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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine
Schaltung zum Schutz gegen einen Anstieg des Ausgangsstroms
für eine integrierte Schaltung, die ein
Leistungselement aufweist, das eine mit einer Energieversorgung
verbundene Resonanziast ansteuert.
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Bei einem elektronischen Zündsystem für einen
Verbrennungsmotor ist eine Resonanzlast durch eine Zündspule
gebildet, die durch eine
Halbleiter-Leistungsschaltvorrichtung angesteuert wird, die normalerweise durch
einen Transistor gebildet ist, der durch
Eingangsspannungsimpulse von derartiger Dauer betrieben wird, daß
der die Spule durchfließende Strom einen vorbestimmten
Wert erreichen kann.
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Die Eingangsspannung des Schalters kann zwischen einem
niedrigen Wert, bei dem der Schalter offen ist, und
einem hohen Wert variieren, bei dem der Schalter
geschlossen ist und somit ein Fließen von Strom in der
Spule ermöglicht ist. Genauer gesagt ist dann, wenn
der Schalter durch einen Transistor gebildet ist und
solange die Eingangsspannung niedrig ist, der
Kollektorstrom des Transistors Null, und somit ist der
Transistor ausgeschaltet und verhält sich wie ein offener
Schalter; wenn die Eingangsspannung ansteigt, ist der
Transistor ein, und er verhält sich wie ein
geschlossener Schalter, und der Kollektorstrom des
Transistors, der den Ausgangsstrom des Leistungselements
bildet, beginnt in linearer Weise zu steigen.
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Wenn aus unbeabsichtigten Gründen die Eingangsspannung
über die angemessene Zeitdauer hinaus hoch bleibt,
bleibt der Transistor im eingeschalteten Zustand, und
somit bleibt der Halbleiterschalter weiterhin
geschlossen. Als Ergebnis hiervon steigt der
Kollektorstrom weiter an; letzteres soll nur durch den
Serienwiderstand der Primäreinrichtung der Spule sowie des
Schalters begrenzt werden.
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Ein solcher enormer Anstieg in dem Kollektorstrom
verursacht eine nicht akzeptable Verlustleistung in dem
Transistor, die dessen Zerstörung verursacht.
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Der Transistor wird auch dann zerstört, wenn das
herkömmliche Verfahren verwendet wird, wie es bei
elektronischen Zündsystemen zum Einsatz kommt und das eine
Begrenzung des Kollektorstroms auf einen maximalen
voreingestellten Wert vorsieht.
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Genauer gesagt wird in diesem Fall der Transistor aus
der Sättigung gebracht, und als Ergebnis hiervon fällt
fast die gesamte Versorgungsspannung der Spule über
dem eigentlichen Transistor, wodurch eine
Verlustleistung entsteht, die diesen in einigen wenigen Sekunden
zerstört.
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Ein bekanntes Verfahren zum Schützen des
Leistungstransistors besteht darin, diesen zu löschen, wenn der
Kollektorstrom einen voreingestellten Wert erreicht,
und zwar unabhängig von der Tatsache, daß die
Eingangssteuerspannung für eine unbestimmte Zeit
weiterhin hoch bleibt.
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In einem derartigen Fall sieht die Schutzschaltung das
Vorhandensein einer Klemmschaltung oder Halteschaltung
vor, die am Eingang durch einen Komparator feststellt,
daß der Kollektorstrom des Leistungstransistors einen
Maximalwert erreicht hat und diesen dann in einen
Zustand bringt, in dem eine Steuerschaltung des
Leistungstransistors betätigt wird, wodurch ein
Ausschalten des eigentlichen Transistors hervorgerufen
wird.
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Die Klemmschaltung bleibt in einem derartigen Zustand,
wobei sie andere Eingangssignale ignoriert, die sie
von dem Komparator erreichen könnten, bis sie durch
ein Signal in ihren primären Zustand zurückgesetzt
wird, das durch die Eingangsspannung gebildet wird,
wenn diese niedrig wird.
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Die Vorsehung dieser Schutzschaltung in Form einer
integrierten Schaltung mit einer Technologie, die es
gestattet, den Leistungstransistor und die
Schutzschaltung (z. B. eine Struktur mit vertikalem Fluß,
wie sie als "VIPower bekannt ist) auf demselben
Siliziumchip zu haben, beinhaltet beträchtliche
Betriebsprobleme.
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Während des Zünd oder Löschschrittes des
Leistungstransistors (oder Darlington) zeigt auch der Kollektor
des eigentlichen Transistors, der auch das Substrat
des chips bildet, auf dem die integrierte Schaltung
gebildet ist, gewisse Spannungssprünge, die sein
Potential auf einige Volt unter Massepotential bringen.
Als Ergebnis hiervon kommt es zu einem Zünden der
vertikalen parasitären Transistoren, die der
technologischen Struktur der integrierten Schutzschaltung
innewohnen.
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Das Zünden der parasitären Transistoren gefährdet in
offensichtlicher Weise den korrekten Betrieb der
Schutzschaltung, wenn diese in der Tat in integrierter
Technologie ausgeführt werden sollte, da eine
Klemmschaltung in ihr vorhanden ist. Das vorstehend
genannte Zünden führt in Wirklichkeit zu einem Löschen der
Information, die in der eigentlichen Klemmschaltung
gespeichert ist.
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Als Ergebnis hiervon löst die vorstehend beschriebene
Schutzschaltung nicht das Problem der Zerstörung des
Leistungstransistors, wenn die eigentliche Schaltung
in der integrierten Form mit einer technologischen
Struktur ausgebildet ist, die auch den
Leistungstransistor beinhaltet.
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Zum besseren Verständnis dieses Konzepts sei nun
angenommen, daß in einem Ausgangszustand mit einer
Eingangsspannung auf niedrigem Niveau der
Leistungstransistor ausgeschaltet ist. Die Spannung über dem
Kollektor des Leistungstransistors ist gleich der über
der Zündspannung anliegenden Versorgungsspannung, so
daß diese einer Spannungsdifferenz ausgesetzt ist, die
Null beträgt. Der durch die Spulen-Primäreinrichtung
fließende Strom ist somit Null.
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Wenn die Eingangsspannung steigt, wird der
Leistungstransistor eingeschaltet, und die Spannung über seinem
Kollektor ist gleich der Sättigungsspannung.
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Nach einem ersten Intervall von etwa 50 Mikrosekunden
kommt es aufgrund der speziellen Merkmale der
Zündspule zu einer ersten unter Massepotential liegenden
Spannung (d. h. einem Absinken der Kollektorspannung
des Leistungstransistors unter die Massespannung der
integrierten Schaltung), wobei dies etwa 10
Mikrosekunden dauert; danach geht die Kollektorspannung des
Leistungstransistors wieder auf den positiven Wert
zurück und ist wieder gleich der Sättigungsspannung.
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Wenn der Kollektorstrom einen maximalen
voreingestellten Wert erreicht, interveniert die Klemmschaltung,
und sie schaltet die Steuerschaltung des
Leistungstransistors aus; der Kollektorstrom ist ausgeschaltet,
und über dem Kollektor des Leistungstransistors wird
eine Überspannung erzeugt, die einen Funken auf der
Sekundäreinrichtung der Spule erzeugt.
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Während der Entladung der Sekundäreinrichtung behält
die Kollektorspannung einen Wert bei, der zwischen der
Versorgungsspannung und Massepotential liegt. Wenn die
Entladung vorüber ist, und somit nach einem zweiten
Intervall von etwa 2 Millisekunden ab dem Zeitpunkt
des Ausschaltens des Kollektorstroms, kommt es zu
einer zweiten unter Massepotential liegenden
Kollektorspannung, die 10 Mikrosekunden dauert.
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Während des Betriebs der Schutzschaltung treten
folgende Probleme auf, wenn diese in Form einer einzigen
Schaltung ausgeführt ist, in der der
Leistungstransistor integriert ist.
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Nach dem ersten Zeitintervall muß die Klemmschaltung
inaktiv sein, während andererseits die erste unter
Massepotential liegende Kollektorspannung des
Leistungstransistors sie aktivieren kann und in
unerwünschter Weise die Steuerschaltung des
Leistungstransistors ausschalten kann.
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Nach dem zweiten Zeitintervall muß die Klemmschaltung
aktiv sein, selbst wenn die Eingangsspannung weiterhin
hoch bleibt. Da eine unter Massepotential liegende
Spannung auftritt, kann die Klemmschaltung die in ihr
gespeicherte Information verlieren und möglicherweise
zurückgestellt werden, wodurch ein neues Zünden der
Steuerschaltung entsteht.
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Das Ziel der vorliegenden Erfindung besteht in der
Schaffung einer Schutzschaltung, die sich in einer
Form erzielen läßt, in der das Leistungselement in
diese integriert ist, während gleichzeitig die
vorstehend genannten Nachteile vermieden werden.
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Gemäß der Erfindung wird dieses Ziel erreicht durch
eine integrierte Schaltung, wie sie in Anspruch 1
angegeben ist.
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Auf diese Weise wird die Schaltung nicht durch die
Störungen aufgrund von unter Massepotential liegenden
Spannungen bei der Versorgungsspannung des
Leistungselements beeinträchtigt, und die Schaltung
arbeitet in korrekter Weise.
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Die Merkmale der vorliegenden Erfindung werden anhand
eines Ausführungsbeispiels verdeutlicht, das als
nicht-einschränkendes Beispiel in den beigefügten
Zeichnungen dargestellt ist; darin zeigen:
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Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm gemäß der
vorliegenden Erfindung;
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Fig. 2 ein Schaltungs-Ausführungsbeispiel der
Klemmschaltung, die in der in Fig. 1
dargestellten Schutzschaltung beinhaltet ist;
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Fig. 3 eine Darstellung eines
Ausführungsbeispiels einer integrierten Schaltung der
Schutzschaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung;
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Fig. 4 - 7 Darstellungen der Kurven einiger
Wellenformen, die bei der Schaltung der Fig. 1
vorliegen.
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Wie unter Bezugnahme auf Fig. 1 zu sehen ist, ist eine
Klemmschaltung 1 einer Steuerschaltung 2 zugeordnet,
die das Leistungselement 3 ein- und ausschaltet, bei
dem es sich z. B. um einen NPN-Transistor handelt, der
wiederum zum Ansteuern einer Resonanzlast L geeignet
ist, die mit einer Batterieenergieversorgung Vb
verbunden ist. Die genannte Resonanzlast ist z. B. durch
eine Zündspule für einen Verbrennungsmotor mit einer
Primärwicklung L1 und einer Sekundärwicklung L2
gebildet.
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Der Steuerschaltung 2 wird ein
Eingangsimpuis-Spannungssignal Vin, das sich zwischen einem niedrigen
Wert und einem hohen Wert variieren läßt, für die
Deaktivierung bzw. die Aktivierung der Steuerschaltung 2
zugeführt.
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Zwischen dem Eingang Vin und der Klemmschaltung 1 sind
erste Schaltungseinrichtungen 5 angeordnet, die dafür
geeignet sind, den Betrieb der Klemmschaltung 1 für
ein voreingestelltes Zeitintervall zu hemmen, nachdem
ein Zustand mit hoher Spannung an dem Eingang Vin
erreicht worden ist. Diese ersten Einrichtungen 5
beinhalten ein RC-Glied, das aus einem Widerstand R1 und
einem Kondensator C1 besteht, einen Komparator 8 mit
einem Eingang, der mit einem zwischen dem Widerstand
R1 und dem Kondensator C1 liegenden Schaltungspunkt D
verbunden ist, sowie mit einem weiteren Eingang, der
mit einem Schwellenspannungsgenerator E1 verbunden
ist, sowie einen NPN-Transistor T1, dessen Basis mit
dem Ausgang des Komparators 8 verbunden ist, dessen
Emitter mit Masse verbunden ist und dessen Kollektor
mit einem Eingang der Klemmschaltung 1 verbunden ist.
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Zwischen dem Leistungselement 3 und der Klemmschaltung
1 ist ein Komparator 9 angeordnet, der zum Aktivieren
der Klemmschaltung 1 geeignet ist, wenn der das
Leistungselement durchfließende Strom einen
Maximalwert Icmax erreicht. Ein Eingang des Komparators 9 ist
mit einem Bezugsspannungsgenerator E2 verbunden,
während der andere Eingang mit einem Knotenpunkt
verbunden ist, der zwischen dem Leistungselement 3 und einem
Abtastwiderstand R2 liegt, dessen anderes Ende mit
Masse verbunden ist.
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Wie unter Bezugnahme auf Fig. 2 zu sehen ist, weist
die Klemmschaltung 1 einen Eingangstransistor T2 und
einen Ausgangstransistor T3 auf, deren Emitter
miteinander und über eine Diode D1 mit Masse verbunden sind.
Die Kollektoren der NPN-Transistoren T2, T3 sind durch
Stromgeneratoren G1, G2 mit einer Versorgungsspannung
Vs verbunden. Die Basis des Eingangstransistors T2 ist
mit dem Ausgang des Komparators 9 und über einen
Widerstand R3 mit dem Kollektor des Transistors T3 und
somit mit dem Ausgang U der Klemmschaltung 1
verbunden, während die Basis des Ausgangstransistors T3 über
einen Widerstand R4 mit dem Kollektor des Transistors
T2 sowie mit einem Schaltungsknoten N1 verbunden ist,
der einen Eingang der Klemmschaltung 1 darstellt und
mit dem Kollektor des Transistors T1 verbunden ist.
Mit einem Knotenpunkt, der zwischen dem Widerstand R3
und der Basis des Eingangstransistors T2 liegt, ist
eine Elektrode eines zweiten Kondensators C2
verbunden, deren andere Elektrode mit Masse verbunden ist.
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Wenn die Klemmschaltung 1 und das Leistungselement 3
in Form einer integrierten Schaltung vorgesehen sind,
wie dies später unter Bezugnahme auf Fig. 3 noch
beschrieben wird, werden parasitäre Transistoren TP2,
TP3, TP4 gebildet, die in Fig. 2 in gestrichelter
Linie dargestellt sind. Die Emitter der parasitären
Transistoren sind mit dem Anschluß C des
Leistungselements 3 (im wesentlichen der Kollektor des
NPN-Transistors) verbunden, und die Basen sind durch Widerstände
R5, R6, R7 mit Masse verbunden. Der Kollektor des
Transistors TP2 ist mit dem Kollektor des
Eingangstransistors T2 verbunden. Der Kollektor des
Transistors TP3 ist mit dem Kollektor des
Ausgangstransistors T3 verbunden, der Kollektor des Transistors TP4
ist an dem Schaltungspunkt N2 mit der Basis des
Eingangstransistors T2 verbunden.
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Zur besseren Erläuterung des Vorhandenseins der
parasitären Transistoren ist in Fig. 3 ein Teil einer
integrierten Schaltung dargestellt, die die
Klemmschaltung 1 und das Leistungselement 3 aufweist. Auf einem
N&spplus;-leitenden Substrat 10, das bei einer Spannung Vc des
Leistungselements den Kollektor bildet, befindet sich
eine N&supmin;-leitende Epitaxieschicht 11, innerhalb derer
sich ein P&spplus;-leitender Bereich 12 befindet, der die
Basis von einem (T4) von zwei Transistoren T4, T5
bildet, die in einer Darlington-Konfiguration
verbunden sind, wobei diese zusammen das Leistungselement
3 bilden. Innerhalb des Bereichs 12 befindet sich ein
N&spplus;-leitender Bereich 14, der den Emitter des
Transistors T4 bildet und durch eine
Oberflächenmetallisierung 61 mit einem P&spplus;-leitenden Bereich 13
verbunden ist, der die Basis des Transistors T5 bildet
und wiederum N&spplus;-leitende Bereiche 15, 16, 17 enthält,
die zur Bildung des Emitters des Transistors 15
geeignet sind. Die zusammengeschalteten Kollektoren
der Transistoren T4, T5 sind durch das N&spplus;-leitende
Substrat 10 gebildet. Zwischen den Emittern der
Transistoren T4, T5 und Masse befindet sich der
Metallisierungswiderstand R2.
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In der Epitaxieschicht 11 befindet sich ferner eine P-
leitende Isolierwanne 18, die sich in P&spplus;-leitenden
vertikalen Bereichen 19 zur Oberfläche erstreckt.
Zwischen den vertikalen Bereichen 19 befinden sich N-
leitende Epitaxiebereiche 20, 21, 22, 23. Zwischen dem
P-leitenden, tiefen Bereich 18 und den Bereichen 20,
21, 22, 23 befinden sich N&spplus;-leitende angereicherte
Bereiche 24, 25, 26, 27. Der N&spplus;-leitende Bereich 27
erstreckt sich zur Oberfläche des Halbleiters.
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In dem Bereich 20 befinden sich P-leitende bzw. N&spplus;-
leitende Bereiche 28, 29. In dem Bereich 28 befindet
sich ein N&spplus;-leitender Bereich 30. Die Bereiche 28, 29
und 30 bilden die Basis, den Kollektor und den Emitter
des Eingangstransistors T2. Der Bereich 29, das
Substrat 10 und der Bereich 18 stellen den Kollektor, den
Emitter und die Basis des parasitären Transistors TP2
dar, der in Verbindung mit dem Transistor T2 gebildet
wird.
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Innerhalb des Bereichs 21 befinden sich P-leitende
bzw. N&spplus;-leitende Bereiche 31, 32. In dem Bereich 31
befindet sich ein N&spplus;-leitender Unterbereich 33. Die
Bereiche 31, 32 und 33 bilden die Basis, den Kollektor
und den Emitter des Ausgangstransistors T3. Der
Bereich 32, das Substrat 10 und der Bereich 18 stellen
den Kollektor, den Emitter und die Basis des
parasitären Transistors TP3 dar, der dem Transistor T3
zugeordnet ist.
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Innerhalb des Bereichs 22 befinden sich ein
P-leitender Bereich 34 und ein N&spplus;-leitender Bereich 35, die
gemeinsam zur Bildung des diffusen Widerstands R3
geeignet sind. Nich dargestellte, ähnliche Bereiche sind
zur Bildung des diffusen Widerstands R4 geeignet.
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Innerhalb des Bereichs 23 befinden sich ein
P-leitender Bereich 36 und ein N&spplus;-leitender Bereich 37. Der
Bereich 36 und der Bereich 37 stellen zusammen den
Kondensator C2 dar. Eine Oberflächenmetallisierung 62
verbindet den Bereich 37 mit dem benachbarten Bereich
27.
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Der N&spplus;-leitende Bereich 27 stellt den Kollektor des
parasitären Transistors TP4 dar, der dem Kondensator
C2 zugeordnet ist. Der Emitter des parasitären
Transistors TP4 wird durch das Substrat 10 gebildet, während
die Basis durch den P-leitenden Bereich 18 gebildet
wird. Der genannte parasitäre Transistor TP4 ist
derart ausgebildet, daß er einen für hohe Spannung
ausgelegten Transistor bildet, der eine Durchbruchspannung
besitzt, die höher ist als die Spannung, die über der
Primärwicklung der Spule L auftritt.
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In den Bereichen 18 sind ferner die Basiswiderstände
R5, R7 und R6 der parasitären Transistoren TP2, TP3
und TP4 gebildet.
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Zwischen dem durch den Bereich 33 gebildeten Emitter
des Ausgangstransistors T3 und Masse ist in an sich
bekannter, jedoch nicht dargestellter Weise die Diode
D1 vorgesehen.
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Unter Bezugnahme auf die Fig. 1 und 2 sowie unter
Berücksichtigung der parasitären Transistoren, die der
integrierten Struktur der Fig. 3 innewohnen, arbeitet
die Schaltung gemäß der Erfindung in der nachfolgend
erläuterten Weise, wie dies durch die Wellenformen des
Stroms Ic in Fig. 4 und der Spannung Vc in Fig. 5 an
dem Kollektor des Leistungselements T4, T5 sowie der
Eingangsspannung Vin in Fig. 6 und der Spannung Vd in
Fig. 7 über dem Schaltungspunkt D an dem Eingang zu
dem Komparator 8 dargestellt ist.
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Zu Beginn ist Vin niedrig, die Klemmschaltung 1 ist
bei hohem Ausgang U ausgeschaltet, die Steuerschaltung
2 ist inaktiv und das Leistungselement 3 ist
ausgeschaltet.
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Die Spannung Vc über dem Kollektor des
Leistungselements 3 ist gleich der Spannung Vb der
Versorgungsbattene, und der Strom Ic an dem Kollektor des
Leistungselements 3 ist Null.
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Wenn die Eingangsspannung Vin steigt, wird zu dem
Moment t1 die Steuerschaltung 2 aktiviert, und diese
schaltet das Leistungselement 3 ein. Die Spannung Vc
über dem Kollektor des Leistungselements 3 bewegt sich
in Richtung auf die Sättigungsspannung Vsat. Der Strom
Ic an dem Kollektor des Leistungselements 3 beginnt zu
steigen.
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In der Zwischenzeit beginnt die Spannung Vin, den
ersten Kondensator C1 zu laden.
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Da die Spannung über dem Kondensator C1 geringer ist
als E1, hält der Komparator 8 den Transistor T1
weiterhin eingeschaltet, der mit seinem niedrigen Ausgang
die Klemmschaltung 1 im gehemmten Zustand hält.
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Zu einem Zeitpunkt t2 tritt an dem Kollektor des
Leistungselements 3 eine erste unter Massepotential
liegende Spannung (d. h. eine Kollektorspannung, die
niedriger ist als die Massespannung der integrierten
Schaltung) auf, mit einer Spitzenspannung V1 und einer
Dauer, die in etwa 10 Mikrosekunden entspricht.
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Dies verursacht ein Einschalten der parasitären
Transistoren TP2, TP3, TP4, wobei als Ergebnis hiervon die
Ausgangsspannung der Klemmschaltung 1, die
eingeschaltet sein sollte, auf das niedrige Niveau abfällt.
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Jedoch ist die Zeitdauer t2, die der Dauer der ersten
unter Massepotential liegenden Spannung hinzuaddiert
wird, geringer als diese, wie dies durch die Zeitdauer
t3 dargestellt ist, die der Kondensator C1 zum
Aufladen auf die Spannung E1 benötigt. Somit hält der
Komparator 8 den Transistor T1 weiterhin eingeschaltet
und dadurch die Klemmschaltung 1 in einem gehemmten
Zustand.
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In etwa 10 Mikrosekunden nach t2 steigt die Spannung
Vc wieder über Masse an. Die Ausgangsspannung U der
Klemmschaltung 1 ist hoch, so daß letztere aus ist und
als Ergebnis hiervon die Steuerschaltung 2 nicht
veranlaßt, das Leistungselement 3 auszuschalten.
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Dies ist insbesondere dadurch bedingt, daß TP2, TP3,
TP4 ausgeschaltet sind, während Tl bis zu dem Moment
t3 eingeschaltet ist und T3 dadurch ausgeschalten
bleibt, so daß die Spannung U hoch ist und die
Klemmschaltung 1 aus ist. Die hohe Spannung U verursacht
als Konsequenz ein Leiten von T2, dessen niedrige
Kollektorspannung T3 weiterhin ausgeschaltet und somit
die Spannung U hoch hält.
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Zu dem Zeitpunkt t3, der größer ist als die Summe der
Zeitdauer t2 und des Zeitintervalls der ersten unter
Massepotential liegenden Kollektorspannung des
Leistungselements 3, erreicht die Spannung über dem
Kondensator C1 den Wert E1. Der Komparator 8 wird
betatigt, und dieser schaltet den Transistor T1 aus,
wobei der Zustand der Klemmschaltung 1 unverändert
bleibt.
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Von diesem Moment an ist die Klemmschaltung 1 nicht
mehr gehemmt, und sie kann als Ergebnis eines
Einschaltbefehls von dem Komparator 9 einschalten.
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Wenn der Stromwert Icmax zu dem Zeitpunkt t4 erreicht
wird, wird der Komparator 9 angesteuert, und dieser
gibt den Befehl zum Zünden der Klemmschaltung 1.
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In einer derartigen Situation schickt der Ausgang des
Komparators 9 die Basis des Eingangstransistors T2 in
einen niedrigen Zustand und er schaltet diese somit
aus; als Ergebnis hiervon wird der Ausgangstransistor
T3 aktiviert, und die Ausgangsspannung U der
Klemmschaltung 1 wird niedrig.
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Die Ausgangsspannung U wirkt auf die Steuerschaltung
2, die das Leistungselement 3 ausschaltet.
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Zu diesem Zeitpunkt hat die Klemmschaltung 1 den
aktiven Zustand erreicht, und sie bleibt in diesem Zustand
für die gesamte Zeitdauer, in der die Eingangsspannung
Vin hoch bleibt, und zwar unabhängig von den Störungen
bei der Energieversorgung und somit an dem Kollektor
des Leistungselements 3.
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Eine solche Störung tritt bei einem Zeitpunkt t5 auf,
wie dies aus der Kurve Vc in Fig. 5 zu sehen ist.
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Zu diesem Zeitpunkt verursacht das Auftreten einer
zweiten unter Massepotential liegenden Spannung V2
tatsächlich ein Leiten der parasitären Transistoren
TP2, TP3. Diese zwingen die Spannung über dem Ausgang
U niedrig zu bleiben. TP4 wird ebenfalls aktiviert,
wobei es sich dabei um den parasitären Transistor des
Kondensators C2 handelt. Während dieser zweiten unter
Massepotential liegenden Spannung entlädt sich der
Kondensator C2 durch den parasitären Widerstand TP4.
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Nach etwa 10 Mikrosekunden hat sich die zweite unter
Massepotential liegende Spannung erschöpft, jedoch
hält die Klemmschaltung 1 den Zustand von U weiterhin
niedrig; dazu trägt auch der Kondensator C1 bei.
Tatsächlich weist die Klemmschaltung 1 einen bevorzugten
Zustand eines niedrigen U auf, bis der mit der Basis
des Eingangswiderstands T2 übereinstimmende
Kondensator C2 sich nicht auf eine Spannung verändert hat, die
gleich ist 2Vbe= (Vbe(T2) +Vbe(D1)).
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Während dieses Schrittes wird die Diode D1 dazu
verwendet, den Zündschwellenwert des Transistors T2 von
1Vbe auf 2Vbe zu erhöhen. Dies steigert die
Sicherheit, daß T2 selbst unter Berücksichtigung der Tatsa
che aus bleibt, daß C2 bei 2Vbe länger für seine
Aufladung benötigt als bei 1Vbe.
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Bevor sich der Kondensator C2 durch die Spannung U und
R3 bei einem 2vbe entsprechenden Spannungswert
auflädt, wird der Eingangstransistor T2 offensichtlich
ausgeschaltet, mit dem Ergebnis, daß T3 eingeschaltet
wird, wodurch U niedrig bleibt. Der Kondensator C2 und
sein Ladewiderstand R3 sind derart dimensioniert, daß
das Laden von C2 über einen längeren Zeitraum
stattfindet als die Dauer der zweiten unter Massepotential
liegenden Spannung.
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Sobald sich der Kondensator C2 auf eine Spannung
geladen hat, die gleich (Vbe(D1)+Vsat(T3) ist, nachdem die
zweiten unter Massepotential liegende Spannung vorüber
ist, hat dies keinen störenden Einfluß auf die
Klemmschaltung 1, die T3 eingeschaltet hält und U niedrig
hält, da diese Spannung über C2 geringer ist als die
Mindestspannung, die zum Auslösen von T2 erforderlich
ist, d. h. (Vbe(T2)+Vbe(D1)).
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Auf diese Weise wird die erfindungsgemäße Schaltung
nicht durch die Störungen aufgrund der unter
Massepotential liegenden Spannungen beeinträchtigt, so daß
sie in korrekter Weise arbeitet.