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Die Erfindung betrifft eine Verstärkungsschaltung und
insbesondere eine Verstärkungsschaltung zum Ansteuern einer
Last mit niedriger Impedanz.
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Eine Art einer herkömmlichen Verstärkungsschaltung zum
Ansteuern einer Last mit niedriger Impedanz ist in einem
Bericht mit dem Titel "MOS Operational Amplifier Design - A
Tutorial Overview" in "IEEE Journal of Solid-State Circuits",
Band SC-17, Nr. 6, Dezember 1982 beschrieben. Die
herkömmliche Verstärkungsschaltung weist auf: zwei
Differentialverstärker, die jeweils eine Differenz zwischen einem
Eingangssignal und einem von einem Ausgangsanschluß rückgekoppelten
Signal verstärken, und zwei Ausgangsstufentransistoren mit
Sources, die mit einer Stromversorgung bzw. Masse verbunden
sind, die durch die Differentialverstärker anzusteuern sind.
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Die herkömmliche Verstärkungsschaltung ist dahingehend
vorteilhaft, daß ein Ausgangsspannungsbereich im Vergleich zu
einer Verstärkungsschaltung unter Verwendung einer Source-
Folgereglerschaltung in einer Ausgangsstufe breit sein kann.
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Nachteilig erweist sich die herkömmliche
Verstärkungsschaltung jedoch darin, daß ein durch die
Ausgangsstufentransistoren fließender Blindstrom stark schwankt, wenn den
beiden Differentialverstärkern eine Eingangs-Offsetspannung
zugeführt wird.
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Zur Überwindung dieses Nachteils wird die weitere Art
einer herkömmlichen Verstärkungsschaltung gemäß der
Beschreibung in einem Bericht mit dem Titel "A 1.544 Mb/s CMOS Line
Driver for 22.8 Ohm Load" in "IEEE Journal of Solid-State
Circuits", Band SC-25, Nr. 3, Juni 1990 vorgeschlagen. In
dieser herkömmlichen Verstärkungsschaltung wird ein durch die
Ausgangsstufentransistoren fließender Blindstrom so
gesteuert, daß er eine Erhöhung oder Verringerung durch zwei
Gegenkopplungsverstärker
erfährt, die jeweils mit Ausgängen zweier
Differentialverstärker verbunden sind.
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Bei dieser herkömmlichen Verstärkungsschaltung erweist
es sich jedoch als nachteilig, daß eine Steuerung des
Blindstroms mit vorbestimmter Genauigkeit schwierig ist, da der
Blindstrom beim Leerlauf durch Verstärkungsfaktoren der
Differential- und Gegenkopplungsverstärker sowie eine Eingangs-
Offsetspannung des Differentialverstärkers bestimmt wird, und
daß der Aufbau in einigen später beschriebenen Punkten
schwierig ist.
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Zu Merkmalen von Anordnungen, die die Erfindung
veranschaulichen und nachfolgend zu beschreiben sind, gehört eine
Verstärkungsschaltung, in der die Schwankung eines durch die
Ausgangsstufentransistoren fließenden Blindstroms minimiert
ist, der Blindstrom beim Leerlauf zum Verringern von
Stromverbrauch und Vermeiden eines Ausschaltens der
Ausgangstransistoren gut gesteuert ist und die vergleichsweise leicht
aufgebaut werden kann.
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In einer nachfolgend zu beschreibenden Anordnung weist
eine Verstärkungsschaltung auf:
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einen ersten Differentialverstärker, dessen
invertierender Eingang mit einem Eingangsanschluß verbunden ist und bei
dem ein nicht invertierender Eingang mit einem
Ausgangsanschluß verbunden ist;
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einen ersten Ausgangsstufentransistor, dessen Gate mit
einem Ausgang des ersten Differentialverstärkers verbunden
ist, dessen Source mit einer Stromversorgung verbunden ist
und dessen Drain mit dem Ausgangsanschluß verbunden ist;
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einen zweiten Differentialverstärker, dessen
invertierender Eingang mit dem Eingangsanschluß und dessen nicht
invertierender Eingang mit dem Ausgangsanschluß verbunden ist;
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einen zweiten Ausgangsstufentransistor, dessen Gate mit
einem Ausgang des Differentialverstärkers verbunden ist,
dessen Source mit Masse verbunden ist und dessen Drain mit dem
Ausgangsanschluß verbunden ist;
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eine erste Schalteinrichtung zum Umschalten des nicht
invertierenden Eingangs des ersten Differentialverstärkers
von dem Ausgangsanschluß auf eine Bezugsspannungsquelle; und
eine zweite Schalteinrichtung zum Umschalten des
invertierenden Eingangs des ersten Differentialverstärkers von dem
Eingangsanschluß auf den Ausgang des ersten
Differentialverstärkers.
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Die nachfolgende Beschreibung und die Zeichnungen
offenbaren früher vorgeschlagene Anordnungen sowie als Beispiel
die Erfindung, die in den beigefügten Ansprüchen
gekennzeichnet ist, deren Bedingungen den angestrebten Schutzumfang
bestimmen.
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Es zeigen:
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Fig. 1 ein Schaltbild einer ersten herkömmlichen
Verstärkungsschaltung;
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Fig. 2 ein Schaltbild einer zweiten herkömmlichen
Verstärkungsschaltung;
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Fig. 3 ein Schaltbild zur Erläuterung eines Prinzips
einer Verstärkungsschaltung einer ersten bevorzugten
Ausführungsform gemäß der Erfindung;
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Fig. 4A und 4B Schaltbilder einer Verstärkungsschaltung
der ersten bevorzugten Ausführungsform;
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Fig. 5 ein Schaltbild zur Erläuterung eines Prinzips
einer Verstärkerschaltung einer zweiten bevorzugten
Ausführungsform gemäß der Erfindung; und
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Fig. 6 ein Schaltbild einer Verstärkungsschaltung der
zweiten bevorzugten Ausführungsform.
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Vor Erläuterung einer Verstärkungsschaltung einer ersten
bevorzugten Ausführungsform gemäß der Erfindung wird die
vorgenannte erste und zweite herkömmliche Verstärkungsschaltung
anhand von Fig. 1 und 2 erläutert.
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Fig. 1 zeigt die erste herkömmliche
Verstärkungsschaltung, die Differentialverstärker A1 und A2 sowie
Ausgangsstufentransistoren Q1 und Q2 aufweist. In dieser
Verstärkungsschaltung sind invertierte Anschlüsse der
Differentialverstärker A1 und A2 mit einem Eingangsanschluß IN verbunden,
nicht invertierte Anschlüsse von ihnen sind mit einem
Ausgangsanschluß
OUT verbunden und Ausgänge von ihnen sind mit
Gates der Transistoren Q1 bzw. Q2 verbunden. Drains der
Transistoren Q1 und Q2 sind mit dem Ausgangsanschluß verbunden,
der ein mit den nicht invertierten Anschlüssen der
Differentialverstärker A1 und A2 verbundener gemeinsamer Punkt ist,
eine Source des Transistors Q1 ist mit einer Stromversorgung
verbunden, und eine Source des Transistors Q2 ist mit Masse
verbunden.
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In dieser Verstärkungsschaltung werden die
Ausgangsstufentransistoren Q1 und Q2 durch die Differentialverstärker A1
und A2 angesteuert. Wie zuvor beschrieben wurde, kann ein
Bereich einer am Ausgangsanschluß OUT gewonnenen
Ausgangsspannung im Vergleich zu einer Verstärkungsschaltung breit sein,
die eine Source-Folgereglerschaltung für eine Ausgangsstufe
nutzt. Aus diesem Grund findet die erste herkömmliche
Verstärkungsschaltung breiten Einsatz.
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In der ersten herkömmlichen Verstärkungsschaltung
schwankt jedoch ein durch die Ausgangsstufentransistoren Q1
und Q2 fließender Blindstrom stark, wenn eine
Eingangs-Offsetspannung an den Differentialverstärkern A1 und A2 anliegt.
Wird angenommen, daß eine positive Eingangs-Offsetspannung am
Differentialverstärker A1 bzw. eine negative
Eingangs-Offsetspannung am Differentialverstärker A2 anliegt, schwingt unter
der Bedingung, daß eine Polarität der Eingangs-Offsetspannung
auf der Grundlage des nicht invertierten Eingangs bestimmt
wird, ein Ausgangssignal des Differentialverstärkers A1 in
Richtung des Massepotentials, während ein Ausgangssignal des
Differentialverstärkers A2 in Richtung der
Stromversorgungsspannung schwingt. Als Ergebnis steigt der Blindstrom stark
an und erhöht den Stromverbrauch. Wird andererseits
angenommen, daß eine negative Eingangs-Offsetspannung am
Differentialverstärker A1 und eine positive Eingangs-Offsetspannung
am Differentialverstärker A2 anliegt, ist die Richtung des
Schwingens in den Ausgangssignalen der Differentialverstärker
A1 und A2 umgekehrt zu der des Schwingens gemäß der
Erläuterung bei der vorherigen Annahme für die
Eingangs-Offsetspannung, so daß der Blindstrom stark verringert wird, was im
Extremfall die Ausgangsstufentransistoren Q11 und Q2
ausschaltet.
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Zur Überwindung dieses Nachteils wird die vorgenannte
zweite herkömmliche Verstärkungsschaltung gemäß Fig. 2
vorgeschlagen.
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Fig. 2 zeigt Schaltungsabschnitte, die dem
Differentialverstärker A1 bzw. dem Transistor Q1 von Fig. 1 entsprechen.
In dieser Verstärkungsschaltung setzt sich ein
Differentialverstärker A11 aus Transistoren Q8 bis Q15 mit einer
Stromquelle IB zusammen, und ein Differentialverstärker A12 setzt
sich aus Transistoren Q3 bis Q6 zusammen. Ein Ausgang des
Differentialverstärkers A11 ist mit einem
Ausgangsstufentransistor Q1, der mit einem Ausgangsanschluß OUT verbunden ist,
und mit dem Transistor Q3 des Differentialverstärkers A12
verbunden. Außerdem ist ein Transistor Q7 vorgesehen, der an
einem Gate mit einem Knoten von Drains der Transistoren Q5
und Q6 durch einen Schalter SW1 zu verbinden ist.
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In der zweiten herkömmlichen Verstärkungsschaltung wird
eine Differenz im Differentialverstärker A12 zwischen einer
Gate-Source-Spannung des Ausgangsstufentransistors Q1 und
einer Gate-Source-Spannung des Ausgangsstufentransistors Q12
erzeugt, durch den ein Strom fließt, der gleich einem durch
den Transistor Q8 fließenden Strom ist. Als Ergebnis dieses
Vergleichs wird ein Ausgangssignal X über den Schalter SW1 am
Transistor Q7 angelegt, in dem das Ausgangssignal X verstärkt
wird, um in Gegenkopplung zu einem Gate des Transistors Q3
geführt zu werden. Das heißt, ein Blindstrom, dessen
Durchfluß durch den Ausgangsstufentransistor Q1 durch eine am
Differentialverstärker A11 anliegende Eingangs-Offsetspannung
zustande kommt, wird durch den sich aus den Transistoren Q3
bis Q7 zusammensetzenden Gegenkopplungsverstärker A12
kompensiert.
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Im Leerlauf (kein Signal) ist der Schalter SW1
eingeschaltet, so daß der durch den Transistor Q1 fließende
Blindstrom gesteuert wird. Andererseits ist der Schalter SW1 beim
Ansteuern einer Last ausgeschaltet, so daß keine Steuerung
des Blindstroms erfolgt. Im Lastansteuerzustand fließt ein zu
einer Last geführter Strom durch den Ausgangsstufentransistor
Q1, um eine große Gate-Source-Spannung dieses Transistors Q1
zu erzeugen. Ist in einem solchen Zustand der Schalter SW1
eingeschaltet, tendiert der Gegenkopplungsverstärker A12
dazu, den Betrieb des Ausgangsstufentransistors Q1 zum
Ansteuern einer Last zu stoppen. Dies ist der Grund, weshalb der
Schalter SW1 bei Lastansteuerung ausgeschaltet ist.
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In der zweiten herkömmlichen Verstärkungsschaltung wird
jedoch der Blindstrom beim Leerlauf durch
Verstärkungsfaktoren des Differentialverstärkers A11 und des
Gegenkopplungsverstärkers A12 sowie eine Eingangs-Offsetspannung des
Differentialverstärkers A11 bestimmt, so daß es schwierig ist, den
Blindstrom mit vorbestimmter Genauigkeit infolge des
Vorhandenseins mehrerer Steuerparameter zu steuern. Außerdem sind
zwei Gegenkopplungswege, bestehend aus einem ersten
Rückkopplungsweg vom Ausgangsstufentransistor Q1 zum
Differentialverstärker A11 und einem zweiten Rückkopplungsweg, der lokal vom
Transistor Q7 zum Ausgangsstufentransistor Q1 gebildet ist,
in ihr vorgesehen, so daß es schwierig ist,
Aufbauanforderungen zu handhaben, z.B. die Verteilung von
Verstärkungsfaktoren der Verstärker A11 und A12, die Kompensation von Phasen,
die systematische Erzeugung einer Eingangs-Offsetspannung
usw.
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Im folgenden wird eine Verstärkungsschaltung einer
ersten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung anhand von
Fig. 3 und 4 beschrieben.
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Fig. 3 zeigt das Prinzip der Verstärkungsschaltung, in
der gleiche Teile mit gleichen Bezugszahlen wie in Fig. 1
bezeichnet sind. In dieser Verstärkungsschaltung ist ein
Schalter SW1 mit Anschlüssen a, b und c sowie d, e und f auf der
Eingangsseite des Differentialverstärkers A1 vorgesehen,
wobei die Anschlüsse a und d mit dem nicht invertierten Eingang
bzw. dem invertierten Eingang des Differentialverstärkers A1
verbunden sind, der Anschluß b mit dem Ausgangsanschluß OUT
verbunden ist, der Anschluß c mit einer Bezugsspannung VR
verbunden ist, der Anschluß e mit dem Eingangsanschluß IN
verbunden ist und der Anschluß f mit einem Ausgang des
Differentialverstärkers A1 verbunden ist.
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Beim Ansteuern einer Last sind die Anschlüsse a und d
auf die Anschlüsse b bzw. d geschaltet, so daß der Betrieb
auf die gleiche Weise wie in Fig. 1 erfolgt.
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Im Leerlauf sind die Anschlüsse a und b auf die
Anschlüsse c bzw. f geschaltet. Folglich wird eine
Rückkopplungsschaltung mit dem Differentialverstärker A1 zu einem
Spannungsfolgeregler mit einer Eingabe der Bezugsspannung VR,
so daß dem Ausgangsstufentransistor Q1 am Gate die
Bezugsspannung VR zugeführt wird, um als Konstantstromquelle zu
wirken. Bei dieser Struktur wird ein durch die
Ausgangsstufentransistoren Q1 und Q2 fließender Blindstrom in seinem
Wert beliebig mit vorbestimmter Genauigkeit durch einen Wert
der Bezugsspannung VR gesteuert.
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Fig. 4A zeigt einen Abschnitt der Verstärkungsschaltung
von Fig. 3 mit Ausnahme des Differentialverstärkers A2 und
des Ausgangsstufentransistors Q2, wobei der Schalter SW1
darstellungsgemäß Schalter SW1-1 und SW1-2 hat, die so
miteinander verbunden sind, daß sie auf EIN-AUS-Weise geschaltet
werden.
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Im Ansteuerbetrieb einer Last ist der Schalter SW1-1
ausgeschaltet und der Schalter SW1-2 eingeschaltet, so daß
nur ein sich aus den Transistoren Q5 bis Q16
zusammensetzender Differentialverstärker und der Ausgangsstufentransistor
Q1 arbeiten. In diesem Zustand wirkt der
Ausgangsstufentransistor Q1 als Leistungstransistor zum Ansteuern einer Last.
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Im Betrieb ohne Lastansteuerung ist der Schalter 1-1
eingeschaltet und der Schalter 1-2 ausgeschaltet. In dieser
Leerlaufbetriebsart arbeitet eine sich aus den Transistoren
Q1 bis Q4 sowie Q7 bis Q17 zusammensetzende Schaltung, wobei
ein Spannungsfolgeregler gebildet ist, bei dem dem
Ausgangsstufentransistor Q1 am Gate die Bezugsspannung VR zugeführt
wird. In dieser Schaltung wirkt der Ausgangsstufentransistor
Q1 als Konstantstromquelle.
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Wird hierbei angenommen, daß ein Verhältnis von Größen
zwischen den Transistoren Q1 und Q17 "n" beträgt, fließt ein
Strom "n x IR" durch den Ausgangsstufentransistor Q1, worin
"IR" ein Bezugsstrom gemäß Fig. 4A ist. Dabei ist eine
Spannung des Ausgabeanschlusses OUT gleich einer am
Eingangsanschluß IN im Zusammenwirken mit dem Differentialverstärker A2
und dem Ausgangsstufentransistor Q2 gemäß der Erläuterung in
Fig. 3 angelegten Spannung.
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In der Schaltung von Fig. 4A wird ein durch die
Ausgangsstufentransistoren Q1 und Q2 (Fig. 3) fließender Strom
beim Leerlauf präzise gesteuert, so daß die Zunahme im
Stromverbrauch und das Ausschalten der Ausgangsstufentransistoren
vermieden werden. Ferner existiert keine lokale
Rückkopplungsschaltung, wogegen sie in der vorgenannten herkömmlichen
Verstärkungsschaltung gebildet ist. Folglich werden
Verstärkungsfaktoren und die Phasenkompensation leicht beim Aufbau
einer Verstärkungsschaltung der Erfindung bestimmt, da der
Schaltungsaufbau getrennt zwischen den Einschaltzuständen der
Schalter SW1-1 und SW1-2 erfolgen kann.
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Der Transistor Q17, der Bezugsstrom IR und die
Bezugsspannung VR von Fig. 4A können gemäß Fig. 4B erläutert
werden.
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Fig. 5 zeigt eine Verstärkungsschaltung einer zweiten
bevorzugten Ausführungsform gemäß der Erfindung, in der der
Ausgangsstufentransistor Q ein N-Transistor und der
Ausgangsstufentransistor Q2 ein P-Transistor ist, wogegen die
Ausgangsstufentransistoren Q1 und Q2 in der ersten bevorzugten
Ausführungsform ein P- bzw. N-Transistor sind.
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Fig. 6 zeigt einen Abschnitt der Verstärkungsschaltung
der zweiten bevorzugten Ausführungsform mit Ausnahme des
Differentialverstärkers A2 und des Ausgangsstufentransistors Q2
gemäß Fig. 5, worin gleiche Teile mit gleichen Bezugszahlen
wie in Fig. 4A bezeichnet sind.
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Obwohl die Erfindung als Beispiel anhand einer
spezifischen Ausführungsform veranschaulicht wurde, wird deutlich,
daß Abänderungen und Abwandlungen sowie andere
Ausführungsformen innerhalb des Schutzumfangs der beigefügten Ansprüche
vorgenommen werden können.