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Die Erfindung betrifft einen Abtastfrequenzumsetzer; ein solcher Abtastfrequenzumsetzer kann zur
Durchführung einer Abtastfrequenzumsetzung zwischen den Abtastfrequenzen geeignet sein, die digitalen
Videoformaten zugeordnet sind.
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Bekanntlich werden Abtastfrequenzumsetzer auf der Grundlage der folgenden Theorie bereitgestellt.
Das abgetastete Signal, dargestellt als Sequenz von Einheitsimpulsen δk = δ(t-kT), wobei k eine ganze Zahl und
T die Abtastperiode ist, moduliert mit dem abzutastenden kontinuierlichen Signal x(t), kann so dargestellt sein,
daß es aus unendlich vielen Wiederholungen des Spektrums von x(t) besteht, die in der Mitte von Vielfachen
der Abtastfrequenz liegen (siehe Fig. 5a). Daraus folgt: Wenn das Nyquist-Kriterium erfüllt ist, so daß sich die
Wiederholungsspektren nicht überlappen, wirkt sich eine geeignete Tiefpaßfilterantwort, z. B. die, die in Fig. 5b
gezeigt ist, auf dieses abgetastete Signal so aus, daß nur das Basisbandspektrum durchgelassen und das
ursprüngliche kontinuierliche Signal neu erzeugt wird. Dadurch ermöglicht es dieser Vorgang, daß der
Momentanwert dieses ursprünglichen Signals an jedem beliebigen Punkt zwischen Abtastwerten genau
bestimmt wird, wie es notwendig ist, wenn eine andere Abtastfrequenz aufgrund der Nichtübereinstimmung der
Abtastzeiten innerhalb zweier Abtaststrukturen eingeführt wird. Unter Verwendung des
Faltungsintegralverfahrens kann die Tiefpaßfilterfunktion auf die abgetasteten Daten angewendet werden.
Dieses Integral, allgemein folgendermaßen beschrieben wird:
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y(t) = (τ) · h (t - τ) · dτ
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ist graphisch in Fig. 6 dargestellt, wo im Falle des idealen Tiefpaßfrequenzgangs, der in Fig. 5
dargestellt ist, die entsprechende Impulsantwort h(t-τ) die gezeigte sinc(x)-Funktion ist. Mit dem Integral kann
das wiederhergestellte kontinuierliche Signal y(t) für jeden beliebigen Wert von t erzeugt werden, indem das
Produkt aus dem abgetasteten Signal und der symmetrischen zeitgespiegelten Impulsantwort integriert und so
verschoben wird, daß es an dem Punkt t, wo y(t) wiederherzustellen ist, zentriert ist. Dieses Integral wird in dem
abgetasteten Fall lediglich dadurch berechnet, daß die Produkte aus den Abtastwerten in jedem Abtastpunkt und
der entsprechende Wert der Impulsantwort am gleichen Punkt summiert werden.
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Obwohl dies in dem gezeigten Beispiel des idealen Tiefpaßfrequenzgangs eine unendliche Anzahl von
Produkten mit sich bringen würde, kann eine Annäherung an das gleiche Ergebnis mit jedem notwendigen
Genauigkeitsgrad unter Verwendung von Impulsantwortfunktionen finiter Länge erfolgen, wobei dies der
Verwendung eines digitalen HR-Filters (Filter mit finiter Impulsantwort) mit n Abgriffen entspricht, das so
ausgeführt sein kann, daß es unter Verwendung bekannter Techniken einen angemessenen Frequenzgang
aufweist. Die Impulsantwortkurve wird durch die Gruppen von Amplitudenwerten definiert, die an den
Abtastpunkten auftreten, wie von den Positionen des wiederherzustellenden Wertes y(t) bestimmt. Diese
Gruppen von Werten können als Koeffizientenwerte gespeichert werden, die an ein Transversalfilter anzulegen
sind. Fig. 7 zeigt einen Abtastfrequenzumsetzer, der auf dem oben beschriebenen Prinzip beruht. In Fig. 7
bezeichnet 30 jeweils eine Stufe eines Schieberegister, das n Stufen hat (n kann 32 sein). Das Ausgangssignal
jeder Stufe 30 wird über einen digitalen Multiplizierer 31 an einen Summierer 32 übergeben. Jeder digitale
Multiplizierer 31 empfängt auch einen Multiplikationskoeffizienten (der von der bestimmten Stufe 30 und der
Zwischenabtastposition abhängt) von einer Speichervorrichtung, die schematisch mit 33 bezeichnet ist. Die
tatsächliche Gruppe von Koeffizientenwerten, die an den Multiplizierer 31 angelegt werden, um irgendeine
beliebige neue Abtastposition herzustellen, wird von Tabellenwerten abgeleitet, die in adressierbaren
Speichervorrichtungen gehalten werden, wobei diese Tabellen die finite Impulsantwortfunktion definieren. Die
Adresse, die an diese Vorrichtung angelegt wird, entspricht der Position des gewünschten neuen Abtastpunkts
relativ zu den nächsten ursprünglichen Abtastpunkten, wobei diese relative Position aus einem Verzeichnis der
neuen Abtastpunkten bezogen wird, die in Form des ursprüngliche Abtastabstands dargestellt ist. Die Anzahl
der Einträge in dieser Tabelle steigt offensichtlich im Verhältnis zur Genauigkeit, mit der dieser Zwischenpunkt
definiert werden muß, und auf dieser Überlegung beruht die notwendige Anzahl von Adreßbits.
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Dieses Verfahren wird in vielen Anwendungen verwendet und bildet das bevorzugte bekannte
Verfahren zur Abtastfrequenzumsetzung. Dieses Verfahren bringt jedoch allein aufgrund der Komplexität der
Hardware Schwierigkeiten bei der Implementierung mit sich, wenn eine erhebliche Anzahl von Filterabgriffen
erforderlich ist. Als allgemeine Regel gilt, je größer die Anzahl der Abgriffe im Filter, desto genauer kann eine
Annäherung an eine gegebene Antwort erfolgen; wobei viele Anwendungen mindestens 32 Abgriffe erfordern,
um eine akzeptable Interpolationsgenauigkeit zu erreichen. Obwohl bisher bereits integrierte komplexe
Digitalfilterschaltungen hergestellt worden sind, sind diese im allgemeinen nur auf zwei Gruppen von vorher
definierten und vorher geladenen Koeffizienten beschränkt, wobei der Vorteil der Integration nur wirklich
erreicht wird, wenn die Speichervorrichtungen auf dem Filterchip integriert werden können. Dies würde eine
größere Komplexität erfordern. Wenn die Anzahl der Stufen 32 (d. h. n = 32), die Anzahl der
Zwischenabtastpositionen 1024 und die Anzahl der Bits, die für einen Multiplikationskoeffizienten erforderlich
sind, etwa 12 ist, dann sind 32 · 1024 · 12 = 384 kBit Speicher für die Multiplikationskoeffizienten
erforderlich, zusammen mit 32 Multiplizierem möglicherweise mit einer Bitgenauigkeit von 12 · 12.
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WO-A-9307712 (veröffentlicht am 15. April 1993) offenbart einen Abtastfrequenzumsetzer mit einem
ersten digitalen Filter hoher Ordnung, das dazu dient, die Abtastfrequenz zu verdoppeln, und einem zweiten
Filter niedriger Ordnung mit einer zeitveränderlichen Öffnung, die dazu dient, die Abtastfrequenz relativ zum
Zwischensignal zu verringern.
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In EP-A-0390513 ist ein Abtastfrequenzumsetzer offenbart, und zwar mit einem ersten digitalen FIR-
Filter, das dazu dient, das Eingangssignal einer Überabtastung mit einem ganzzahligen Vielfachen der
Eingangsabtastfrequenz zu unterziehen, einer Einrichtung zum Interpolieren des Ausgangssignals desselben,
einer Einrichtung zum Dezimieren des interpolierten Signals, um ein Ausgangssignal in der gewünschten
Abtastfrequenz und ein zweites digitales FIR-Signal zur Entfernung einer unerwünschten Signalkomponente
aus dem Ausgangssignal zu ergeben.
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In GB-A-2240684 ist ein Abtastfrequenzumsetzer beschrieben, der eine Kaskade von
Interpolationsfilern jeweils mit einer Vielzahl von selektiv dynamisch zuweisbaren Abgriffgruppen verwendet.
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Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Abtastfrequenzumsetzer bereitzustellen, der
zum Umsetzen zwischen digitalen Videoformaten geeignet ist und der keine so komplexe Hardware erfordert
wie bekannte Abtastfrequenzumsetzer, die bereits beschrieben worden sind.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung und wie in Anspruch 1 definiert, wird ein Abtastfrequenzumsetzer
bereitgestellt, der ein erstes digitales (FIR-)Filter mit finiter Impulsantwort aufweist, das einen
Abtastfrequenzverdopplungsvorgang bewirkt, das eine erste Anzahl von Abgriffen mit festen Koeffizienten hat
und dessen Ausgang mit einem zweiten digitalen FIR-Filter mit einer zweiten Anzahl von Abgriffen mit
veränderlichen Koeffizienten verbunden ist, wobei die erste Anzahl relativ zu der zweiten Anzahl groß ist,
dadurch gekennzeichnet, daß das zweite FR-Filter vier Abgriffe mit veränderliche Koeffizienten und einen
Frequenzgang hat, der sich einer Gaußschen Funktion nähert, und daß die charakteristischen Merkmale des
ersten digitalen FIR-Filters gewählt sind, um einen Frequenzgang zu ergeben, der den Frequenzgang des
zweiten digitalen FIR-Filters kompensiert, um den Gesamtfrequenzgang vollständig im oberen Teil des
Durchlaßbandes zu halten.
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Im wesentlichen stellt die vorliegende Erfindung einen Abtastfrequenzumsetzer bereit, der die bereits
beschriebene Grundtheorie anwendet, aber ein zweistufiges Verfahren verwendet.
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Der Abtastfrequenzumsetzer gemäß der vorliegenden Erfindung ist in der Lage, Ergebnisse mit
gleicher Genauigkeit zu erzeugen (d. h. Verzerrungsgrad) wie ein digitales FIR-Filter mit einer erheblichen
Anzahl von Abgriffen mit veränderlichen Koeffizienten und viel größerer Komplexität. Der
Abtastfrequenzumsetzer gemäß der vorliegenden Erfindung kann verfügbare integrierte digitale FIR-
Filterschaltungen verwenden.
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In dem Abtastfrequenzumsetzer gemäß der Erfindung ist das zweite digitale FIR-Filter effektiv ein
gekürztes FR-Filter, das auf einer relativ niedrigen Anzahl von Abgriffen beruht. Es wird jedoch eine relativ
große Anzahl von Zwischenabtastpositionen bereitgestellt für die relativ niedrige Anzahl von Abgriffen, die
bereitgestellt werden.
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Das erste digitale FIR-Filter kann ein einziges digitales FIR-Filter sein, kann aber auch ein digitales
FIR-Filterpaar sein. In dem ersteren Fall muß die Anzahl der Abgriffe 2n sein, während im zweiten Fall ein
digitales FIR-Filter, das das erste FIR-Filter bildet, n Abgriffe haben kann und die anderen n-1 Abgriffe haben
können.
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In einem Beispiel, wo das erste digitale Filter aus einem einzigen digitalen FIR-Filter besteht, kann
dies so eingerichtet sein, daß in jeder Abtastposition und in der Mitte zwischen zwei benachbarten
Abtastpositionen Filtervorgang erfolgt. Das erste FIR-Filter kann 64 Abgriffe verwenden. In diesem Beispiel
kann das zweite FIR-Filter einen ersten Speicher zur Aufnahme alternierender Ausgangssignale des ersten
digitalen FIR-Filters und einen zweiten Speicher zur Aufnahme der anderen alternierenden Ausgangssignale des
ersten digitalen FIR-Filters und vier digitale Multiplizierer haben, von denen jeder so verbunden ist, daß ein
Multiplikationskoeffizient empfangen wird, wobei der erste und der zweite digitale Multiplizierer so
eingerichtet sind, daß sie auf das Eingangs- bzw. Ausgangssignal des ersten Speichers ansprechen, und der
dritte und vierte digitale Multiplizierer so verbunden sind, daß sie auf das Eingangs- bzw. Ausgangssignal des
zweiten Speichers ansprechen.
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In einem Beispiel, wo das erste digitale FIR-Filter aus zwei digitalen FIR-Filtern besteht, hat eines 31
Abgriffe und das andere 32 Abgriffe, und jedes hat eine Zwischenabtastposition, während das zweite digitale
FR-Filter vier Abgriffe und eine Gesamtanzahl von 512 Zwischenabtastpositionen hat.
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Eine Ausführungsform der Erfindung wird nachstehend mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen
beschrieben, nämlich:
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Fig. 1 ist ein Blockschaltbild eines Abtastfrequenzumsetzers gemäß der vorliegenden Erfindung;
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Fig. 2 stellt Frequenzbereichsgänge für den Umsetzer gemäß Fig. 1 dar;
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Fig. 3 ist ein ausführlicheres Blockschaltbild des Abtastftequenzumsetzers gemäß Fig. 1;
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Fig. 4 besteht aus Blockschaltbildern von Teilen des Umsetzers.
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Fig. 5 zeigt Durchlaßbandspektren von Filtern;
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Fig. 6 stellt die Grundtheorie der digitalen FIR-Filter mit finiter Impulsantwort graphisch dar; und
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Fig. 7 ist ein Blockschaltbild eines bekannten Abtastfrequenzumsetzers.
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In der dargestellten Ausführungsform der Erfindung ist das mit einer Frequenz fs abgetastete
Eingangssignal erst in einen ersten FIR-Filter 40 eingegeben (Fig. 1), das entweder aus einem oder aus zwei
FIR-Filtern besteht, die in der Lage sind, einen Abtastfrequenzverdopplungsvorgang mit einem hohen
Genauigkeitsgrad durchzuführen, während das Eingangssignal einer Frequenzgangkorrektur unterzogen wird,
wie in Fig. 2 gezeigt, auf die wiederum Bezug genommen wird. Wenn man nochmals Fig. 1 betrachtet, so wird
das Ausgangssignal des ersten Abtastfrequenzverdopplungs-Vorkorrektur-FIR-Filters 40 an ein Schieberegister
übergeben, das aus vier Stufen 41 besteht. Das Ausgangssignal jeder Stufe 41 wird von einem digitalen
Multiplizierer 42 multipliziert und an einen Summierer 43 übergeben.
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Wie bei dem bekannten FIR-Filter, das in Fig. 7 dargestellt ist, empfängt jeder Multiplizierer 42 einen
veränderlichen Multiplikationskoeffizienten (der von der bestimmten Stufe 41 und der Zwischenabtastposition
abhängt) von einer Speichervorrichtung, die schematisch mit 44 bezeichnet ist. Wie bei dem bekannten FIR-
Filter ist eine große Anzahl von Zwischenabtastpositionen vorhanden, und in diesem Beispiel sind es 512. Da
nur vier digitale Multiplizierer 42 vorhanden sind, ist das zweite FIR-Filter in bezug auf das FIR-Filter nach
dem Stand der Technik nicht so komplex, und die Größe des für alle Multiplilcationskoeffizienten erforderlichen
Speichers und die erforderliche Anzahl von Multiplizierem und Addierern sind relativ klein.
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Da nur vier Stufen im FIR-Filter vorhanden sind, das aus dem Schieberegister 41, den digitalen
Multiplizierern 42 und dem Summierer 43 des zweiten HR-Filters gemäß Fig. 1 besteht, ist die Filterantwort
nicht die gewünschte und wird mit einer dicken Kurve in Fig. 2c dargestellt. Diese Charakteristik ist nicht die
eines idealen Tiefpaßfilters, aber durch sorgfältige Auswahl des Frequenzgangs kann sie dennoch die
Anforderungen eines Interpolationsfilters erfüllen, wenn die Charakteristik des ersten Filters eine Kompensation
ermöglicht. Das Filterdurchlaßband des FIR-Filters 40 ist in Fig. 2b dargestellt und führt eine
Frequenzgangvorkorrektur durch. Die Filterantwort des Filters, der aus dem Schieberegister mit vier Stufen 41,
den digitalen Multiplizierem 42 und dem Summierer 43 besteht, hat, wie bereits erwähnt, die Charakteristik, die
in Fig. 2c gezeigt ist, und man erkennt, daß nach dem Ende des Gesamtfilterdurchlaßbandes die Filterantwort
des zweiten FIR-Filters allmählich auf 0 abfällt, bevor die niedrigste Frequenz des ersten
Wiederholungsspektrums erreicht ist, das bei 2fs in der Mitte liegt, wodurch die Komponente aus dem nunmehr
mit 2fs abgetasteten Ausgangssignal beseitigt wird.
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Der Abtastfrequenzverdopplungsvorgang (der des Filters 40) kann entweder in zwei FIR-Filtern mit
2n Abgriffen oder mit dem gleichen Genauigkeitsgrad in einem FIR-Filter mit 2n Abgriffen erfolgen. Für die
hier beschriebene, bestimmte Anwendung ist es praktisch, zwei Filter zu verwenden, einen mit 31 und den
anderen mit 32 Abgriffen. Verarbeitete Abtastwerte werden alternierend von den beiden Filtern mit einer
Gesamtabtastfrequenz von 2fs erzeugt, wobei der Filtervorgang der früheren Beschreibung entspricht, außer daß
in jedem Filter nur eine Gruppe von Koeffizienten erforderlich ist, wobei die Verwendung von speziell
entwickelten integrierten Schaltungsfiltern möglich wird. Man kann aus Fig. 6b folgendes erkennen: Um einen
Abtastwert an einem Punkt in der Mitte zwischen zwei vorhandenen Abtastpunkten wiederherzustellen, muß
eine symmetrische Gruppe einer geradzahligen Anzahl von Abgriffen und zugeordneten Koeffizienten
verwendet werden, und um einen Abtastwert an einem Punkt zu erzeugen, der mit einem vorhandenen
Abtastpunkt übereinstimmt, ist eine ungeradzahlige Anzahl von Abgriffen und Koeffizienten erforderlich. Man
kann erkennen, daß die Koeffizienten in beiden Fällen Abtastwerte des Wertes der kontinuierlichen
Impulsantwortfunktion h(t) sind, wobei diese Funktion in diesem Fall dem Vorkorrekturfilterfrequenzgang
entspricht, der in Fig. 2b gezeigt ist.
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Wie bereits beschrieben, wird das mit 2fs abgetastete und vorkorrigierte Signal nunmehr an das
Interpolationsfilter (41, 42, 43, 44) mit vier Abgriffen mit veränderlichen Koeffizienten angelegt, das
gekennzeichnet ist durch den in Fig. 2c gezeigten Frequenzgang. Dieser Frequenzgang ist eine starke
Annäherung an eine Gaußsche Funktion, wobei die für diese Anwendung gewählten Frequenzgangwerte
folgende sind:
Frequenz relativer Frequenzgang
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0 1,00
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fs/2 0,61
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fs 0,11
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3fs/2 und darüber 0,00
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Die Frequenzcharakteristik ist gewählt, da sie einen vernachlässigbaren Frequenzgang bei Frequenzen
innerhalb des Bandes des Wiederholungsspektrums, das bei 2fs in der Mitte liegt, und der weiteren Spektren bei
4fs, 6fs usw. aufweist.
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Die Vorkorrektur ist geeignet, den Gesamtfrequenzgang vollständig im oberen Teil des
Durchlaßbandes zu halten, indem der fallende Frequenzgang berücksichtigt wird, der der Gaußschen Kurve
zugeordnet ist. Es ist festgestellt worden, daß der Gesamtfrequenzgang durch sorgfältige Auswahl der
Filtercharakteristik vollständig innerhalb von +0,01 dB im Durchlaßband gehalten werden kann.
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Die oben beschriebene Ausführungsform der Erfindung kann auf jede Abtastfrequenzumsetzung
angewendet werden, ist aber besonders für diejenige geeignet, die auf dem Gebiet der digitalen Videotechnik
erforderlich ist, wenn in beiden Richtungen zwischen der Norm für digitale Komponenten, die als D1 bekannt
ist, mit einer Abtastung von 13,5 MHz, und der Norm für digitale Signalgemische, die als D2 bekannt ist, mit
einer Abtastung der vierfachen Farbhilfsträgerfrequenz (17,734475 MHz in dem Falle der Farbfernsehnorm
PAL I und 14,31818 MHz in dem Falle der Farbfernsehnorm NTSC M), umgesetzt wird.
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Fig. 3 zeigt eine Ausführungsform der Erfindung, die für die oben erwähnte Abtastfrequenzumsetzung
geeignet ist, die erforderlich ist, wenn die Norm für digitale Signalgemische D2 in die Norm für digitale
Komponenten D1 umgesetzt wird. Diese Schaltung ist für Abtastfrequenzumsetzung einer D2-Norm, die auf
irgendeiner der Farbfernsehnormen (PAL I, NTSC M, PAL M usw.) beruht, in eine Abtastfrequenz von
13,5 MHz geeignet, und eine ähnliche Konfiguration, die die gleichen Techniken und Komponenten verwendet,
kann die Abtastfrequenzumsetzung in der umgekehrten Richtung von der D1-Abtastfrequenz von 13,5 MHz in
die vierfache Hilfsträgerabtastfrequenz von D2 durchführen.
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8- oder 10-Bit-Daten, die mit vierfacher Hilfsträgerfrequenz (4fsc) abgetastet worden sind, werden an
zwei parallele digitale FIR-Filter 1 und 2 übergeben, die mit dem Eingangstakt von 4fsc getaktet werden. Diese
Filter können programmierbare digitale integrierte FIR-Filterschaltungen sein, z. B. M27HC68PFP, vertrieben
von SGS-Thomson Microelectronics. Das FIR-Filter mit 31 Abgriffen 1 ist mit einer Öffnung programmiert,
die die Impulsantwort darstellt, die dem in Fig. 2b gezeigten Frequenzgang entspricht, wobei der
wiederhergestellte Abtastwert immer mit einer vorhandenen 4fsc-Abtastposition übereinstimmt. Wie in Fig. 6b
gezeigt, werden die Koeffizienten bereitgestellt, indem der Ursprung der Impulsantwort auf die gewünschte
neue Abtastposition gelegt wird, die in diesem Fall mit einem vorhandenen Abtastwert übereinstimmt, und die
Werte der Antwort in Abtastpositionen beobachtet werden, die vom Ursprung um 0,. 1,, 2,. 3,, 4 usw.
Eingangsabtastperioden verschoben sind. Im Falle des FIR-Filters mit 32 Abgriffen 2 ist die neue
Abtastposition immer in der Mitte zwischen vorhandenen Abtastpositionen. Dieses ist mit der gleichen
Impulsantwort programmiert, enthält aber eine symmetrische Gruppe von Koeffizienten, die der Amplitude der
Impulsantwortfunktion bei Verschiebung von, 1/2, 3/2, 5/2, 7/2 usw. Eingangsabtastperioden vom Ursprung
entspricht.
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Die beiden parallelen Datenströme von den übereinstimmenden und interpolierenden FIR-Filtern
werden in First-in-first-out- (FIFO-)Speichervorrichtungen 3 und 4 gespeichert, die den Eingangstakt von 4fsc
verwenden. Die vom FIFO gelesenen Takte werden abgeleitet, indem ein Takt mit der verdoppelten
Taktfrequenz von 13,5 MHz (27 MHz) aufgetastet wird, um zwei Taktsignale jeweils mit einer
Durchschnittsfrequenz 4fsc, aber mit steigenden Taktflanken zu den Zeiten zu erzeugen, die den steigenden
Flanken des Taktes von 27 MHz entsprechen. Der Takt der Auftastimpulse bestimmt, welche vier Abtastwerte,
zwei von jedem der beiden Datenströme, die Vier-Abtastwerte-Öffnung bilden, aus der der neue Abtastwert mit
der Abtastfrequenz von 13,5 MHz im FIR-Filter mit vier Abgriffen 11 wiederhergestellt wird. Die Ableitung
dieser Auftastimpulse wird später beschrieben.
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Die übereinstimmenden und interpolierten Abtastwerte, die von den FIFOs ausgegeben werden,
werden taktgerecht unter Verwendung der oben erwähnten FIFO-Lesetakte in Register 10 und 11 gespeichert,
um eine kombinierte Datenfrequenz von Bfsc herzustellen.
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Das FR-Filter mit vier Abgriffen 11 in Fig. 3 enthält vier Multiplizierer und einen Addierer, um die
Ergebnisse der Multiplikation zu summieren. Ein Beispiel einer integrierten Schaltung, die dafür geeignet ist, ist
die TMC2246, vertrieben von Raytheon. Koeffizienten aus den adressierbaren Speichervorrichtungen 6, 7, 8
und 9, die mit einem Taktübergang von 13,5 MHz getaktet sind, und die vier Abtastwerte auf beiden Seiten der
Register 10 und 12 mit der ankommenden Abtastfrequenz von Bfsc stellen die Eingangssignale der
Multiplizierer dar. Der Zeitablauf der Lesetakte für die FIFOs ist derartig, daß entsprechende Abtastwerte
rechtzeitig für den nächsten Übergang von 13,5 MHz an die Multiplizierer übergeben werden. Das
Ausgangssignal des FR-Filters mit vier Abgriffen ist der wiederhergestellte Abtastwert mit einer
Abtastfrequenz von 13,5 MHz.
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Während im Falle der FIR-Filter mit festen Koeffizienten die Koeffizienten, die 32 oder 31 Werten
entsprachen, die auf festen Verschiebungen vom Ursprung beruhten, ist im Falle des Filters mit vier Abgriffen
die gesamte Impulsantwort enthalten in adressierbaren Speichervorrichtungen, und die Verschiebungen
zwischen der gewünschten neuen Abtastposition und den am nächsten gelegenen Eingangsabtastpositionen in
Form von Eingangsabtastperioden werden als die Adressen bereitgestellt, wobei die Quantisierungsgenauigkeit
der Verschiebungen durch die Anzahl der Adreßbits definiert ist. Die Adresse wird von der Phasenregelschleife
abgeleitet, die den Takt von 13,5 MHz steuert, dargestellt als Schaltung 5 in Fig. 3 und ausführlicher in Fig. 4.
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Ein mit 13,5 MHz abgetastetes Sinussignal der Hilfsträgerfrequenz wird digital aus dem Takt von
13,5 MHz im Hilfsträgerregenerator 20 in Fig. 4 erzeugt. Dieses wird im Digital-Analog-Umsetzer (DAC) 23 in
ein Analogsignal umgesetzt und die Phase mit einer Geteilt-durch-vier-Version des ankommenden 4fsc-Taktes
verglichen. Das Ergebnis dieses Phasenvergleichs wird verwendet, um den spannungsgesteuerten 27-MHz-
Quarzoszillator (VCXO) 26 zu steuern, von dem der Takt von 13,5 MHz abgeleitet ist, wodurch der Takt von
13,5 MHz mit dem ankommenden 4fsc-Takt synchronisiert wird.
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Die Feinphasensteuerung des Hilfsträgerregenerators kann eine indirekte Steuerung der
Systemzeilenphase bewirken. Die Zeilenphase des ankommenden Videosignals ist durch die Synchronimpulse
definiert, die in Fig. 3 und 4 als "line syncs" bezeichnet sind. In Fig. 3 werden die Synchronimpulse aus dem
Signalgemisch extrahiert und im Digital-Analog-Umsetzer 13 umgesetzt. Im Phasenkomparator 24 in Fig. 4
wird "line syncs" mit der Systemzeilenphase, wie sie vom internen FH-Signal definiert ist, verglichen und die
Differenz verwendet, um das Feinphasensteuereingangssignal des digitalen Hilfsträgerregenerator 20 zu
regulieren. Da der regenerierte Hilfsträger mit dem ankommenden 4fcs-Taktsignal synchronisiert ist, hat dies
die Auswirkung, daß sich die Taktfrequenz von 13,5 MHz ändert, bis Zeilensynchronisation erreicht ist. In
Systemen, die nach der Abtastfrequenzumsetzung eine weitere Verarbeitung des digitalen Videosignals
durchführen, können der Impulsgenerator 21 und der Phasenkomparator 24 in Fig. 4 in die nachfolgende
Schaltung integriert sein.
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Der digital regenerierte Hilfsträger wird durch Adressierung einer programmierbaren Vorrichtung
erzeugt, die eine digitale Darstellung einer Sinuswelle ist. Durch Steuerung des Adreßinkrements, das jeder
13,5-MHz-Taktperiode zugeordnet ist, wird die Frequenz der regenerierten Sinuswelle gesteuert. Dies
entspricht der Abtastung einer analogen Sinuswelle mit einem 13,5-MHz-Takt, und bei jeder
Sinuswellenfrequenz erzeugt jede Taktperiode ein voraussagbares Phaseninkrement in analoger Wellenform. Im
Falle einer Sinuswelle, die in einer 2048 · n-Bit-Speichervorrichtung gespeichert ist, und wenn man von der
Fernsehnorm PAL I ausgeht, wo die Hilfsträgerfrequenz fsc 4,43361875 MHz beträgt, würde das
Adreßinkrement für jeden 13,5-MHz-Taktzyklus 672 mit einem gebrochenen Teil von 10064/16875 betragen.
Dies wird in zwei Zählerstufen implementiert. Ein Modulo-16875-Zähler inkrementiert jeden Taktzyklus um
10064, bei Überlauf dieses Zählers wird eins zu der zweiten Zählerstufe, einem Modulo-2048-Zähler addiert.
Wenn kein Überlauf auftritt, würde dieser Zähler bei jedem Taktzyklus um 672 inkrementieren, aber ein
Überlauf aus der vorherigen Stufe bewirkt ein Inkrement von 673. Die Feinphasensteuerungseingangssignal des
digitalen Hilfsträgerregenerators kann in Abhängigkeit vom Zeilenphasenfehler bis zu acht von diesem
Inkrement addieren oder subtrahieren.
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Eine Multipliziert-mit-acht-Version der inkrementierenden Adresse des Hilfsträgerregenerators
definiert die Beziehung zwischen der Abtastposition von 13,5 MHz und den frequenzverdoppelten (Bfsc)
ankommenden Abtastpositionen und wird verwendet, um eine Distanzadresse für die
Koeffizientenspeichervorrichtungen 6, 7, 8 und 9 bereitzustellen. Wenn es sich bei dem Eingabesignal um eine
PAL I-Version von D2 handelt, ist die Beziehung zwischen der 8fsc-Abtastfrequenz und 13,5 MHz annähernd
2,627 : 1, so daß die Multipliziert-mit-acht-Version der inkrementierenden Adresse des Hilfsträgerregenerators
bei jedem 13,5-MHz-Abtastwert um annähernd 2,627 Eingangsabtastwerte inkrementiert wird.
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Die Auftastimpulse, die verwendet werden, um die FIFO-Lesetakte zu steuern, werden auch von der -
Hilfsträgerregeneratoradresse abgeleitet. Das niedrigstwertige nichtgebrochene Bit dieser Multipliziert-mit-acht-
Adresse bestimmt, ob der erste Abtastwert der Vier-Abtastwerte-Öffnungen aus einem übereinstimmenden oder
interpolierten Verlauf stammt. Änderungen des Zustands dieser Bits werden verwendet, um zu ermöglichen,
daß Extrataktflanken von 27 MHz in den FIFO-Lesetakten entweder übereinstimmender oder interpolierter
Abtastwerte die am nächsten gelegenen vier Eingangsabtastwerte an die gewünschte
Ausgangsabtastwertposition übergeben und den Verlauf zu ändern, der den ersten der vier Eingangsabtastungen
enthält.