Zeitschalten der Einstellzeit. Das
gezwungene Rücksetzsignal RSTF setzt den Bereichswählzähler 118
um eine Verzögerungszeit zurück, nachdem das
Schieberegister 122 das gezwungene Rücksetzsignal RSTF empfangen hat.
Die Verzögerungszeit läßt zu, daß der VCO 110 damit
anfängt, ein Oszillatorausgangssignal OSC zu erzeugen und im
wesentlichen gleichzeitig der Zähler 118 mit dem
Zeitschalten anfängt.
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Die Einstellzeit, die bei der bevorzugten Ausführungsform
ungefähr 61,44 us (Mikrosekunden) oder 768 Zählpunkte ist,
ist vorgesehen, um zuzulassen, daß der VCO 110 eine
ausreichende Zeit zum Synchronisieren mit dem Referenzsignal REF
durch Variieren der Schleifenfilterspannung LFV, wie
vorstehend beschrieben, hat. Nachdem die Einstellzeit
abgelaufen ist, wird, wie in dem Schritt D der Fig. 3 gezeigt, der
Bereichswählzähler 118 ein erstes Ermöglichensignal EN1
erzeugen.
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Wie in der Fig. 1 und im Schritt E der Fig. 3 gezeigt,
empfängt der Phasenfehlerdetektor 120 das erste
Ermöglichensignal EN1, ein geteiltes Oszillatorausgangssignal OSCD und
das Referenzsignal REF und beginnt als Antwort mit dem
Vergleichen der Anstiegskanten des geteilten
Oszillatoraus
gangssignals OSCD und des Referenzsignals REF, um
festzustellen, ob ein Phasenfehler vorhanden ist oder nicht. Wenn
das geteilte Oszillatorausgangssignal OSCD gegenüber dem
Referenzsignal REF um mehr als +/-4 Nanosekunden außer
Phase ist, liegt ein Phasenfehler vor. Wie in dem Schritt F
in der Fig. 3 gezeigt, erzeugt der Phasenfehlerdetektor 120
ein Schiebesignal SHF, wenn ein Phasenfehler existiert,
welches das Nächster-Bereich-Wählsignal RSS0-4 durch
Verschieben des Schieberegisters 122 in Übereinstimmung mit
einer Wählroutine (unten erläutert) erzeugt und dann wird
nach einer Verzögerungszeit ein verzögertes Rücksetzsignal
RST erzeugt, welches den Zähler 118 wieder auf den
Anfangszählwert rücksetzt.
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Nachdem ein Zweit-Bereich-Wählsignal RSS2 erzeugt worden
ist, gefolgt von einem gezwungenen Rücksetzsignal RSTF,
wählt das Schieberegister 122 den nächsten Betriebsbereich
unter Verwendung von einer von zwei Primärwählroutinen;
einer Direktsuchroutine oder einer Volumenroutine (barrel
routine). Wiederum bezugnehmend auf die Fig. 1, wird die
Volumenroutine, die eine Volumenvergrößerungs-Subroutine
und eine Volumenverringerungs-Subroutine enthält, gewählt,
indem ein BAR/DIR-Signal als hoch bestätigt wird. Die
direkte Suchroutine wird gewählt, indem das BAR/DIR-Signal
als niedrig bestätigt wird. Die
Volumenvergrößerungs-Subroutine wird gewählt, indem bestätigt wird, daß ein
Volumenvergrößerungs-/Volumenverringerungs-Signal UP/DN hoch
ist; die Volumenverringerungs-Subroutine wird gewählt,
indem das Volumengergrößerungs-/Volumenverringerungs-Signal
UP/DN als niedrig bestätigt wird.
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Wenn die Volumenvergrößerungs-Subroutine gewählt worden
ist, wählt das Schieberegister 122 sequentiell das
Oszillatorausgangssignal, das die nächst höhere Frequenz hat. Bei
der Volumenvergrößerungs-Annäherung befiehlt jedes folgende
Bereichswählsignal dem VCO 110, die Frequenz des laufenden
Oszillatorausgangssignals um 18,75 MHz solange zu erhöhen,
bis die nächste 18,75-MHz-Erhöhung 325,00 MHz übersteigen
würde. Wenn die nächste Erhöhung bei 125,00 MHz übersteigen
würde, befiehlt das Nächster-Bereich-Wählsignal dem VCO
110, die Frequenz des laufenden Oszillatorausgangssignals
um 75 MHz (18,75 MHz · 4) zu reduzieren, worauf die
Darauffolgender-Bereich-Wählsignale dem VCO 110 befehlen, wieder
die Frequenz des laufenden Oszillatorausgangssignals
zusätzlich zu erhöhen.
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Konzeptionell kann die Volumenvergrößerungs-Annäherung als
sequentielles schrittweises Gehen vom Frequenzbereich FR2
zum Frequenzbereich FR3 zum Frequenzbereich FR4 zum
Frequenzbereich FR0 zum Frequenzbereich FR1 zum
Frequenzbereich FR2 gedacht werden.
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Wenn die Volumenverringerungs-Subroutine gewählt worden
ist, wählt ähnlich das Schieberegister 122 kontinuierlich
das Oszillatorausgangssignal, welches die nächst niedrigere
Frequenz hat. Bei der Volumenverringerungs-Annäherung
befiehlt jedes darauffolgende Bereichswählsignal dem VCO 110,
die Frequenz des laufenden Oszillatorausgangssignals um
18,75 MHz zu senken, bis die nächste 18,75-MHz-Senkung
unter 175,00 MHz fallen würde. Wenn die nächste Senkung unter
175,00 MHz fallen würde, befiehlt das Nächster-Bereich-
Wählsignal dem VCO 110, die Frequenz des laufenden
Oszillatorausgangssignals um 75 MHz zu erhöhen (18,75 MHz · 4),
worauf das Folgender-Bereich-Wählsignal dem VCO 110
befiehlt, die Frequenz des laufenden
Oszillatorausgangssignals wiederum zusätzlich zu senken.
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Konzeptuell kann die Volumenverringerungs-Annäherung als
ein sequentielles schrittweises Gehen vom Frequenzbereich
FR2 zum Frequenzbereich FR1 zum Frequenzbereich FR0 zum
Frequenzbereich FR4 zum Frequenzbereich FR3 zum
Frequenzbereich FR2 gedacht werden.
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Wenn die direkte Wählroutine gewählt worden ist, empfängt
das Schieberegister 122 vom Filterspannungskomparator 124
das Suche-nach oben-/Suche-nach-unten-Signal SUP/SDN. Wenn
der Filterspannungskomparator 124 anzeigt, daß die
Schleifenfilterspannung LFV einen Überschuß von 3,25 Volt hat,
indem das Schiebesignal SHF bestätigt wird, dann wählt das
Schieberegister 122 das Oszillatorausgangssignal, welches
die nächst niedrigere Frequenz hat. Wenn der
Filterspannungskomparator 124 anzeigt, daß die
Schleifenfilterspannung LFV unter 1,75 Volt liegt, dann wählt das
Schieberegister 122 das Oszillatorausgangssignal, welches die nächst
höhere Frequenz hat.
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Wie in der Fig. 1 gezeigt, spricht zusätzlich zu den
vorstehend beschriebenen Wählroutinen der
Phasenregelschaltkreis 112 mit Bereichsautomatik auch auf ein
5-Bit-Testsignal TEST an, welches von einem Testschaltkreis 414 (siehe
Fig. 4C und 4E) erzeugt wird, das dem Schieberegister 122
befiehlt, ein Bestimmter-Bereich-Wählsignal zu erzeugen,
wodurch bewirkt wird, daß der VCO 110 in einen bestimmten
Betriebsbereich geht.
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Wie im Schritt G der Fig. 3 gezeigt, wird, nachdem eine
Verifizierungszeit abgelaufen ist, in welcher der
Bereichswählzähler 118 nicht rückgesetzt worden ist, der
Bereichswählzähler 118 das erste Ermöglichensignal EN1 entfernen.
Die Verifikationszeit, die bei der bevorzugten
Ausführungsform ungefähr 20,48 us oder 256 Zählimpulse ist, ist
vorgesehen, um zuzulassen, daß ein Phasenfehlerdetektor 120 Zeit
zum Bestimmen hat, ob das Oszillatorausgangssignal OCS an
das Referenzsignal REF sich innerhalb von +/-195 ppm (parts
per million) synchronisiert hat oder nicht. Eine +
/-4-Nanosekunden-Phasendifferenz während einer
20,48-us-Verifikationszeitspanne ist gleich einer Synchronisationsqualität von
+/-195 ppm.
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Bezugnehmend auf die Fig. 4A und 4B werden eine erste
Verzögerungsschaltung 418 und eine zweite
Verzögerungsschaltung 420 verwendet, um die +/-4-ns-Phasenfehlerdetektion zu
erzielen, die für den Phasenregelschaltkreis 112 mit
Bereichsautomatik notwendig ist. Die erste
Verzögerungsschaltung 418 und die zweite Verzögerungsschaltung 420 empfangen
einen Verzögerungsstrom, der im wesentlichen unabhängig von
den Änderungen in der Temperatur und der
Versorgungsspannung ist. Der Verzögerungsstrom ist im wesentlichen
unabhängig von Änderungen in der Temperatur und der
Versorgungsspannung, weil Verzögerungsstrom auf eine
Bandlückenspannung (siehe unten) bezogen ist.
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Der Verzögerungsstrom wird in einen festgelegten Basis-
Emitter-Kondensator getrieben, um eine gesteuerte erste
Verzögerungsschaltung 418 und eine zweite
Verzögerungsschaltung 420 zu erzielen. Die erste Verzögerungsschaltung
418 und die zweite Verzögerungsschaltung 420 werden dazu
verwendet, die ansteigenden und abfallenden Kantenübergänge
abzustimmen. Bezugnehmend auf Fig. 4D wird eine
Parallelpfad-Abstimmung der CMOS-Gate-Verzögerungen so erzeugt, daß
das Verzögerungsdelta zwischen AIN und AOUT und AIN bis
ADLYOUT die 4-ns-Verzögerung ist. Die erste
Verzögerungsschaltung 418 und die zweite Verzögerungsschaltung 420
werden dann an den Phasenregelschaltkreis 112 mit
Bereichsautomatik (Bereichswahl) verbunden, indem CLK PH an AIN, DATA
PH an BIN, PH CLK an AOUTDLY und PH DATA an BOUT angelegt
wird. Dies schafft eine gesteuerte Verzögerung für den
Phasenfehlerdetektor 120 in dem Phasenregelschaltkreis 112 mit
Bereichsautomatik.
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Wie im Schritt H in der Fig. 3 gezeigt, erzeugt der
Bereichswählzähler 118 ein zweites Ermöglichensignal EN2 für
einen Zählwert, wenn das erste Ermöglichensignal EN1
ent
fernt ist, bevor der Bereichswählzähler 118 rückgesetzt
worden ist.
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Bezugnehmend auf Fig. 1, empfängt der
Filterspannungskomparator 124 das zweite Ermöglichensignal EN2, die
Schleifenfilterspannung LFV und eine erste Referenzspannung VREF1,
wenn der Bereichswählzähler 118 das zweite
Ermöglichensignal EN2 für einen Zählwert erzeugt, und in Antwort darauf
vergleicht er sofort den DC-Pegel der
Schleifenfilterspannung LFV mit der ersten Referenzspannung VREF1. Wie im
Schritt I in der Fig. 3 gezeigt, vergleicht der
Filterspannungskomparator 124 die Schleifenfilterspannung LFV mit der
ersten Referenzspannung VREF1, um zu bestimmen, ob der VCO
110 mit dem Referenzsignal REF in der Nähe des Endes des
dynamischen Bereiches der Schleifenfilterspannung LFV
synchronisiert ist.
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Es wird wieder auf die Fig. 2 Bezug genommen, aus der zu
ersehen ist, daß, wenn die Schleifenfilterspannung LFV
zwischen 3,25 Volt und 4 Volt ist, eine Erhöhung der
Schleifenfilterspannung LFV um mehr als 0,75 Volt infolge von
Temperatur oder Netzversorgungsfluktuationen VCC dazuführen
wird, daß der VCO 110 die Synchronisation bricht. Ähnlich
wird, wenn die Schleifenfilterspannung LFV zwischen 1 Volt
und 1,75 Volt ist, irgendeine Verminderung der
Schleifenfilterspannung LFV, die bewirkt, daß die Spannung auf mehr
als 0,75 Volt reduziert wird, verursachen, daß der VCO 110
die Synchronisation bricht.
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Wie im Schritt I in der Fig. 3 gezeigt, wird, wenn die
Schleifenfilterspannung LFV zwischen 1 Volt und 1,75 Volt
oder 3,25 Volt und 4 Volt ist, der
Filterspannungskomparator 124 das Shiftsignal SHF erzeugen und dann nach der
Verzögerungszeit ein verzögertes Rücksetzsignal RST erzeugen.
Wie vorstehend beschrieben, wird, wenn das verzögerte
Rücksetzsignal RST erzeugt worden ist, der Bereichswählzähler
118 rückgesetzt und beginnt die Zeitschaltung der
Einstellzeit. Wenn das Schiebesignal SHF erzeugt worden ist,
erzeugt das Schieberegister 122 ein weiteres
Bereichswählsignal in Übereinstimmung mit der gewählten Suchroutine.
-
Der Filterspannungskomparator 124 läßt zu, daß der VCO 110
mit dem Referenzsignal REF in der Mitte eines
Frequenzbereiches synchronisiert, so daß kleine Ausflüge der
Schleifenfilterspannung LFV nicht bewirken, daß das
Oszillatorausgangssignal OSC die Synchronisation bricht.
-
Wie im Schritt J in der Fig. 3 gezeigt, erzeugt der
Wählzähler 118 ein drittes Ermöglichensignal EN3 und stoppt das
Zählen, wenn die Schleifenfilterspannung LFV zwischen 1,75
und 3,25 Volt ist. An diesem Punkt ist der VCO 110
erfolgreich an mit dem Referenzsignal REF in einem
Frequenzbereich synchronisiert, der einen ausreichenden dynamischen
Bereich schafft.
-
Es wird wieder auf die Fig. 1 Bezug genommen, aus der zu
ersehen ist, daß ein Triple-Impulsdetektor 126 verwendet
wird, um gegenüber einem katastrophenbedingten Ausfall der
Schleife zu schützen. Der Triple-Impulsdetektor 126
empfängt das dritte Ermöglichensignal EN3 und beginnt in
Antwort darauf die Anwesenheit des laufenden
Oszillatorausgangssignals OSC und des Referenzsignals REF zu
detektieren. Wie im Schritt K der Fig. 3 gezeigt, erzeugt der
Triple-Impulsdetektor 126, wenn drei oder mehr ansteigende
Kanten des geteilten Oszillatorausgangssignals OSCD
auftreten, ohne daß eine ansteigende Kante des Referenzsignals
REF auftritt, das gezwungene Rücksetzsignal RSTF. Das
Schieberegister 122 empfängt das gezwungene Rücksetzsignal
RSTF und erzeugt in Antwort darauf wieder das zweite
Bereichswahlsignal RSS2. Zusätzlich empfängt der
Bereichswahlzähler 118 das verzögerte Rücksetzsignal RST, um die
Verzögerungszeit später, setzt den Zähler 118 zurück,
sperrt das dritte Ermöglichensignal EN3 und beginnt wieder
mit dem Zeitschalten.
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Ähnlich wird, wenn drei oder mehr ansteigende Kanten des
Referenzsignals auftreten, ohne daß eine ansteigende Kante
des Oszillatorausgangssignals auftritt, der
Triple-Pulsdetektor 126 ebenfalls das verzögerte Rücksetzsignal RST
erzeugen.
-
Zusätzlich schaffen der Triple-Impulsdetektor 126 und der
Phasenfehlerdetektor 120 Ausgänge von einer Testschaltung.
Wenn der VCO 110 einmal mit dem Referenzsignal REF
synchronisiert ist, wird der Phasenfehlerdetektor 120 damit
fortfahren, das Schiebesignal SHF auszugeben. Ähnlich wird nach
der Synchronisierung der Triple-Impulsdetektor 126, wie
vorstehend beschrieben, das Schiebesignal SHF erzeugen.
Diese Fähigkeit läßt eine Zweigtestausstattung oder
automatische Testausstattung zu, um das Schiebesignal SHS der
Probleme der Synchronisationsqualität und des
Synchronisationsverlustes sowohl von der Vorrichtung als auch dem
Monitor zu erfassen. Diese beiden Probleme sind üblicherweise
sporadische Ereignisse, die durch Überwachung des laufenden
Oszillatorsignals und des Referenzsignals von den
automatischen Testern nicht lokalisiert werden können.
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Der Phasenfehlerdetektor 120 wird auch einen einfachen
Gehen-/nicht-Gehen-Digitaltest für die Synchronisation
schaffen, der das mühseligere sich wiederholende
AC-parametrische Testen, welches derzeit in Verwendung ist, ersetzt.
Dies stellt sowohl ein schnelleres als auch billigeres und
zuverlässigeres Testverfahren dar.
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Der Filterspannungskomparator 124 schafft auch einen
Testausgang. Wenn der VCO 110 einmal mit dem Referenzsignal REF
synchronisiert ist, wird der Filterspannungskomparator 124
damit fortfahren, das Schiebesignal SHF auszugeben. Durch
Erfassen des Schiebesignals SHF kann die automatische
Testausrüstung den VCO-Verstärkungsfaktor gegenüber dem
Frequenzbereichsverhalten abstimmen. Dadurch ist eine
bessere Abstimmung der Vorrichtung gegenüber dem Betrieb
möglich und es ist ein neues Werkzeug für die Ertragsanalyse
und Verbesserung zur Verfügung gestellt. Wenn man in der
Lage ist, die kritische Beziehung des
VCO-Verstärkungsfaktors gegenüber dem Frequenzbereich auf einer automatischen
Basis zu werten, erlaubt dies genauere Daten für die
Zukunftsmodellierung.
-
Der Teil des Schieberegisters 122, der
6,6-ms-Zeitschaltkreis 412, die Testschaltung 414 und ein
Mehrfachaktivbereichsdetektor 410 sind, wie in der Fig. 4C dargestellt,
konfiguriert. Der Mehrfachaktivbereichsdetektor 410
überwacht die Bereichswahlsignale RSS0 - RSS4 und erzeugt das
gezwungene Rücksetzsignal RSTF, wenn mehr als ein
Bereichswahlsignal gleichzeitig aktiv ist. Der
6,6-ms-Zeitschaltkreis 412 verhindert, daß das gezwungene Rücksetzsignal
RSTF ausgegeben wird, bevor nach dem Einschalten des VCO
110, Rücksetzen in der Hardware oder von einer Testsuche
freigegeben eine 6,6-ms-Verzögerung abgelaufen ist.
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Ein Teil des Zählers 118, der Phasenfehlerdetektor 120 und
der Triple-Pulsdetektor 126 sind, wie in der Fig. 4D
dargestellt, konfiguriert. Die erste Verzögerungsschaltung 418
und die zweite Verzögerungsschaltung 420 sind, wie in den
Fig. 4A und Fig. 4B gezeigt, konfiguriert. Ein Teil des
Schieberegisters 422, der 6,6-ms-Zeitschaltkreis 412, die
Testschaltung 414 und ein Mehrfachaktivbereichsdetektor 410
sind, wie in der Fig. 4E dargestellt, konfiguriert. Ein
Teil des Zählers 118, der Phasenfehlerdetektor 120 und das
Schieberegister 122 sind, wie in der Fig. 4F gezeigt,
konfiguriert.
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Fig. 5 zeigt den VCO 110 gemäß der vorliegenden Erfindung.
Wie aus der Fig. 5 zu ersehen, erzeugt ein VGS- und
VSW-Generatorschaltkreis 310, der elektrisch an drei äquivalente
Oszillatorstufen 318, 320, 322 gekoppelt ist, eine
entsprechende Gate-zu-Source-Spannung VGS und eine Schaltspannung
VSW in Abhängigkeit von den Bereichswahlsignalen RSS0 -
RSS4.
-
Zusätzlich empfängt ein
Schleifenfilter-Operationsverstärker 324 mit Verstärkungsfaktor 1 die
Schleifenfilterspannung LFV, die auf Masse bezogen ist, und übersetzt die
Schleifenfilterspannung LFV in eine übersetzte
Schleifenfilterspannung LFVT, die auf die Netzspannung VCC bezogen
ist. Jede der drei Oszillatorstufen 318, 320, 322 empfängt
dann die Gate-zu-Source-Spannung VGS, die Schaltspannung
VSW und die übersetzte Schleifenfilterspannung LFVT und
erzeugt in Antwort darauf jeweils ein entsprechendes
Oszillatorsignal P1 - P3.
-
Die drei Oszillatorsignale P1 - P3 sind mit Ausnahme für
eine Phasenverzögerung, die jeder folgenden Oszillatorstufe
zugeordnet ist, äquivalent. Wie in der Fig. 5 gezeigt, wird
das erste Oszillatorsignal P1, das an der ersten
Oszillatorstufe 318 ausgegeben wird, in die zweite
Oszillatorschaltung 320 eingegeben. Da jede der drei Oszillatorstufen
äquivalent ist, ist zu ersehen, daß das zweite
Oszillatorsignal P2, das an der zweiten Oszillatorstufen 320
ausgegeben wird, äquivalent dem ersten Oszillatorsignal P1 ist,
mit Ausnahme der Zeit, die dafür erforderlich ist, das
erste Oszillatorsignal P1 von der zweiten Oszillatorstufe 320
in das zweite Oszillatorsignal P2 zu transformieren.
Ähnlich ist das dritte Oszillatorsignal P3 äquivalent dem
zweiten Oszillatorsignal P2, mit Ausnahme der Zeit, die
dafür erforderlich ist, zwei der Oszillatorsignale P2 durch
die dritte Oszillatorstufe 321 in das dritte
Oszillatorsignal P3 zu transformieren.
-
Fig. 6 zeigt eine der drei äquivalenten Oszillatorstufen
318, 320, 322, die als ein Differentialpaar 610
konfiguriert sind. Wie in der Figur ~6 gezeigt, hat das
Differentialpaar 610 zwei Zweige 612 und 614, die alternierend einen
Strompfad für einen festliegenden Strom ISW von einer
Netzversorgung VCC zu einer ersten Stromquelle 616 schaffen.
Jeder der Zweige 612 und 614 des Differentialpaares 610 hat
jeweils einen Schalttransistor 618a, 618d mit Kollektoren
620a bzw. 620b, die erstens über Widerstände 625a bzw. 624b
an eine Netzversorgung VCC angeschlossen sind und zweitens
über variable Kapazitätselemente 626a bzw. 626b an die
übersetzte Schleifenfilterspannung LFVT angeschlossen ist
und mit Emittern 628a bzw. 628b, die an die erste
Stromquelle 616 angeschlossen sind.
-
Die Ausgangsspannung jedes Zweiges 612 und 614 des
Differentialpaares 610, die das Oszillatorausgangssignal
schafft, wird an den Kollektorklemmen 620a und 620b der
Schalttransistoren 618a bzw. 618b abgenommen. Der Eingang
jedes Zweiges 612 und 614, der wie vorstehend angegeben,
elektrisch an den Ausgang einer vorhergehenden
Oszillatorstufe gekoppelt ist, ist an den Basen 630a bzw. 630b jedes
der Schalttransistoren 618a bzw. 618b.
-
Im Betrieb wird der Basis-Emitter-Übergang jedes
Schalttransistors 618a, 618b durch das Oszillatorsignal OSC
und dessen Komplement, die durch die vorhergehende
Oszillatorstufe geschaffen worden sind, alternierend nach vorwärts
und nach rückwärts vorgespannt, so daß ein Schalttransistor
618a, 618b ein- und ausschaltet, während der andere
Schalttransistor 618a, 618b jeweils aus- und einschaltet.
-
Was die Übergänge von einem Aus- in einen Ein-Zustand und
von einem Ein-Zustand in einen Aus-Zustand jedes der
Schalttransistoren 618a, 618b betrifft, wird die Frequenz
des Oszillatorausgangssignals OSC erstens definiert durch
den Spannungsabfall an dessen entsprechendem Widerstand
624a, 624b, der äquivalent der Ausgangsspannung ist, die an
den Kollektoren 620a und 620b des entsprechenden
Schalttransistors 618a bzw. 618b gemessen ist, und zweitens
definiert durch die Anstiegsgeschwindigkeit.
-
Der Spannungsabfall an den ersten Widerständen 624a und
624b ist eine Funktion einer Spitzenspannung, das heißt der
Spannungsabfall am Widerstand, wenn der Transistor
abgeschaltet oder nichtleitend ist, und eine niedrige Spannung,
das heißt der Spannungsabfall an dem Widerstand, wenn der
Schalttransistor eingeschaltet oder leitend ist.
-
Die Anstiegsgeschwindigkeit ist definiert als die
Spannungsschwankung geteilt durch die Zeit, die der
Schalttransistor für den Übergang vom ausgeschalteten Zustand in den
eingeschalteten Zustand oder vom eingeschalteten Zustand in
den ausgeschalteten Zustand benötigt, während er die
variablen Kapazitätselemente 626a und 626b lädt bzw. entlädt.
-
Da, wie vorstehend angegeben, die Frequenz des
Oszillatorausgangssignals OSC eine Funktion des Spannungsabfalls an
den Widerständen 624a und 624b und der
Anstiegsgeschwindigkeit ist, folgt daher, daß die Frequenz des
Oszillatorausgangssignals OSC durch Ändern eines dieser zwei Parameter
geändert werden kann.
-
Wie vorstehend angegeben, erzeugt jeder Zweig 612 und 614
des Differentialpaares 610 alternierend einen Strompfad für
den feststehenden Strom ISW. Da ein konstanter Strom immer
dann vorhanden ist, wenn ein Zweig 612, 614 leitend ist,
kann die Frequenz des Oszillatorausgangssignals geändert
werden, indem der Widerstand der Widerstände 624a und 624b
geändert wird, weil bei der Anwesenheit eines konstanten
Stroms der Spannungsabfall mit dem Widerstand variiert.
-
Zur Illustration würde, wenn der Spannungsabfall an den
Widerständen 624a und 624b durch eine Spitzenspannung von 5
Volt und eine niedrige Spannung von 4 Volt definiert ist
und für die Zwecke dieses Beispieles angenommen wird, daß
die Anstiegsgeschwindigkeit äquivalent 0,5 Volt pro
Nanosekunde ist, dann wird das laufende Oszillatorsignal 2
Nanosekunden benötigt, um von einer Spitzenspannung auf eine
niedere Spannung überzugehen. Dies ist äquivalent einer
Nanosekunde pro Zyklus oder 500 MHz.
-
Wenn der Spannungsabfall an den Widerständen 624a und 624b
geändert ist, so daß die Spitzenspannung auf 5 Volt
verbleibt, die niedrige Spannung jedoch auf 3 Volt gesenkt
ist, dann wird es 4 Nanosekunden benötigen, damit das
laufende Oszillatorsignal von der Spitzenspannung auf die
niedere Spannung übergeht. Dies ist äquivalent 4 Nanosekunden
pro Zyklus oder 250 MHz.
-
Somit kann durch Reduzieren des Spannungsabfalls an den
Widerständen 624a und 624b die Frequenz des
Oszillatorausgangssignals OSC erhöht werden. Ähnlich kann durch Erhöhen
des Spannungsabfalls an den Widerständen 624a und 624b die
Frequenz des Oszillatorausgangssignals OSC verringert
werden.
-
Aus der Fig. 7, die die bevorzugten Implementierungen der
Oszillatorstufen 318, 320 und 322 der Fig. 5 zeigt, ist zu
ersehen, daß die Widerstände 624a und 624b jeweils unter
Verwendung von ersten p-Kanal-FETs (Feldeffekttransistor)
P1 und P2 implementiert sind. Wie allgemein bekannt ist,
können Feldeffekttransistoren, wenn sie genau vorgespannt
sind, in einem linearen oder Triodenbereich arbeiten, in
welchem der Feldeffekttransistor sich als ein variabler
Widerstand verhält. Somit können durch genaues Vorspannen der
ersten FETs P1 und P2 unter Verwendung von fünf
unter
schiedlichen Vorspannungen fünf unterschiedliche
Widerstandswerte und daher fünf unterschiedliche
Spannungsabfälle und daher fünf unterschiedliche Oszillatorfrequenzen
erzeugt werden.
-
Wie in der Fig. 7 dargestellt, ist die erste Stromquelle
616 als ein erster npn-Stromquellentransistor Q50
implementiert, dessen Kollektor an die Emitter der
Schalttransistoren 618a und 618b angeschlossen ist, dessen Basis an eine
Referenzspannung VREF angeschlossen ist und dessen Emitter
über einen ersten Stromquellenwiderstand R50 an Masse
angeschlossen ist.
-
Wie vorstehend angegeben, kann die Frequenz des
Oszillatorausgangssignals OSC auch geändert werden, indem die
Anstiegsgeschwindigkeit geändert wird. Da die
Anstiegsgeschwindigkeit definiert ist als das Maß der Zeit, die
erforderlich ist, um die variablen Kapazitätselemente 626a
und 626b zu entladen und zu laden, kann die
Anstiegsgeschwindigkeit definiert werden durch:
-
dv/dt = ISW/C
-
Da, wie vorstehend angegeben, der feststehende Strom ISW,
der von dem ersten Stromquellentransistor Q50 herrührt,
konstant ist, kann die Anstiegsgeschwindigkeit durch Ändern
der Kapazität an den variablen Kapazitätselementen 626a und
626b geändert werden.
-
Zur Illustration, angelehnt an das vorstehend beschriebene
Beispiel, bei dem der Spannungsabfall an den Widerständen
624a und 624b durch eine Spitzenspannung von 5 Volt und
eine niedrige Spannung von 4 Volt definiert war und die
Anstiegsgeschwindigkeit 0,5 Volt pro Nanosekunde betrug, wird
weiterhin angenommen, daß die Anstiegsgeschwindigkeit durch
einen Strom von der ersten Stromquelle von 4 Milliampere
und eine Kapazität von 0,8 Picofarad definiert ist. Wie
vorstehend angegeben, würde es 2 Nanosekunden benötigen, um
von der Spitzenspannung von 5 Volt auf die niedere Spannung
von 4 Volt überzugehen. Nun wird angenommen, daß die
Kapazität von 0,8 Picofarad auf 1,6 Picofarad erhöht wird. Das
Ergebnis ist, daß die Anstiegsgeschwindigkeit 0,25 Volt pro
Nanosekunde ist, übersetzt auf eine 250-MHz-Rate.
-
Somit kann durch Erhöhen der Kapazität die Frequenz des
Oszillatorausgangssignals OSC gesenkt werden. Ähnlich kann
durch Senken der Kapazität die Frequenz des
Oszillatorausgangssignals OSC erhöht werden.
-
Wiederum bezugnehmend auf Fig. 6, wird die Kapazität an den
variablen Kapazitätselementen 626a und 626b gesteuert durch
die übersetzte Schleifenfilterspannung LFVT. Die übersetzte
Schleifenfilterspannung LFVT spannt die variablen
Kapazitätselemente 626a und 626b von 0,5 Volt auf 3,5 Volt
umgekehrt vor. Daher und wie früher angegeben, kann die
Frequenz des Oszillatorausgangssignals OSC durch Variieren der
Schleifenfilterspannung LFV geändert werden.
-
Wiederum bezugnehmend auf Fig. 7, sind in Übereinstimmung
mit einem Aspekt der vorliegenden Erfindung die variablen
Kapazitätselemente 626a und 626b aus Diodentransistoren
Q12a und Q12b gebildet, deren Kollektoren und Basen so
geschaltet sind, daß sie die übersetzte
Schleifenfilterspannung LFVT empfangen und haben Emitter, die an die
Kollektoren 620a und 620b der Schalttransistoren 618a bzw. 618b
angeschlossen sind.
-
Wenn ein Schalttransistor 618a, 618b in einem bestimmten
Zweig nichtleitend ist, wird die Spannung am Emitter des
Diodentransistors Q12a, Q12b in diesem Zweig auf die
Spitzenspannung ansteigen. Wenn somit die übersetzte
Schleifen
filterspannung LFVT ebenfalls hoch ist, wird der Emitter-
Basis-Übergang des Diodentransistors Q12a, Q12b in diesem
Zweig nur leicht umgekehrt vorgespannt sein. Ähnlich wird,
wenn die übersetzte Schleifenfilterspannung LFVT im
Vergleich mit der Spannung an dem Emitter des
Diodentransistors Q12a, Q12b in diesem Zweig niedrig ist, der Emitter-
Basis-Übergang stark umgekehrt vorgespannt sein. Umso mehr
die Diodentransistoren Q12a und Q12b umgekehrt vorgespannt
sind, umso weniger interne Kapazität ist an den
Diodentransistoren Q12a und Q12b präsent.
-
Wenn beispielsweise die übersetzte Schleifenfilterspannung
LFVT hoch ist, beispielsweise 4 Volt, und die Spannung am
Emitter des Diodentransistors Q12a, Q12b ebenfalls hoch
ist, beispielsweise 4,3 Volt, ist der Diodentransistor
Q12a, Q12b nur leicht umgekehrt vorgespannt. Wenn
andererseits die übersetzte Schleifenfilterspannung LFVT niedrig
ist, beispielsweise 1 Volt, ist der Diodentransistor Q12a,
Q12b stark umgekehrt vorgespannt. Eine Spannungsschwankung
von vollen 3 Volt der Schleifenfilterspannung LFV und daher
der übersetzten Schleifenfilterspannung LFVT entspricht
einer Frequenzveränderung von +/-12% des Mittelwertes. So
wird die Eigenschaft des niedrigen Verstärkungsfaktors des
VCO 110 der vorliegenden Erfindung erzielt.
-
Wie weiterhin in der Fig. 7 gezeigt, sind, um eine volle
Spannungsschwankung (eine exakte niedrige Spannung)
ungeachtet irgendwelcher Prozeßänderungen zwischen dem ersten
p-Kanal-FETs P1 und P2 zu garantieren,
npn-Klemmtransistoren Q14a und Q14b in jedem Zweig 612 und 614 des
Differentialpaares 610 verwendet. Jeder Klemmtransistor Q14a, Q14b
ist so geschaltet, daß sein Kollektor an die Netzspannung
VCC angeschlossen ist, seine Basis an die Schaltspannung
VSW angeschlossen ist und sein Emitter an die Kollektoren
620a und 620b der Schalttransistoren 618a bzw. 618b
angeschlossen ist. Die niedrigste Spannung an den Emittern der
Diodentransistoren Q12a und Q12b ist äquivalent der
Schaltspannung VSW minus der Spannung, die dem Basis-Emitter-
Übergang der Klemmtransistoren Q14a bzw. Q14b zugeordnet
ist. Dies ist deshalb notwendig, weil, wenn die Spannung
einmal unter diesen Wert fällt, die Klemmtransistoren Q14a
und Q14b vorwärts vorgespannt werden und anfangen, Strom zu
speisen.
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Die Klemmtransistoren Q14a und Q14b garantieren, daß eine
volle Spannungsschwankung realisiert wird, indem die
Gatezu-Source-Spannung der ersten p-Kanal-FETs P1 und P2 so
gesetzt werden kann, daß die ersten p-Kanal-FETs P1 und P2
einen Strom erzeugen, der ungefähr 10% geringer als der
Strom ist, welcher vom feststehenden Strom ISW gefordert
ist. Somit wird, wenn der erste Stromquellentransistor Q50
versucht, den feststehenden Strom ISW von den ersten
p-Kanal-FETs P1 und P2 zu senken, die Spannungen an den
Kollektoren 620a ind 620b der Schalttransistoren 618a bzw. 618b
fallen und die Klemmtransistoren Q14a und Q14b werden
jeweils vorwärts vorgespannt, schalten ein, um den
verbleibenden Strom dem ersten Stromquellentransistor Q50
zuzuführen.
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Beispielsweise wird angenommen, daß die gewünschte
Sourcezu-Drain-Spannung 0,3 Volt ist, und es wird weiterhin
angenommen, daß der Widerstand, der erforderlich ist, um die
0,3 Source-zu-Drain-Spannung zu erzielen, 1.500 Ohm ist. In
dieser Situation wird, um den Klemmtransistor Q14a, Q14b
einzuschalten, der Widerstand der ersten p-Kanal-FETs P1
und P2 auf beispielsweise 1.700 Ohm eingestellt. Durch
Einstellen des tatsächlichen Widerstandes etwas höher als dem
benötigen Widerstand kann der Designer sicherstellen, daß
selbst bei Prozeßänderungen eine volle Spannungsschwankung
erzielt wird.
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Wie in der Fig. 7 gezeigt, sind die Sourcen 730a und 730b
der ersten FETs P1 und P2 an einen
Spannungsschiebertransistor 732 angeschlossen, der als eine Diode konfiguriert
ist. Der Spannungsschiebertransistor 732 erlaubt, daß der
niedrigere Spannungsschwankungspegel, bezogen auf die
Netzspannung VCC, gleich der Schaltspannung VSW plus dem
Spannungsabfall ist, der den Basis-Emitter-Übergängen des
Spannungsschiebertransistors 732 und der Klemmtransistoren
Q14a, Q14b zugeordnet ist, so daß die Klemmtransistoren
Q14a, Q14b einschalten können.
-
Schematische Schaltbilder eines Teils der Oszillatorstufen
318, 320 und 322 sind in den Fig. 8A, 8B, 8C und 8D
gezeigt. Zusätzlich ist ein Vorspannschaltkreis 810 für die
Emitterfolgerausgangsstufe der Oszillatorstufen 318, 320
und 322 in der Fig. 8B gezeigt. Weiterhin ist eine
partielle Anlaufschaltung 812, die den VCO 110 solange
ungespeist hält bis die Netzversorgung VCC ungefähr 4 Volt
erreicht hat, in der Fig. 8C gezeigt.
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Wie vorstehend angegeben, können durch genaues Vorspannen
der ersten p-Kanal-FETs P1 und P2 fünf unterschiedliche
Widerstandswerte und daher fünf unterschiedliche
Spannungsabfälle und daher fünf unterschiedliche Oszillatorfrequenzen
erzeugt werden. Die ersten p-Kanal-FETs P1 und P2 sind
vorgespannt, indem die Source-zu-Drain-Spannung VSD und die
Gate-zu-Source-Spannung VGS gesteuert werden. Die
Sourcezu-Drain-Spannung VSD und die Gate-zu-Source-Spannung VGS
werden durch die VGS- und VSW-Generatorschaltung 310
gesteuert.
-
Fig. 9 zeigt die VGS- und VSW-Generatorschaltung 310. Wie
in der Fig. 9 gezeigt, ist das Gate eines zweiten p-Kanal-
FET Q20 an das Gate der ersten FETs P1 und P2 über eine
VGS-Übersetzerschaltung 822 angeschlossen. Zusätzlich ist
der Drain des zweiten FET Q20 an den Drain der ersten FETs
P1 und P2 über einen Operationsverstärker 816 und eine VSW-
Übersetzerschaltung 836 angeschlossen.
-
Somit sind bei 40ºC die Gate-zu-Source-Spannung, die
Source-zu-Drain-Spannung und ein zweiter Strom ISW2 durch
den zweiten FET Q20 angezogen, wenn ein Delta-Temperatur-
Strom ISWD gleich 0 ist (siehe unten), äquivalent der
Gatezu-Source-Spannung, der Source-zu-Drain-Spannung und dem
feststehenden Strom ISW, der durch die ersten FETs P1 und
P2 angezogen ist, wenn der Delta-Temperatur-Strom ISWD
gleich 0 ist. Daher kann durch Einstellen der Gate-zu-
Source-Spannung die Source-zu-Drain-Spannung und der zweite
Strom ISW2 des zweiten FET Q20, die
Gate-zu-Source-Spannung, die Source-zu-Drain-Spannung und der feststehende
Strom ISW der ersten FETs P1 und P2 eingestellt werden.
-
Die Source-zu-Drain-Spannung am zweiten FET Q20 ist durch
die Schaltspannung VSW und den Betrieb des
Operationsverstärkers 816 eingestellt. Die Schaltspannung VSW ist
äquivalent dem Spannungsabfall an einem der fünf
Oszillatorwähltransistoren TP1 - TP5 und dessen entsprechenden
Schaltwiderständen R1 - R5.
-
Jeder Oszillatorwähltransistor TP1 - TP5, der mit einer
Source an eine interne Netzversorgung VCCI, mit einem Drain
mit dem entsprechenden Schaltwiderstand R1 - R5 und mit
einem Gate mit dem Schieberegister 122 (siehe Fig. 1)
verbunden ist, schafft einen Strompfad für einen dritten Strom
ISW3, wenn der Oszillatorwähltransistor TP1 - TP5 gewählt
ist.
-
Der dritte Strom ISW3 wird durch einen dritten
npn-Stromquellentransistor Q24 erzeugt, der an den ersten
Stromquellentransistor Q50 angepaßt ist, mit einem Kollektor an
jeden Schaltwiderstand R1 - R5 angeschlossen ist, mit einer
Basis an die Referenzspannung VREF angeschlossen ist und
mit einem Emitter über einen dritten Stromwiderstand R6 an
Masse angeschlossen ist.
-
Im Betrieb schaltet eines der fünf Bereichswahlsignale RSS0
- RSS4 auf einen entsprechenden Oszillatorwähltransistor
TP1 - TP5, wodurch ein Strompfad für den dritten Strom ISW3
und ein Spannungsabfall an dem Oszillatorwähltransistor TP1
- TP5 und dessen zugehörigen Schaltwiderstand R1 - R5
erzeugt wird.
-
Der Operationsverstärker 816, der einen nicht
invertierenden Eingang hat, welcher an die Schaltspannung VSW
angeschlossen ist, und der einen invertierenden Eingang hat,
der an den Drain des zweiten FET Q20 angeschlossen ist,
zwingt die Source-zu-Drain-Spannung des zweiten FET Q20
dazu, die Schaltspannung VSW anzunehmen, durch eine
Rückkopplungsoperation des Operationsverstärkers 816.
-
Indem die Source-zu-Drain-Spannung zwangsweise äquivalent
der Schaltspannung VSW gemacht ist, ist die Schaltspannung
VSW äquivalent der Source-zu-Drain-Spannung VSD am zweiten
FET Q20.
-
Die Gate-zu-Source-Spannung am zweiten FET Q20, der mit
einer Source an eine interne Netzversorgung VCCI
angeschlossen ist, der mit einem Drain an den invertierenden Eingang
eines Operationsverstärkers 816 und einen Kollektor eines
zweiten Stromquellentransistors Q22 angeschlossen ist und
der mit einem Gate an den Ausgang eines
Operationsverstärkers 816 und eine Gate-Source-Übersetzerschaltung 822
angeschlossen ist, ist durch einen zweiten Strom ISW2 und den
Betrieb des Operationsverstärkers 816 eingestellt.
-
Ein zweiter npn-Stromquellentransistor Q22, der mit einem
Kollektor an den Drain des zweiten FET Q20 angeschlossen
ist, der mit einer Basis an eine Referenzspannung VREF
an
geschlossen ist und der mit einem Emitter über einen
zweiten Stromwiderstand R7 angeschlossen ist, erzeugt einen
zweiten Strom ISW2, der im wesentlichen äquivalent 90% des
festliegenden Stromes ISW ist, welcher vom ersten
Stromquellentransistor Q50 erzeugt wird.
-
Der Operationsverstärker 816 zwingt die Gate-zu-Source-
Spannung auf eine Spannung, die bei einer Source-zu-Drain-
Spannung, die äquivalent der Schaltspannung VSW ist, auf
eine Spannung, die einen zweiten Strom ISW2 erzeugt.
-
Die VGS- und VSW-Generatorschaltung 310 kann eine interne
Netzversorgung VCCI von ungefähr 3 Volt verwenden, die
gegenüber der Netzversorgung VCC unterschiedlich ist, um das
Koppeln des Netzversorgungsrauschens in den
Operationsverstärker 816 zu reduzieren. Die VGS-Übersetzerschaltung 822
und die VSW-Übersetzerschaltung 836 sind vorgesehen, um von
auf die interne Netzversorgung VCCI bezogene Pegel auf die
Netzversorgung VCC bezogene Pegel rückzusetzen, die
diejenigen Pegel sind, welche von dem VCO 110 erfordert werden.
Die VGS- und VSW-Generatorschaltung 310 ist in der Fig. 10
gezeigt.
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Die vorstehende Beschreibung beschreibt den Betrieb des VCO
bei +40ºC. Wenn sich die Temperatur ändert, werden sich
jedoch die Anstiegsgeschwindigkeit und daher die Frequenz des
Oszillatorausgangssignals OSC ebenfalls infolge einer
linearen Änderung in der Kapazität aller Transistoren ändern.
Wenn die Temperatur steigt und fällt, steigt bzw. fällt die
Kapazität der variablen Kapazitätselemente Q12a und Q12b.
Wenn die Kapazität steigt und fällt, sinkt und steigt die
Schaltgeschwindigkeit der Oszillatorstufen 318, 320 und
322. Um eine konstante Schaltgeschwindigkeit aufrecht zu
erhalten, muß der Strom, welcher durch die
Schalttransisto
ren fließt, in Abhängigkeit von der Temperaturverschiebung
erhöht oder gesenkt werden.
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Um eine nahezu konstante Anstiegsgeschwindigkeit über einen
Änderungsbereich in der Umgebungstemperatur von -55ºC bis
zu +125ºC zu erreichen, sind der feststehende, der zweite
und der dritte Strom ISW, ISW2 und ISW3 im wesentlichen
unabhängig von der Umgebungstemperatur gemacht und es wird
ein Delta-Temperatur-Strom erzeugt, so daß durch die
Schalttransistoren 618a und 618b mehr oder weniger Strom
gezogen werden kann, wenn die Kapazität erhöht bzw. gesenkt
ist.
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Wiederum bezugnehmend auf Fig. 5 erzeugt der VCO 110 gemäß
der vorliegenden Erfindung die feststehenden, zweiten und
dritten Ströme ISW, ISW2 und ISW3 so, daß sie im
wesentlichen unabhängig von Änderungen in der Umgebungstemperatur
sind, indem eine Spannungsübersetzerschaltung 316 verwendet
wird, um die Referenzspannung VREF zu erzeugen, die
ihrerseits die feststehenden, zweiten und dritten Ströme ISW,
ISw2 und ISW3 erzeugt. Zusätzlich erzeugt die
Spannungsübersetzerschaltung 316 einen temperaturunabhängigen Strom
IREF, der im wesentlichen temperaturunabhängig ist und nur
von P+-Blatt-rho abhängt.
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Die Spannungsübersetzerschaltung 316 erzeugt das
Spannungsreferenzsignal VREF in Antwort auf eine
temperaturunbhängige Spannung von 1,35 Volt und ändert sich in der
Umgebungstemperatur. Das Spannungsreferenzsignal VREF wird
erzeugt, so daß, wenn die Umgebungstemperatur steigt und
fällt, das Spannungsreferenzsignal VREF sinkt bzw. steigt,
und zwar um ein Kompensationsmaß, so daß die feststehenden,
zweiten und dritten Ströme ISW, ISW2 und ISW3 konstant sein
können.
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Die feststehenden, zweiten und dritten Ströme ISW, ISW2 und
ISW3 bleiben jedoch unabhängig von der linearen Änderung
des P+-spezifischer elektrischer Flächenwiderstand (90
Ohm/sq). Da diese Abhängigkeit klein ist, sind die
feststehenden, zweiten und dritten Ströme ISW, ISW2 und ISW3 in
einer ersten Größenordnung unabhängig von Änderungen in der
Umgebungstemperatur.
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Bezugnehmend auf Fig. 11 zieht der VCO gemäß der
vorliegenden Erfindung mehr oder weniger Strom durch die
Schalttransistoren 618a und 618b, wenn die Kapazität erhöht bzw.
gesenkt wird, indem eine Temperaturkompensationsschaltung 314
verwendet wird.
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Die Temperaturkompensationsschaltung 314 hat eine
Eingangsstufe 1102, die eine temperaturunabhängige und abhängige
Spannung empfängt, eine temperaturabhängige Stufe 1104 zum
Erzeugen der temperaturabhängigen Spannung, eine
Entladestufe 1106 zum Variieren eines Entladestroms Id, wenn sich
die Umgebungstemperatur ändert, und eine Ausgangsstufe 1108
zum Erzeugen eines Delta-Temperatur-Stroms ISWD.
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Wie in der Fig. 11 gezeigt, ist in einer bevorzugten
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die Eingangsstufe
1102 als ein kompensierendes Differentialpaar 1118
konfiguriert. Das kompensierende Differentialpaar 1118 enthält
einen Ladezweig 1120 und einen Entladezweig 1122, die
jeweils einen Strompfad für einen Teil eines festliegenden
Stromes 0,17 ISW von einer Netzversorgung VCC zu einem
Ladestromquellentransistor Q60 schaffen.
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Der Ladezweig 1120 hat einen p-Kanal-Ladetransistor Q3, der
mit einer Source an die Netzversorgung VCC angeschlossen
ist, und einen npn-Ladeeingangstransistor Q4, der mit einem
Kollektor an das Gate und den Drain des Ladetransistors Q3
angeschlossen ist, der mit einer Basis an eine
temperatur
unabhängige Bandlückenspannung VREF1 von ungefähr 2,5 Volt
angeschlossen ist, und mit einem Emitter an den Kollektor
des Ladestromquellentransistors Q60 über einen
Ladeeingangswiderstand R1 angeschlossen ist.
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Der Entladezweig 1118 hat einen p-Kanal-Entladetransistor
Q5, der mit einer Source an eine Netzversorgung VCC
angeschlossen ist, und einen Entladeeingangstransistor Q6, der
mit einem Kollektor an das Gate und den Drain des
Entladetransistors Q5 angeschlossen ist, der mit einer Basis an
einen temperaturabhängigen Knoten B angeschlossen ist, und
mit einem Emitter an den Kollektor des
Ladestromquellentransistors Q60 über einen Entladeeingangswiderstand R2
angeschlossen ist.
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Der Ladestromquellentransistor Q60 ist mit seiner Basis an
die Referenzspannung VREF angeschlossen und ist mit seinem
Emitter über den Ladewiderstand R60 an Masse angeschlossen,
erzeugt den festliegenden Strom 0,17 ISW, der im
wesentlichen temperaturunabhängig ist, der ungefähr 17% des
festliegenden Stromes ISW ist, indem der Wert des
Ladewiderstandes R60 in Relation zum Widerstand R50 der Fig. 7
erhöht wird.
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Wie in der Fig. 11 gezeigt, liefern, wenn der ladende
Eingangstransistor Q4 ungefähr 2,5 Volt an seiner Basis hat
und der entladende Eingangstransistor Q6 ungefähr 2,5 Volt
an seiner Basis hat, der ladende Eingangstransistor Q4
zusammen mit dem ladenden Transistor Q3 und dem entladenden
Eingangstransistor Q6 zusammen mit dem entladenden
Transistor Q5 ungefähr einen Äquivalentteil des festliegenden
Stromes 0,17 ISW.
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Wenn andererseits die Temperatur sich ändert, ändert sich
die Spannung an der Basis des entladenden
Eingangstransistors Q6, wodurch der Anteil des feststehenden Stromes 0,17
ISW geändert wird, der durch den ladenden
Eingangstransistor Q4 und den entladenden Eingangstransistor Q6 geliefert
wird.
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Die temperaturabhängige Stufe 1104 variiert die Spannung am
temperaturabhängigen Knoten B und die Basis des entladenden
Eingangstransistors Q6, wenn die Temperatur variiert. Der
temperaturabhängige Knoten B ist über eine Reihenschaltung
eines abhängigen Widerstandes R3, einer ersten Diode D1 und
einer zweiten Diode D2 an Masse und über eine unabhängige
Stromquelle 1138 an die Netzversorgung VCC angeschlossen.
Die unabhängige Stromquelle 1138 schafft den
temperaturunabhängigen Strom IREF, der von der
Spannungsübersetzerschaltung 316 abgeleitet wird.
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Wenn die Temperatur variiert, werden der Spannungsabfall an
der ersten Diode D1 und der zweiten Diode D2 variieren und
bewirken, daß die Spannung am temperaturabhängigen Knoten B
und die Basis des entladenden Eingangstransistors Q6
variieren. Wenn die Spannung an der Basis des entladenden
Eingangstransistors Q6 variiert, ändert sich die Proportion
des festliegenden Stromes 0,17 ISW, der durch den ladenden
Eingangstransistor Q4 und den entladenden
Eingangstransistor Q6 geliefert wird. Somit ändert sich mit der Änderung
der Temperatur der Anteil des festliegenden Stromes 0,17
ISW, der von dem ladenden Eingangstransistor Q4 und dem
entladenden Eingangstransistor Q6 herrührt.
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Die Ausgangsstufe 1108 erzeugt den Delta-Temperatur-Strom
Iswd als eine Summe aus einem Ladestrom Ic und einem
Entladestrom Id. Der Ladestrom Ic wird durch einen
p-Kanal-Ladeausgangstransistor Q1 erzeugt.
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Der ladende Ausgangstransistor Q1 ist mit einer Source an
die Netzversorgung VCC angeschlossen, ist mit einem Gate an
das Gate und den Drain des Ladetransistors Q3 angeschlossen
und ist mit einem Drain an einen Delta-Temperatur-Knoten A
angeschlossen, erzeugt den Ladestrom Ic durch Verbinden
seines Gates mit dem Gate des Ladetransistors Q3.
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Durch Zusammenschalten der Gates haben der Ladetransistor
Q3 und der Ladeausgangstransistor Q1 im wesentlichen
äquivalente Gate-zu-Source-Spannungen. Wenn somit die
Sourcezu-Drain-Spannung des Ladetransistors Q3 positiv wird und
der Ladetransistor Q3 anfängt zu leiten, wird der
Ladeausgangstransistor Q1 ebenfalls anfangen zu leiten.
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Der n-Kanal-Entladeausgangstransistor Q2, der mit einem
Drain an den Delta-Temperatur-Knoten A angeschlossen ist
und mit einer Source an Masse angeschlossen ist, erzeugt
den Entladestrom Id durch Spiegeln eines Zwischenstroms Im.
Der Zwischenstrom Im wird durch die Entladestufe erzeugt.
Der p-Kanal-Umwandlungstransistor Q7, der eine Source an
die Netzversorgung VCC angeschlossen hat, der ein Gate an
das Gate und den Drain des Entladetransistors Q5
angeschlossen hat, erzeugt den Zwischenstrom Im durch Verbinden
seines Gates mit dem Gate des Entladetransistors Q5.
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Wenn die Gates zusammengeschlossen werden, haben der
Entladetransistor Q5 und der Umwandlungstransistor Q7 im
wesentlichen äquivalente Gate-zu-Source-Spannungen. Wenn somit
die Source-zu-Drain-Spannung des Entladetransistors Q5
positiv wird und der Entladetransistor Q5 anfängt zu leiten,
wird der Umwandlungstransistor Q7 ebenfalls anfangen zu
leiten.
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Ein n-Kanal-Ausgangstransistor Q8, dessen Drain und Gate an
den Drain des Umwandlungstransistors Q7 und das Gate des
Entladeausgangstransistors Q2 angeschlossen sind und dessen
Source an die Masse angeschlossen ist, leitet den
Zwischenstrom Im.
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Der Entladeausgangstransistor Q2 erzeugt den Entladestrom
Id durch Verbinden seines Gates mit dem Gate des
Ausgangstransistors Q8. Wenn die Gates zusammengeschaltet
werden, haben der Ausgangstransistor Q8 und der
Entladeausgangstransistor Q2 im wesentlichen äquivalente Gate-zu-
Source-Spannungen. Wenn somit die Source-zu-Drain-Spannung
des Ausgangstransistors Q3 positiv wird und der
Ausgangstransistor Q3 anfängt zu leiten, wird der
Entladeausgangstransistor Q2 ebenfalls anfangen zu leiten.
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Im Betrieb bei +40ºC liefert der Ladeausgangstransistor Q1
einen Ladestrom Ic, der identisch mit dem Entladestrom Id
ist, der von dem Entladeausgangstransistor Q2 geliefert
wird. Somit entnimmt bei +40ºC der
Entladeausgangstransistor Q2 den gesamten Strom, der von dem
Ladeausgangstransistor Q1 erzeugt worden ist.
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Wenn die Temperatur sich ändert, bewirkt jedoch das
kompensierende Differentialpaar 118 indirekt, daß der
Ladeausgangstransistor Q1 und der Entladeausgangstransistor Q2
unterschiedliche Größen von Ladestrom Ic bzw. Entladestrom Id
liefern. Wenn der Entladestrom Id kleiner als der Ladestrom
Ic ist, liefert der Delta-Temperatur-Knoten A wirksam einen
Delta-Temperatur-Strom Iswd, der äquivalent der Differenz
zwischen dem Ladestrom Ic und dem Entladestrom Id ist.
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Ähnlich entnimmt, wenn der Entladestrom Id größer als der
Ladestrom Ic ist, der Delta-Temperatur-Knoten A wirksam
einen Delta-Temperatur-Strom Iswd durch Ziehen des
benötigten Stroms von der VGS- und VSW-Generatorschaltung 310 und
jeder Oszillatorstufe 318, 320, 322.
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In der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung sind vier Ausgangsstufen elektrisch parallel
geschal
tet, um vier äquivalente Delta-Temperatur-Ströme ISWD1-4 zu
erzeeugen (siehe Fig. 5).
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Der festliegende Strom 0,17 ISW ist so gewählt, daß er
ungefähr 17% des nahezu konstanten festliegenden Stromes ISW
ist. Um die Änderungen der Kapazität mit der Temperatur
über den Bereich von -55ºC bis +125ºC, zentriert um +40ºC,
genau zu kompensieren, wurde bestimmt, daß die
Temperaturkompensationsschaltung 314 die Gleichung:
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Iswd = (ISW) (T-To) (1,7e-3)
mit To = +40ºC implementiert.
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Ein Teil der Spannungsübersetzerschaltung 316 und der
Temperaturkompensationsschaltung 314 der bevorzugten
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind in den Fig. 12A,
12B, 12C und 12D gezeigt.
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Wiederum bezugnehmend auf Fig. 7 und wie vorstehend
angegeben, entnimmt der erste Stromquellentransistor Q50 einen
festliegenden Strom ISW über die Schalttransistoren 618a
und 618b unabhängig von der Temperatur. Wenn die Temperatur
und daher die Kapazität ansteigen, entnimmt der
Delta-Temperatur-Strom einen zusätzlichen Strom, der, wenn er mit
dem feststehenden Strom ISW kombiniert wird, einen größeren
ersten Strom ISW1 bildet. Dieser größere Strom ist
ausreichend, um die größere Kapazität zu kompensieren und erhält
dadurch eine konstante Anstiegsgeschwindigkeit aufrecht.
Bezugnehmend auf die Gleichung:
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dv/dt = Isw1/C
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wenn C mit der Temperatur linear ansteigt, dann muß, um
dv/dt konstant zu halten, ISW1 ebenfalls auf die gleiche
lineare Art und Weise mit der Temperatur ansteigen.
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Durch Absenken des ersten Stromes ISW1 durch die
Schalttransistoren 618a und 618b könnte ein potentiell
größerer Source-zu-Drain-Spannungsabfall an den ersten p-
Kanal-FETs P1 und P2 erzeugt werden. Bezugnehmend auf Fig.
9 ist jedoch das Produkt aus drittem Strom ISW3 und dem
gewählten Schaltwiderstand R1 - R5 im wesentlichen unabhängig
von der Temperatur. Dadurch wird die Schaltspannung auf im
wesentlichen unabhängig von der Temperatur gesetzt und
daher ist infolge der Rückkopplungsoperation des
Operationsverstärkers 816 die Source-zu-Drain-Spannung auch im
wesentlichen unabhängig von der Temperatur gesetzt.
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Wie vorstehend angegeben, setzt der zweite Strom ISW2, der
im wesentlichen ebenfalls unabhängig von der Temperatur
ist, die Gate-zu-Source-Spannung des zweiten p-Kanal-FET
Q20. Wenn die Temperatur ansteigt, entnimmt der
Delta-Temperatur-Strom ISWD einen identischen zusätzlichen Strom,
der, wenn er mit dem zweiten Strom ISW2 kombiniert wird,
einen größeren fünften Strom ISW5 bildet.
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Durch Ziehen eines größeren fünften Stroms ISW5 durch den
zweiten FET Q20 ändert die Rückkopplungsaktion des
Operationsverstärkers die Gate-zu-Source-Spannung des zweiten FET
Q20. Wie vorstehend angegeben, ändert dies dann die
Gatezu-Source-Spannung der ersten FETs P1 und P2, so daß der
Spannungsabfall an den ersten FETs P1 und P2 konstant
bleibt, während der erhöhte erste Strom ISW1 durch die
ersten FETs P1 und P2 gezogen wird.
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Ähnlich liefert, wenn die Temperatur sinkt, der
Delta-Temperatur-Strom ISWD einen zusätzlichen Strom, was dazu
führt, daß ein erster Strom ISW1 und ein fünfter Strom ISW5
verringert werden.
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Es ist zu ersehen, daß verschiedene Alternativen zu den
hier beschriebenen Strukturen bei der praktischen
Durchführung der vorliegenden Erfindung angewendet werden können.
Es ist die Intention, daß die folgenden Ansprüche die
Erfindung definieren und daß die Struktur innerhalb des
Schutzumfanges dieser Ansprüche dadurch abgedeckt ist.