DE69318896T2 - FIR-Filtergerät für die Verarbeitung von Zeitmultiplexsignalen - Google Patents

Description

• Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung für die Zeitmultiplexverarbeitung von Signalen.
• Aus der FR-A-2 532 130 ist es bereits bekannt, eine Anordnung eines Abtastdaten- Filters für die Chrominanzkomponente in einem zusammengesetzten Videosignal vorzusehen, die feste Koeffizienten und eine einzige, sich anpassende Verzägerungsleitung in Kaskadenschaltung verwendet.
• Die Erfindung wird im Zusammenhang mit einem Fernsehempfänger mit erhähter Auflösung (ADTV = advanced definition television receiver) vom Typ für die Bearbeitung von durch das Advanced Television Research Consortium (ATRC) vorgeschlagenen HDTV-Signalen beschrieben. Jedoch sei bemerkt, daß die Anwendung der Erfindung nicht auf derartige Systeme beschränkt, sondern die Erfindung auch bei anderen Systemen anwendbar ist, die durch Oberwelen in Beziehung stehende amplitudenmodulierte Träger enthalten.
• Fig.1 zeigt ein Fernsehsignal in dem ADTV-Systemformat. Das Signal ist in Übereinstimmung mit den NTSC-Normen auf eine Bandbreite von 6 MHz begrenzt. Anders als beim NTSC-Fernsehsignal jedoch besteht das ADTV-Signal aus zwei quadraturamplitudenmodulierten Trägern, von denen einer in dem unteren Viertel des 6 MHz- Kanalbereiches und der andere in den oberen drei Vierteln des 6 MHz-Kanalbereiches liegt. Der obere Träger hat eine Bandbreite, die viermal so breit ist wie die Bandbreite des unteren Trägers. Die Frequenz des oberen Trägers ist genau viermal so groß wie die Frequenz des unteren Trägers (bezogen auf eine vorbestimmte Referenz). In dem Beispiel nach Fig.1 sind beide Träger nach dem Prinzip 16 QAM moduliert.
• Fig.2 zeigt einen Teil einer typischen ADTV-Empfängervorrichtung mit der Schaltung für Tuner/ZF und für die QAM-Demodulation. Eine detaillierte Beschreibung dieser Vorrichtung wird hier nicht geliefert, ist jedoch in der WO 92/14343 (US-Patentanmeldung 650 329, angemeldet am 4. Februar 1991) zu finden. Was jedoch bemerkt werden sollte, ist die Parallel-Bearbeitungsschaltung (Bauteile 118, 120, 122, 124, 126, 128 und die Bauteile 119, 121, 123, 125, 127 und 129) für die Bearbeitung der beiden jeweiligen QAM-Signale. Jeder dieser parallelen Bearbeitungswege besteht aus einer relativ umfangreichen und komplexen und daher teuren Hardware. Die vorliegende Erfindung befaßt sich damit, diese Parallel-Hardware zu verringern, um ein derartiges System für den normalen Konsumenten erschwinglich zu machen. Im besonderen befaßt sich die Erfindung mit einer Vorrichtung zur Verarbeitung in zeitmultiplexierter Weise, um dadurch wenigstens einen Teil der Schaltung für die parallele Verarbeitung zu eliminieren, die zur Verarbeitung der frequenzmulitplexierten Signale wie der in Fig.1 dargestellten beiden QAM-Signale benätigt wird.
• Die vorliegende Erfindung enthält eine FIR-Filterschaltung für die Verarbeitung von im Zeitmultiplex abgetasteten Signalen. Die Filterschaltung enthält Sätze von Verzögerungselementen zum Verzögern entsprechender zu filternder Signale, wobei jeder Satz eine Vielzahl von Abgriffen aufweist. Einander entsprechende Abgriffe der jeweiligen Sätze von Verzögerungselementen sind mit einem gemeinsamen Wichtungs- und Summier-Aufbau verbunden. Das Zeitmultiplexsignal wird den Sätzen der Verzägerungselemente zugeführt, wobei jeweilige Sätze beim Erscheinen der entsprechenden Signale exklusiv freigegeben werden.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
• Fig.1 ist eine graphische Darstellung des Frequenzspektrums eines ADTV-Signals.
• Fig.2 ist ein Blockschaltbild eines Teiles eines ADTV-Empfängers, enthaltend die Schaltung mit dem Tuner und der QAM-Demodulation.
• Fig.3 ist ein Blockschaltbild einer Schaltung zum Bearbeiten mehrerer QAM-Signale in einem Zeitmultiplex, enthaltend die vorliegende Erfindung.
• Fig.4 ist ein Blockschaltbild eines eingangsgewichteten FIR-Filters für die Zeitmultiplex-Filterung von zwei Signalen.
• Fig.5 ist ein Schalbild einer Stufe des Filters von Fig.4.
• Fig.6 ist ein Zeitdiagramm jeweiliger Taktsignale für den Betrieb der Schaltung gemäß Fig.5.
• Fig.7 ist ein Blockschaltbild des I, Q DEMUX UND MUX Bauteils 20 von Fig.3.
• Fig.8 ist ein Blockschaltbild eines ausgangsgewichteten FIR-Filters für die Zeitmultiplex-Filterung der beiden Signale.
• Es wird Bezug genommen auf Fig.3, die einen Teil eines kostengünstigeren ADTV- Empfängers zeigt. In Fig.3 wird ein Rundfunksignal mit den Spektraleigenschaften des in Fig.1 dargestellten Signals der Tuner/ZF-Schaltung 10 zugeführt. Der Empfängeroszillator in der ZF-Stufe dient dazu, die Mitte des Kanals mit der Standardpriorität (SP) auf die Symbolrate des SP-Kanals herabzusetzen. Die ZF-Frequenz ist mit 43,5 MHz gewählt, wodurch die Mitte des Basisband-SP-Kanals bei 3,84 MHz plaziert wird. Das herabgesetzte ADTV-Signal wird einem Analog/Digital-Wandler (ADC) 12 zugeführt. Der ADC 12 wird mit einer Rate mit einem Vierfachen der Symbolrate des SP-Kanals oder 15,36 MHz getaktet. Der dem ADC zugeführte Abtasttakt (und die anderen Systemtakte) werden in dem Taktbauteil 14 erzeugt. Das Bauteil 14 kann einen VCXO enthalten, der in einer phasenverkoppelten Schleife liegt, um dadurch die Systemtakte und den Abtasttakt mit einem der QAM-Träger zu verkoppeln.
• Die durch den ADC 12 erzeugten Abtastwerte mit 15,36 MHz werden einem Tiefpaßfilter 16 mit einer derartigen Durchlaßbandbreite zugeführt, daß der Breitband (SP)-QAM-Träger gedämpft und der schmalere (HP)-QAM-Träger durchgelassen wird. Die tiefpaßgefilterten Abtastwerte hoher Priorität (HP) werden dem Schaltungsteil 20 und dem Subtrahend-Eingangsanschluß einer Subtrahierstufe 18 zugeführt. Die ADTV-Abtastwerte mit 15,36 MHz von dem ADC 12 werden dem Minuend-Eingangsanschluß der Subtrahierstufe 18 zugeführt. Die durch die Subtrahierstufe durchgelassenen Differenzen stellen den SP-Teil des ADTV-Signals dar, das heißt die Kombination des Tiefpaßfilters 16 und der Subtrahierstufe 18 bildet eine Hoch- oder Bandpaßfilterfunktion, die den Teil des Spektrums dämpft, der von der HP-Signalkomponente eingenommen wird. Die durch die Subtrahierstufe 18 gelieferte SP-Signalkomponente wird ebenfalls dem Schaltungsteil 20 zugeführt.
• Das Teil 20 demoduliert die HP-und SP-QAM-Signale jeweils in ihre gleichphasige Komponente (I) und in ihre quadraturphasige (Q)-Komponente. Es zeitmultiplexiert außerdem die gleichphasigen Komponenten der SP- und HP-Signale und zeitmultiplexiert die quadraturphasigen Komponenten der SP- und HP-Signale. Die Symbolrate des SP-Signals beträgt genau das Vierfache der Symbolrate des HP-Signals. Außerdem wurde das ADTV-Signal mit einem Vierfachen der SP-Symbolrate (16 mal der HP-Symbolrate) abgetastet, und die Abtastzeitpunkte sind mit dem SP-Träger phasenverkoppelt. Daher entsprechen Abtastwerte des SP-Signals abwechselnd der gleichphasigen Signalkomponente und der quadraturphasigen Signalkomponente. Das SP-Signal kann auch in seine gleichphasige Komponente und seine quadraturphasige Komponente dadurch getrennt werden, daß nur die Abtastungen abwechselnd in einem I-Signalweg und einem Q-Signalweg analysiert werden. Die gleichphasige Komponente und die quadraturphasige Komponente des HP-Signals kännen auch dadurch voneinander getrennt werden, daß jeder vierte Abtastwert von dem HP- Abtaststrom ausgewählt wird und dann Abtastwerte abwechselnd in einem I-Signalweg und einem Q-Signalweg analysiert werden.
• Für jeden I (oder Q)-Abtastwert in dem getrennten HP-Signal gibt es vier I-(oder Q)-Abtastwerte in dem getrennten SP-Signal. Die SP-I oder Q-Abtastwerte erscheinen mit einer Rate von 7,68 MHz und die HPI oder Q-Abtastwerte mit einer Rate von 1,92 MHz. Das Bauteil 20 zeitmuliplexiert die Abtastwerte für die I(Q)-Komponente in dem Verhältnis von vier SP-Abtastwerten zu einem HP-Abtastwert und führt die multiplexierten I(Q)-Abtastwerte einem Nyquist- oder Symbolformfilter 22 zu.
• Fig.7 zeigt eine beispielhafte Schaltung für das Schaltungsteil 20. In Fig.7 wird das bandpaßgefilterte SP-Signal von der Subtrahierstufe 18 einem eins-zu-zwei-Multiplexer 30 zugeführt, und das tiefpaßgefilterte HP-Signal wird einem eins-zu-zwei-Multiplexer 31 zugeführt. Beide Signale SP und HP erscheinen mit der Rate von 15,36 MHz. Die Steuereingänge C der jeweiligen Multiplexer 30 und 31 werden mit 7,68 MHz getaktet und bewirken, daß die Multiplexer Eingangsabtastwerte abwechselnd den I- und Q-Ausgangsanschlüssen der jeweiligen Multiplexer zuführen und auf diese Weise die I-Komponente und die Q-Komponente voneinander trennen. Es sei jedoch bemerkt, daß, wenngleich die Multiplexer 30 und 31 die I- und Q-Komponenten der HP-und SP-Signale voneinander trennen, die I- und Q-Signale nicht als abwechselnde Abtastwerte demoduliert werden, die den 180-Grad-Phasen entsprechen. Die Demodulation erfolgt durch Multiplikation aufeinanderfolgender I-Abtastwerte und aufeinanderfolgender Q-Abtastwerte mit 1, -1, 1, -1, 1, -1, 1, u.s.w.. Diese Multiplikation erfolgt durch Exklusiv-ODER-Tore XOR 35 und 36, deren erste Eingangsanschlüsse die I- und Q-Abtastwerte empfangen und deren zweite Eingangsanschlüsse ein Taktsignal empfangen, das eine Frequenz mit der Hälfte der Ausgangsabtastrate von den Multiplexern aufweist.
• Die Demodulation muß nicht unbedingt in dieser Stelle des Systems durchgeführt werden. Ob dies erfolgt oder nicht, beeinflußt die Art der darauffolgenden Filterfunktionen. Wenn die Demodulation an dieser Stelle erfolgt, haben die darauffolgenden Nyquistfilter Tiefpaß-Übertragungsfunktionen. Wenn alternativ die Demodulation hinter den Nyquistfiltern erfolgt, haben die Nyquistfilter Bandpaß-Übertragungsfunktionen.
• Die von den jeweiligen Multiplexern ausgegebenen gleichphasigen Komponenten HP und SP liegen bei einer Rate von 7,68 MHz Die SPI-Abtastwerte werden einem Schieberegister 32 mit einem seriellen Eingang und einem parallelen Ausgang zuführt, das die Abtastwerte bei der Rate von 7,68 MHz verschiebt. Aufeinanderfolgende Ausgabeanschlüsse des Registers 32 sind mit den letzten vier Eingabeanschlüssen eines Schieberegisters 34 mit Paralleleingang und Serienausgang und mit fünf parallelen Eingabeanschlüssen verbunden. Die HPI-Abtastwerte werden einer kompensierenden Verzögerungsstufe 33 zugeführt, die die Abtastwerte bei einer Rate von 7,68 MHz verschiebt. Ausgangs-Abtastwerte von der Stufe 303 werden dem fünften Eingabeanschluß des Registers 34 zugeführt. Der Ladeeingang des Registers 34 wird mit einer Rate von 15,36/8 MHz getaktet, um einen Satz von vier aufeinanderfolgenden SP- und einem HPI-Komponentenabtastwert zu laden. Das Register 34 wird dann mit 9,62 MHz getaktet, um einen seriellen Strom von zeitmultiplexierten gleichphasigen SP- und HP-Komponentenabtastwerten zu liefern. Die quadraturphasigen Abtastwerte werden in einer ähnlichen Weise mit einer ähnlichen (nicht dargestellten) Schaltung getrennt und multiplexiert.
• Die demodulierten und multiplexierten I- und Q-Abtastwerte von dem Schaltungsteil 20 werden Quadratwurzel-Nyquistfiltern 22 zugeführt. Das in Fig.1 dargestellte Signal wird mit Überbandbreite übertragen, wobei diese Bandbreite durch Nyquistfilter beim Sender beschnitten wird. Um Signalstörungen beim Empfänger zu minimieren, wird das empfangene Signal mit Nyquistfiltern gefiltert, deren Übertragungsfunktionen an die im Sender enthaltenen Nyquistfilter im wesentlichen angepaßt sind. Diese Filter sind von dem Typ mit begrenztem Impulsverhalten (FIR = finite impulse response) und enthalten im allgemeinen 30 oder mehr Abgriffe und zugeordnete Wichtungsschaltungen. Derartige Filter sind besonders Hardware-aufwendig. Die Anordnung der Filter derart, daß sie in zeitmultiplexierter Weise (TDM = time division muliplexed) arbeiten, um die zeitmultiplexierten I- und Q-Abtastwerte zu verarbeiten, verringert die benötigte Hardware beträchtlich.
• Fig.4 zeigt in Blockform ein Beispiel eines Teiles eines der I- und Q-Filter 22. Das Filter ist als ein eingangsgewichtetes FIR-Filter ausgebildet. Es sei angenommen, daß die zeitmultiplexierten I-Abtastwerte von dem Schaltungsteil 20 dem für einen Bus bestimmten EINGANG zugeführt werden. Diese Abtastwerte werden jeder der Wichtungsschaltungen Wn+i zugeführt, wo sie durch jeweilige Koeffizienten Cn+i gewichtet werden. Die gewichteten Abtastwerte von den jeweiligen Wichtungsschaltungen werden jeweiligen Addierstufen zugeführt, die durch Verzägerungsstufen DSP (DHP) miteinander verbunden sind. Die Verzägerungsstufen werden mit der Abtastrate getaktet, um die zugeführten Abtastwerte nacheinander zu verarbeiten, und liefern an dem Ausgang an dem rechten Ende des Filters ein gefiltertes Signal. Es sei daran erinnert, daß die Abtastwerte in der Folge SP, SP, SP, SP, HP, SP, SP, SP, SP, HP, u.s.w. auftreten. Wenn ein SP-Abtastwert dem Eingang zugeführt wird, werden die Verzögerungsstufen DSP freigegeben oder getaktet, und wenn ein HP-Abtastwert dem Eingang zugeführt wird, werden die DHP-Verzägerungsstufen freigegeben oder getaktet. Auf diese Weise werden die SP (HP)-Abtastwerte unabhängig von den HP (SP)-Abtastwerten gefiltert. Jedesmal, wenn ein besonderer Abtastwerttyp SP (HP) der Eingabeklemme zugeführt wird, werden nur die Verzögerungsstufen, die Abtastwerte SP (HP) vom selben Typ speichern, zwischen den Addierstufen eingeschaltet und bilden dadurch ein Filter, das nur für diesen Abtasttyp wirkt. Das bedeutet, wenn die SP (HP)-Abtastwerte dem Eingang zugeführt werden, werden die DHP (DSP)-Verzögerungsstufen wirkungsmäßig aus der Schaltung entfernt (die in ihnen enthaltenen Informationen werden jedoch beibehalten). Der allgemeine Zeitablauf der beiden Typen von Verzägerungsstufen ist in der Fig. dargestellt und für die oben beschriebene Abtastwertfolge mit DSP-TAKT und DHP-TAKT bezeichnet.
• Das System ist mit Quellen von Wichtungskoeffizienten Cn+i dargestellt, die zwei Koeffizienten Cn+i un C'n+i aufweisen, wie es im allgemeinen Fall für ein zeitmultiplexiertes Filter angewendet wird. In diesem Fall sind, sofern gewünscht, die Koeffizienten für die verschiedenen Typen von Abtastwerten umschaltbar. Das heißt, das Filter kann für die verschiedenen Signale verschiedene Übertragungsfunktionen bilden, indem für die verschiednen Signale abwechselnde Koeffizienten verwendet werden. Wenn auf diese Weise zum Beispiel die HP- und SP-Signale mit verschiedenen Filterfunktionen verarbeitet werden sollen, wird der Satz von Koeffizienten Cn+i (C'n+i) den Wichtungsschaltungen Wn+i zugeführt, wenn die HP (SP)-Abtastwerte dem Filtereingang zugeführt werden. Das Umschalten der Koeffizienten erfolgt durch das Koeffizientensteuersignal (z.B. das Signal CB von Fig.6).
• Fig.5 zeigt detaillierter eine beispielhafte Schaltung, die für die Verzögerungsstufen DSP und DHP ausgeführt werden kann. Die dargestellte Schaltung bewirkt nur eine Anpassung an ein Bit der Signalabtastwerte. in der Praxis kann eine Anzahl derartiger Schaltungen, nämlich gleich der Anzahl von Bits in den angelegten Abtastwerten, parallel angeordnet sein. Kurvenformen eines Takt- und/oder Steuersignals, das für den Betrieb der Schaltung gemäß Fig.5 notwendig ist, sind in Fig.6 dargestellt. In Fig.6 bezeichnet die Reihe von mit SP, HP u.s.w. bezeichneten Kästen Abtastintervalle und jeweilige Abtastwerte, die dem Eingang des Filters während der jeweiligen Abtastinvervalle zugeführt werden,
• In Fig.5 bilden die Transistoren T1, T2, T3, T7 und die inverter INV1 und INV2 die Schaltung für ein Bit der DSP-Verzögerungsstufe, und die Transistoren T4, T5, T6, T8 sowie die Inverter INV3 und INV4 bilden die Schaltung für ein Bit der DHP-Verzögerungsstufe. Das Taktsignal CSP1 wird den Transistoren T1 und T3 zugeführt, um die SP-Signalabtastwerte von der vorangehenden Addierstufe dem Inverter INV1 zuzuführen und die SP-Signalabtastwerte von dem Inverter INV2 der darauffolgenden Addierstufe zuzuführen. Der dem Inverter INV1 zugeführte Abtastwert wird in der Streukapazität Cs gespeichert, die den Gateelektroden des Inverters INV1 zugeordnet ist. Der Abtastwert wird in dieser Gate-Kapazität aufrechterhalten, wenn der Transistor T1 abgeschaltet ist. Der gegenphasige Takt CSP2 wird dem Transistor T2 zugeführt, damit T2 den Ausgang des Inverters INV1 mit dem Eingang des Inverters INV2 verbindet. Dieses erfolgt unmittelbar, nachdem der Transistor T1 abschaltet. Der dem Inverter INV2 zugeführte Abtastwert wird in der Streukapazität Cs gespeichert, die den Gateelektroden des INV2 zugeordnet ist. Während der ersten Hälfte einer Abtastperiode n speichert der INV2 den Abtastwert n-1 und liefert während des Teils der Abtastperiode n, in der der Transistor T3 durch den Takt CSP1 leitend gesteuert ist, den Abtastwert n-1 an die Ausgangsaddierstufe. Gleichzeitig wird der Abtastwert n von der Eingangsaddierstufe über den Transistor T1 dem Inverter INV1 zugeführt. Die Transistoren T1 und T3 werden etwa in der Mitte der Abtastperiode n abgeschaltet, wobei der Abtastwert n an der Gate- Kapazität von INV1 gespeichert und der Abtastwert n-1 durch den INV2 ausgegeben wird. Während der zweiten Hälfte des Abtastinvervalls n ist der Transistor T2 eingeschaltet und verbindet die Ausgangsspannung des INV1 mit den Gateelektroden des INV2. Zu dieser Zeit führen der Eingang des INV1 und der Ausgang des INV2 dieselbe Spannung (entsprechend dem Zustand des Abtastwertes n). Da an dem Eingang des INV1 und an dem Ausgang des INV2 dieselbe Spannung erscheint, können diese Punkte miteinander verbunden werden, um die Spannung an ihnen beliebig lange aufrechtzuerhalten. Jedoch ist es zwischen aufeinanderfolgenden Abtastperioden nicht notwendig, eine derartige Verbindung zur Aufrechterhaltung der Abtastinformation durchzuführen, da die Gatekapazitäten genügend groß sind, die Werte bei den Frequenzen zu halten, bei denen die Abtastungen erfolgen. Der Transistor T7 ist für eine derartige Verbindung vorgesehen, jedoch wird T7 in diesem Beispiel nur während der Abtastperioden leitend gesteuert, während die HP-Abtastwerte dem Filter zugeführt werden. Es sei bemerkt, daß dann, wenn die Transistoren T1 und T3 nichtleitend gesteuert sind, die Schaltung zwischen den Transistoren T1 und T3 wirkungsmäßig aus dem System enifemt ist, die darin gespeicherten Daten jedoch nicht verlorengehen.
• Die Schaltung der Transistoren T4 und T6 und die Bauteile dazwischen arbeiten in einer ähnlichen Weise, mit der Ausnahme, daß sie durch die Takte CHP1, CHP2 und CB gesteuert werden und, wie aus Fig.6 ersichtlich ist, dann arbeiten, wenn die entgegengesetzte Schaltung nicht arbeitet.
• Wieder bezugnehmend auf Fig.3, wird das Ausgangssignal des Nyquistfilters 22 einem Bauteil 24 zugeführt, das einen Equalizer und/oder eine Einheit zur Verringerung von Geisterbildern (deghoster) enthalten kann. Diese Bearbeitungsvorgänge können für die zeitmultiplexierten Signale von dem Filter 22 durchgeführt werden. In einer Ausführungsform dieses Typs können der Equalizer und die Einheit zur Verringerung von Geisterbildern mit einer Referenzbasis entsprechend dem zeitmultiplexierten Signal versehen werden, um dadurch geeignete Koeffizienten für die Korrekturfilter zu erzeugen. Da eine derartige Einheit zur Verringerung von Geisterbildern und/oder ein Equalizer auf ein zeitmultiplexiertes Signal ausgerichtet sind, können sie einen der bekannten Aufbauten aufweisen. Alternativ können die HP- und LP-Abtastwerte demultiplexiert und unabhängigen, parallelen Schaltungen mit einem Equalizer und Schaltungen zur Verringerung von Geisterbildern zugeführt werden, bevor sie für eine Speicherung oder eine Wiedergabe einer Dekomprimierschaltung zugeführt werden.
• Figur 8 zeigt ein ausgangsgewichtetes FIR-Filter zur Verarbeitung der Zeitmultiplexsignale. in Figur 8 werden wie in Figur 4 die Verzögerungselemente Dsp und Dhp gegenseitig exklusiv zueinander getaktet oder freigegeben, wenn geeignete Abtastwerte an den Eingangsanschluß gelangen. Die Ausgangsspannung ist dann ein Zeitmultiplexsignal, in dem die individuellen Komponenten unabhängig voneinander gefiltert werden. Wie in der Anordnung von Figur 4 sind Vorkehrungen getroffen, unterschiedliche Koeffizienten, sofern gewünscht, den Wichtungselementen zuzuführen, um die Multiplexsignale entsprechend unterschiedlichen Übertragungsfunktionen zu filtern.
• Die Figuren 4 und 8 zeigen zwei Sätze von Verzögerungseementen (Dsp, Hsp) zum Filtern der beiden Multiplexsignale. Es ist für den Fachmann auf dem Gebiet der Schatungsentwicklung leicht ersichtlich, daß Filter dieses Typs mit M Sätzen von parallelen Verzögerungselementen angeordnet werden können, um M verrschiedene Multiplexsignale zu filtern.

Claims (6)

1. FIR-Filter zum Filtern im Zeitmultiplex abgetasteter Signale, enthaltend: einen ersten und einen zweiten Satz von Verzögerungselementen (DSP, DHP), wobei die Verzögerungselemente jedes Satzes so ausgebildet sind, daß sie Abtastwerte mit aufeinanderfolgenden Verzögerungen an aufeinanderfolgenden Abgriffen liefern, einen gemeinsamen Satz von Wichtungs (Wn+i)-und Kombinier-Mitteln, die zum Wichten und Summieren der Abtastwerte an entsprechenden Abgriffen mit den entsprechenden Abgriffen des ersten und des zweiten Satzes der Verzögerungselemente verbunden sind,

eine Ausgangsklemme, die mit den Kombiniermiffeln verbunden ist, und

Mittel (Dsp Clk, Dhp Clk) zur exklusiven Freigabe des ersten Satzes von Verzögerungselementen, wenn Abtastwerte eines ersten Signals des Zeitmultiplexsignals auftreten, und zur exklusiven Freigabe des zweiten Satzes von Verzögerungselementen, wenn Abtastwerte einer zweiten Komponente des Zeitmultiplexsignals auftreten, wobei das erste und das zweite Signal in dem gemeinsamen Satz von Wichtungs- und Kombiniermitteln unabhängig voneinander gefiltert werden, dadurch gekennzeichnet, daß

die Wichtungsmittel Mittel zum Wichten der Abtastwerte eines ersten Signals mit einem ersten Satz von Wichtungskoeffizienten enthalten, wenn der erste Satz von Verzögerungselementen freigegeben ist, und Wichtungsabtastungen eines zweiten Signais mit einem zweiten Satz von Wichtungskoeffizienten enthalten, wenn der zweite Satz von Verzögerungselementen freigegeben ist.

2. FIR-Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jeweilige Verzögerungselemente des ersten Satzes parallel zu den entsprechenden Verzögerungselementen des zweiten Satzes liegen.

3. FIR-Filter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß bei jedem der parallel liegenden Verzögerungselemente Ausgangsanschlüsse vorgesehen sind, die mit entsprechenden Wichtungs- und Kombiniermitteln verbunden sind, um dadurch ein ausgangsgewichtetes Zeitmultiplex-FIR-Filter zu bilden.

4. FIR-Filter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Kombiniermittel jeweilige Addierschaltungen enthalten, die zwischen aufeinanderfolgenden parallel liegenden Verzögerungselementen geschaltet sind, daß die jeweiligen Addierstufen einen ersten Eingangsanschluß enthalten, der mit einem Ausgangsanschluß eines vorangehenden Paars von parallel liegenden Verzögerungselementen verbunden ist, sowie einem Ausgangsanschluß enthalten, der mit einem Eingangsanschluß eines folgenden Paares von Verzögerungselementen verbunden ist, und einen zweiten Eingangsanschluß, der mit einem Ausgangsanschluß eines der Sätze von Wichtungsmitteln verbunden ist, wobei die Wichtungsmittel jeweilige Eingangsanschlüsse aufweisen, die mit einer gemeinsamen Eingangsklemme zum Zuführen der im Zeitmultiplex getasteten Signale verbunden sind, wobei die Verzögerungselemente, die Addierstufen und die Wichtungsmittel einen eingangsgewichteten FIR-Filteraufbau bilden.

5. FIR-Filter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die jeweiligen Verzögerungselemente der parallel liegenden Verzögerungselemente so ausgebildet sind, daß sie getastete Ausgangswerte liefern, wenn sie freigegeben sind, und einen Zustand mit hoher Impedanz bilden, wenn sie nicht freigegeben sind.

6. FIR-Filter nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die jeweiligen Verzögerungselemente des ersten Satzes in Kaskade geschaltet sind, um dadurch eine erste mit Anzapfungen versehene Verzögerungsleitung zu bilden, wobei jeweilige Verzögerungselemente des zweiten Satzes in Kaskade geschaltet sind, um dadurch eine zweite mit Anzapfungen versehene Verzögerungsleitung zu bilden, und jeweilige Abgriffe der ersten und der zweiten Verzögerungsleitung mit jeweiligen Multiplexmitteln verbunden sind, wobei jedes der Multiplexmittel mit Wichtungs- und Kombiniermiffeln verbunden ist, um ein ausgangsgewichtetes Zeitmultiplex-FIR-Filter zu bilden.