DE69602440T2 - Niedrigspannungs-operationsverstärker mit einem der speisespannung entsprechenden spannungsbereich - Google Patents

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG 1. Gebiet der Erfindung
• Die Erfindung betrifft das Gebiet von Operationsverstärkerschaltungen und insbesondere Operationsverstärkerschaltungen mit minimaler Übergangsverzerrung bei Empfang von Schiene-zu- Schiene-Eingangsspannungshüben und Ausgabe von Schiene-zu- Schiene-Ausgangsspannungshüben. Ferner arbeitet die vorliegende Operationsverstärkerschaltung mit einer niedrigen Energieversorgungsspannung von nur zwei Volt, wenn sie in modernen CMOS-Herstellungsvorgängen hergestellt wird.
2. Beschreibung des technischen Zusammenhangs
• Operationsverstärker-(om-amp-)Schaltungen können in elektronischen Schaltungen viele wichtige Anwendungen finden, was insbesondere für diejenigen Schaltungen gilt, bei denen zur Durchführung ihres Betriebs eine Rückkopplung verwendet wird. Zu den Schaltungen, die mit Op-amps ausgestattet werden können, zählt der Verstärker mit dem Verstärkungsfaktor Eins, der eine Ausgangsspannung erzeugt, die im wesentlichen seiner Eingangsspannung gleicht. Ein weiteres Beispiel einer Schaltung ist ein Integrator, bei dem die Ausgangsspannung das Integral der Spannungsdifferenz zwischen den Eingangsanschlüssen über der Zeit ist. Fachleuten auf dem Gebiet sind zahlreiche weitere Beispiele der Verwendung von Op-amps vertraut.
• Eine Op-amp-Schaltung ist eine Verstärkerschaltung mit einer Ausgangsspannung, die der Spannungsdifferenz zwischen zwei Eingangsanschlüssen proportional ist. Die Operationsverstärkerschaltung ist populär, da sie ein ausgezeichneter Spannungsverstärker ist. Beispielsweise sind Op-amps durch extrem hohe Eingangsimpedanzen und extrem niedrige Ausgangsimpedanzen gekennzeichnet, die beide in einem Spannungsverstärker wünschenswert sind. Da die Eingangsimpdeanz hoch ist, ist der durch die Eingangsanschlüsse zu dem Op-amp gezogene Strom niedrig. Somit braucht die Quelle der Eingangsspannung nicht zu der Steuerung eines großen Stroms in der Lage zu sein. Da die Ausgangsimpedanz niedrig ist, ist der an den Ausgang des Opamp angelegte Strom relativ stabil für große Stromflüsse am Ausgang.
• Op-amp-Schaltungen sind oft mit NMOS- und PMOS-Transistoren konfiguriert. Wie Fachleuten ersichtlich ist, sind NMOS- und PMOS-Transistoren zwei Typen von Transistoren, die in einem Herstellungsvorgang für komplementäre Metall-Oxid-Halbleiter (CMOS) hergestellt werden. PMOS- und NMOS-Transistoren haben vier Anschlüsse (oder Verbindungspunkte): einen Gate-Anschluß, einen Source-Anschluß, einen Drain-Anschluß und einem Masse- Anschluß. Elektrischer Strom fließt von dem Source-Anschluß zu dem Drain-Anschluß eines Transistors, wenn eine an den Gate- Anschluß angelegte Spannung entweder einen höheren oder einen niedrigeren Wert hat als die an den Source-Anschluß angelegte Spannung, je nach dem Transistor-Typ. Ein PMOS-Transistor ist ein Transistor, in dem Strom fließt, falls die an den Gate- Anschluß angelegte Spannung niedriger ist als die an den Source-Anschluß angelegte Spannung. Der Masse-Anschluß ist entweder mit dem Source-Anschluß des Transistors oder mit einer geeigneten Vorspannung verbunden.
• Sowohl bei dem PMOS-Transistor als auch bei dem NMOS-Transistor muß die Spannungsdifferenz zwischen dem Gate-Anschluß und dem Source-Anschluß in ihrem Absolutwert größer sein als eine bestimmte Spannung, bevor der Stromfluß beginnt. Diese bestimmte Spannung wird als "Schwellen"-Spannung bezeichnet und ist die Spannung, die erforderlich ist, um einen aktivierten Kanal zwischen den Source- und den Drain-Diffusionsbereichen in dem PMOS-Transistor oder dem NMOS-Transistor zu bilden. Wie Fachleuten ersichtlich ist, wird ein Transistor auf einem Substrat gebildet, indem Verunreinigungen in zwei Bereiche diffundiert (einen Drain-Diffusionsbereich und einen Source-Diffusionsbereich). Die beiden Bereiche sind durch eine Distanz eines undiffundierten Substratmaterials getrennt, die als Kanal bezeichnet wird, über dem der Gate-Anschluß ausgebildet wird. Durch Aufbringen einer Spannung auf den Gate-Anschluß des Transistors wird der Kanal derart aktiviert, daß Strom zwischen dem Source-Diffusionsbereich und dem Drain-Diffusionsbereich fließen kann.
• Theoretisch sind Op-amp-Schaltungen geeignet für eine "Schiene-zu-Schiene"-Eingabe- und Ausgabe-Operation und für perfekte Linearität. Bei den "Schienen" eines Op-amps handelt es sich um seine Stromversorgungsspannungen. Von einem Ausgangssignal sagt man, daß es von Schiene zu Schiene übergeht, falls das Ausgangssignal auf eine bestimme Eingangsspannung hin eine Spannung führt, die der einen seiner Stromversorgungsspannungen gleich ist, und das Ausgangssignal auf eine andere Eingangsspannung hin eine Spannung führt, die der anderen seiner. Stromversorgungsspannungen gleich ist. Eine Verstärkerschaltung ist linear, falls die Ausgangsspannung für eine beliebige Eingangsspannung, die innerhalb des betreibbaren Spannungsbereiches des Verstärkers liegt, ein konstantes Verhältnis zu der Eingangsspannung bildet. Dies bedeutet, daß, falls die Ausgangsspannung als Funktion der Eingangsspannung abgebildet wird, das Ergebnis eine gerade Linie ist. Nachteiligerweise waren herkömmliche Op-amp-Schaltungen (einschließlich CMOS-Op- .amp-Schaltungen) bisher nicht geeignet für einen Schiene-zu- Schiene-Betrieb. Zudem waren diese Op-amp-Schaltungen ungeeignet zur Erzielung von Linearität. Ein besonderes Problem im Zusammenhang mit der Linearität bei vielen Op-amps ist die "Übergangsverzerrung". Die Übergangsverzerrung ist eine Disruption der Linearität der Ausgangsspannung, wenn die Eingangsspannung nahe einer bestimmten Spannung liegt (die als "Übergangsspannung" bezeichnet wird). Bei Eingangsspannungen nahe der Übergangsspannung bleibt die Ausgangsspannung fixiert, statt einen Wert anzunehmen, der in konstanter Proportion zu der Eingangsspannung steht. Wenn sich die Eingangsspannung weiter von der Übergangsspannung weg bewegt, nimmt die Ausgangsspannung ihren linearen Anstieg oder Abfall wieder auf. Es wird ein Op-amp-Verstärker gewünscht, der eine niedrige Übergangsverzerrung und die Fähigkeit zu einer Schiene-zu- Schiene Ausgangsspannung hat.
• EP-A-0,259,879 beschreibt eine Operationsverstärkerschaltung, die mit einer Gleichtakt-Eingangsspannung betätigbar ist, die im wesentlichen über den gesamten Bereich von Schiene zu Schiene variabel ist. Bei den beschriebenen Schaltungen werden komplementäre erste und zweite Differentialtransistorpaare verwendet, die derart mit Stromspiegelschaltungen angeordnet sind, daß, wenn die Gleichtakt-Eingangsspannung sich der unteren Versorgungsspannung nähert, eines der Differentialtransistorpaare ausgeschaltet wird. In den Schaltungen werden herkömmliche invertierende Verstärkungs-/Ausgangs-Stufen verwendet.
• US-A-4, 554, 515 beschreibt eine Operationsverstärkerschaltung, bei der zwei Eingangsstufen derart miteinander verbunden sind, daß deren Eingangs-Gleichtakt-Spannungsbereiche zu einer Seite des Signalgrundes hin kombiniert sind, um einen Gleichtakt- Spannungsbereich zu erzeugen, der im wesentlichen der Versorgungsspannung gleicht. Eine Stufte weist N-Kanal-Differential- Eingangstransistoren auf, während die andere Stufe P-Kanal- Differential-Eingangstransistoren aufweist. Die Eingangsstromzweige der Stufen sind durch Stromspiegeltransistoren miteinander verbunden, so daß der Signalstrom gemeinsam benutzt wird. Das Ausgangssignal wird einem Zweig der N-Typ-Stufe entnommen und unter Frequenzkompensation mit einer Ausgangsstufe verbunden.
• Gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung wird eine Operationsverstärkerschaltung geschaffen, die versehen ist mit: einem ersten Eingangstransistor und einem zweiten Eingangstransistor jeweils mit einem ersten und einem zweiten leitenden Pfad und Gate-Anschlüssen, wobei die Gate-Anschlüsse jeweils mit dem ersten bzw. dem zweiten Eingangsleiter verbunden sind; einem ersten Summier-Schaltungspunkt, der so geschaltet ist, daß er einen Spiegelstrom von dem ersten leitenden Pfad sowie Strom empfängt, der durch einen dritten leitenden Pfad erzeugt wird, welcher auf ein Signal an dem Gate-Anschluß des zweiten Eingangstransistors hin gebildet wird, und einer zwischen den ersten Summier-Schaltungspunkt und einen Ausgangsleiter geschalteten Ausgangsschaltung, die derart konfiguriert ist, daß sie im ersten Summier-Schaltungspunkt fließenden Strom in eine Ausgangsspannung konvertiert, die dem Ausgangsleiter zugeführt wird, wobei die Ausgangsschaltung einen Pull-up-Ausgangstransistor und einen Pull-down-Ausgangstransistor aufweist; und dadurch gekennzeichnet, daß einer der Ausgangstransistoren in einer ersten Stromspiegelschaltung enthalten ist, die einen Strom in Abhängigkeit von dem Strom an dem ersten Summier- Schaltungspunkt spiegelt.
• Gemäß einem zweiten Aspekt der Erfindung wird ein Verfahren zum Beseitigen von Übergangs-Verzerrung und zum Erzeugen im wesentlichen von Schiene zu Schiene verlaufender Spannungshübe in einer Operationsverstärkerschaltung angegeben, das die folgenden Schritte aufweist: Summieren eines ersten Stroms, der einer ersten Eingangsspannung proportional ist, und eines zweiten Stroms, der einer zweiten Eingangsspannung proportio nal ist, um einen summierten Strom zu erzeugen, wobei die ersten und zweiten Ströme Strömen proportional sind, die durch komplementäre erste und zweite Eingangstransistoren fließen, und Erzeugen einer von dem summierten Strom abhängigen Ausgangsspannung mittels komplementärer Ausgangstransistoren, dadurch gekennzeichnet, daß einer der zum Erzeugen der Ausgangsspannung verwendeten Ausgangstransistoren in einer ersten Stromspiegelschaltung enthalten ist, die einen Strom in Abhängigkeit von dem summierten Strom spiegelt.
• Bei der hier beschriebenen Op-amp-Schaltung wird eine Strom- Summierung verwendet, um die Übergangsverzerrung im wesentlichen zu beseitigen. Somit ist die Op-amp-Schaltung gekennzeichnet durch Linearität über den betreibbaren Spannungsbereich des Verstärkers hinweg. Vorteilhafterweise zeigt die Opamp-Schaltung das Linearitätsverhalten einer theoretischen Opamp-Schaltungs-Operation. Eine derartige Op-amp-Schaltung kann in verschiedene elektronische Schaltungen einbezogen werden. Beim praktischen Betrieb dieser elektronischer Schaltungen, die die vorliegende Op-amp-Schaltung verkörpern, kann eine größere Annäherung an eine optimale (theoretische) Leistung erzielt werden, die zuvor mit diesen elektronischen Schaltungen, bei denen herkömmliche Op-amp-Schaltungen verwendet werden, nicht erzielt werden konnte.
• Ein bevorzugte Op-amp-Schaltung, die die Erfindung verkörpert, ist geeignet für Schiene-zu-Schiene-Eingangs- und Ausgangs- Spannungshüben. Die Pull-up- und Pull-down-Transistoren in der Ausgangsschaltung erzeugen in Kombination Voll-Schienen-Ausgangsspannungen über den gesamten Betätigungsbereich des Opamp hinweg. Wenn jedoch eine Ausgangsspannung gewünscht wird, die der Stromversorgungsspannung gleich ist, stoppt der Pulldown-Transistor im wesentlichen seinen Pull-down-Stromfluß. Anschließend lädt der Pull-up-Transistor den Ausgangsleiter der Op-amp-Schaltung voll auf die Stromversorgungsspannung. In ähnlicher Weise stoppt, wenn eine Ausgangsspannung gewünscht wird, die einer niedrigeren Stromversorgungsspannung (d. h. der Masse-Spannung) gleich ist, der Pull-down-Transistor im wesentlichen seinen Pull-up-Stromfluß. Anschließend entlädt der Pull-up-Transistor den Ausgangsleiter voll auf die Masse-Spannung. Die bevorzugte Op-amp-Schaltung ist mit einem NMOS-Eingangs-Differential-Paar und einem PMOS-Eingangs-Differential- Paar konfiguriert. Wenn Eingangssignale niedrige Spannungen führen, leitet das PMOS-Eingangs-Differential-Paar Strom. Umgekehrt leitet, wenn Eingangssignale hohe Spannungen führen, das NMOS-Eingangs-Differential-Paar Strom. Somit bietet, wenn Eingangssignale von Schiene zu Schiene schwingen, die Op-amp- Schaltung eine kontinuierliche Reaktion. Frühere Op-amp-Schaltungen erbringen häufig keine kontinuierliche Reaktion auf Eingangssignalschwingungen von Schiene zu Schiene. Vorteilhafterweise wird mit der bevorzugten Op-amp-Schaltung, die die vorliegende Erfindung verkörpert, die theoretische Schiene-zu- Schiene-Operation von Op-amps erzielt.
• Die bevorzugte Op-amp-Schaltung ist ferner geeignet für einen Niedrigspannungsbetrieb. Gemäß einer Ausführungsform kann die bevorzugte Op-amp-Schaltung mit einer niedrigen Energieversorgungsspannung von nur zwei Volt betrieben werden, wenn sie in modernen CMOS-Herstellungsvorgängen hergestellt wird. Vorteilhafterweise wird der Niedrigspannungsbetrieb erzielt, ohne daß dem typischen CMOS-Herstellungsvorgang irgendwelche speziellen Bearbeitungsschritte hinzugefügt werden. Frühere Op-amp-Schaltungen verlangten oft eine spezielle Bearbeitung für den Niedrigspannungsbetrieb, wodurch die Herstellungskosten erhöht wurden.
• Weitere Aufgaben und Vorteile der Erfindung werden beim Lesen der folgenden detaillierten Beschreibung sowie anhand der zugehörigen Zeichnung ersichtlich, die lediglich als Beispiel dient.
• Fig. 1 zeigt ein Schaltbild einer Operationsverstärkerschaltung, die die vorliegende Erfindung verkörpert.
• Im folgenden wird Fig. 1 erläutert, die die Op-amp-Schaltung zeigt. Der Op-amp 10 ist mit einem Vin+ -Eingangsleiter 12, einem Vin- -Eingangsleiter 14 und einem Vout-Ausgangsleiter 16 ausgebildet. Der Vin+ -Eingangsleiter 12 ist mit einem NMOS- Transistor 18 und einem PMOS-Transistor 20 verbunden. In ähnlicher Weise ist der Vin- -Eingangsleiter 14 mit einem NNOS- Transistor 22 und einem PMOS-Transistor 24 verbunden. Die NMOS-Transistoren 18 und 22 sind in einem NMOS-Eingangs-Differential-Paar enthalten. In ähnlicher Weise sind die PMOS- Transistoren 20 und 24 in einem PMOS-Eingangs-Differential- Paar enthalten. Wenn Eingangssignale niedrige Spannungen führen, leitet das PMOS-Eingangs-Differential-Paar Strom. Umgekehrt leitet, wenn Eingangssignale hohe Spannungen führen, das NMOS-Eingangs-Differential-Paar Strom. Somit reagiert der Opamp 10 auf jedes Eingangssignal innerhalb des Betriebsbereiches des Op-amp 10 (d. h. der Op-amp 10 reagiert auf ein Schiene-zu-Schiene-Gleichtakt-Eingangssignal). Wie Fachleuten ersichtlich ist, ermöglichen die NMOS- und PMOS-Eingangs-Differential-Paare einen Betrieb des Op-amp 10 mit einer niedrigen Energieversorgungsspannung von nur zwei Volt, wenn er in modernen CMOS-Herstellungsvorgängen hergestellt wird. Der Op-amp 10 erfordert über die typische CMOS-Herstellungsverarbeitung hinaus keine speziellen Bearbeitungsschritte, um den Niedrigspannungsbetrieb zu ermöglichen.
• Durch den NMOS-Transistor 22 fließender Strom wird durch eine Stromspiegelschaltung 25 zu einem Schaltungspunkt 26 innerhalb des Leiterweges des Transistors 20 gespiegelt. Eine Stromspiegelschaltung ist derart konfiguriert, daß sie an ihrem Ausgangsleiter einen Strom liefert, der dem Strom an ihrem Eingangsleiter proportional ist. Typischerweise sind Transistoren, die eine Stromspiegelschaltung wie z. B. die Stromspiegel schaltung 25 aufweisen, derart "angepaßt", so sie gleiche Leitstromeigenschaften für gleiche Eingangsspannungen haben.
• Die Stromspiegelschaltung 25 ist mit einem Paar von PMOS-Transistoren 28 und 30 ausgebildet, deren Gate-Anschlüsse mit der Source des NMOS-Transistors 22 verbunden sind. Der Leiter zwischen dem Source-Anschluß des NMOS-Transistors 22 und den Gate-Anschlüssen der PMOS-Transistoren 28 und 30 (bei 27 gezeigt) ist der Eingangsleiter der Stromspiegelungseinrichtung 25. Wenn Strom durch den NMOS-Transistor 22 strömt, werden die Gate-Anschlüsse der PMOS-Transistoren 28 und 30 entladen. Wenn die Spannungsdifferenz zwischen den Gate-Anschlüssen und einer auf einem Stromversorgungsleiter 32 geführten Stromversorgungsspannung die Schwellspannungen der PMOS-Transistoren 28 und 30 übersteigt, beginnen die Transistoren, Strom zu leiten. Wenn die Spannungsdifferenz zwischen den Gate-Anschlüssen und dem Stromversorgungsleiter 32 weiter ansteigt, steigt der durch den PMOS-Transistor 30 fließende Strom an, bis der dem durch den NNCS-Transistor 22 fließenden Strom im wesentlichen gleich ist. Da die Spannungen an den Gate-Anschlüssen der PMOS-Transistoren 28 und 30 gleich sind, ist der durch den PMOS-Transistor 28 fließende Strom dem durch den PMOS-Transistor 30 fließenden Strom gleich. Deshalb ist der Strom an dem Leiter 29 (der der Ausgangsleiter der Stromspiegelschaltung 25 ist) dem Strom an dem Eingangsleiter 27 proportional. Eine zweite Stromspiegelschaltung 34 spiegelt in ähnlicher Weise den durch den NMOS-Transistor 18 fließenden Strom zu dem Schaltungspunkt 36 innerhalb der Leiterweges des Transistors 24. Die zweite Stromspiegelschaltung 34 weist ein Paar von PMOS-Transistoren 38 und 40 auf, die in ähnlicher Weise mit den PMOS-Transistoren 30 bzw. 28 verbunden sind.
• Die Source-Anschlüsse der NMOS-Transistoren 22 und 18 sind mit einem Referenzspiegelleiter einer Referenzstromschaltung 42 verbunden. Die Referenzstromschaltung 42 ist derart konfiguriert, daß sie den Vorspannstrom an die NMOS-Transistoren 22 und 18 ausgibt. Eine aus NMOS-Transistoren 44 und 46 gebildete Stromspiegelschaltung spiegelt Strom aus einer Stromquelle 48 zu einem Referenzstromleiter 50. Obwohl die Stromspiegelschaltung der Referenzstromschaltung 42 mit NNOS-Transistoren ausgebildet ist, funktioniert die Stromspiegelschaltung in ähnlicher Weise wie die Stromspiegelschaltung 25 mit den PMOS- Transistoren. Statt ein Entladen der Gate-Anschlüsse der Transistoren zu bewirken, funktioniert die NMOS-Stromspiegeleinrichtung der Schaltung 42, indem sie die Gate-Anschlüsse ihrer Transistoren als Reaktion auf einen Eingangsstrom entlädt. Beispielsweise lädt die Stromquelle 48 die Gate-Anschlüsse der NMOS-Transistoren 44 und 46, bis der durch den NMOS-Transistor 44 fließende Strom dem Strom aus der Stromquelle 48 im wesentlichen gleich ist.
• Eine zweite Referenzstromschaltung 52 ist mit den Source-Anschlüssen der PMOS-Transistoren 20 und 24 verbunden. In ähnlicher Weise wie die Referenzstromschaltung 42 weist die zweite Referenzstromschaltung 52 eine Stromspiegelschaltung und eine Stromquelle 54 auf. Die Stromspiegelschaltung in der zweiten Referenzstromschaltung 52 ist mit einem Paar von PMOS- Transistoren 56 und 58 ausgebildet, die ebenfalls mit der Stromspiegelschaltung 25 verbunden sind.
• Strom, der durch den PMOS-Transistcr 24 fließt, und Strom, der aus der Stromspiegelschaltung 34 fließt, werden an dem Schaltungspunkt 36 "summiert". In der vorliegenden Verwendung wird Strom "summiert", falls Ströme aus zwei oder mehr Quellen an einem Schaltungspunkt kombiniert werden. Beispielsweise tendiert Strom aus der Stromspiegelschaltung 34 dazu, den Schaltungspunkt 36 zu laden. In ähnlicher Weise tendiert durch den PMOS-Transistor 34 fließender Strom dazu, den Schaltungspunkt 36 zu laden. Somit werden die beiden Ladeströme an dem Schaltungspunkt 36 summiert. Eine Stromspiegelschaltung 60, die NMOS-Transistoren. 62 und 64 aufweist, spiegelt den Strom an dem Schaltungspunkt 36 zu dem Schaltungspunkt 26, wo er mit den Strömen aus der Stromspiegelschaltung 25 und dem PMOS- Transistor 20 summiert wird. Ströme aus der Stromspiegelschaltung 25 und dem PMOS-Transistor 20 tendieren dazu, den Schaltungspunkt 26 zu laden, während Strom aus der Stromspiegelschaltung 60 dazu tendiert, den Schaltungspunkt 26 zu entladen. Somit ist der an dem Schaltungspunkt 26 fließende Strom die Summe von Strömen, die Strömen proportional sind, die durch die NMOS-Transistoren 18 und 22 und die PMOS-Transistoren 20 und 24 fließen.
• Der Schaltungspunkt 26 ist ferner mit einer Ausgangsschaltung 66 verbunden, die derart konfiguriert ist, daß sie Stromflüsse an dem Schaltungspunkt 26 in Ausgangsspannungen an dem Vout- Ausgangsleiter 16 übersetzt. Die Ausgangsschaltung 66 weist NNOS-Transistoren 68, 70, 72 und 74 und PMOS-Transistoren 76, 78 und 80 auf. Der PMOS-Transistor 76 ist derart in eine. Stromspiegelkonfiguration mit dem PMOS-Transistor 58 geschaltet, daß der PMOS-Transistor 76 den. Strom der Stromquelle 54 spiegelt.
• Falls der NMOS-Transistor 68 keinen Strom führt, dann spiegelt die aus den NMOS-Transistoren 70 und 72 gebildete Stromspiegelschaltung den Strom aus dem PMOS-Transistor 76 in die durch die PMOS-Transistoren 78 und 80 gebildete Stromspiegelschaltung. Der PMOS-Transistor 80 lädt dann den Vout-Ausgangsleiter 16 auf die Spannung, die auf dem Stromversorgungsleiter 32 geführt wird. Es ist anzumerken, daß der NMOS-Transistor 74 mit seinem Gate-Anschluß mit dem Gate-Anschluß des NMOS-Transistors 68 verbunden ist. Somit leitet dann, wenn der NMOS- Transistor 68 keinen Strom leitet, der NMOS-Transistor 74 keinen Strom. Deshalb lädt der PMOS-Transistor 80 den Vout-Ausgangsleiter 16 im wesentlichen auf die Stromversorgungsschiene, die auf dem Stromversorgungsleiter 32 ausgebildet ist.
• Falls jedoch der Gate-Anschluß des NMOS-Transistors 68 durch die oben beschriebene Stromsummiereinrichtung geladen wird, dann beginnt der Strom aus dem PMOS-Transistor 76 durch den NMOS-Transistor 68 zu fließen. Wenn die Spannung an dem Gate des NNOS-Transistor 68 anzusteigen beginnt, gleicht der durch den NMOS-Transistor 68 fließende Strom im wesentlichen dem durch den PMOS-Transistor 76 fließenden Strom. Die Gate-Anschlüsse der NNOS-Transistoren 70 und 72 werden durch den NMOS-Transistor 68 entladen, wobei der Stromfluß im wesentlichen gestoppt wird. Der PMOS-Transistor 78 lädt die Gate-Anschlüsse der PMOS-Transistoren 78 und 80 auf eine Schwellspannung, die unterhalb der auf dem Stromversorgungsleiter 32 geführten Stromversorgungsspannung liegt, und der Stromfluß durch die PMOS-Transistoren 78 und 80 wird im wesentlichen gestoppt. Währenddessen steigt die Spannung an dem Gate-Anschluß des NNOS-Transistors 74 in Verbindung mit der Gate- Spannung an dem NMOS-Transistor 68 an. Der resultierende Stromfluß durch den NMOS 74 entlädt den Vout-Ausgangsleiter 16. Da der PMOS-Transistor 80 keinen Strom mehr leitet, entlädt der NMOS-Transistor 74 den Vout-Leiter 16 voll auf eine Masse-Spannung, die auf einem Masse-Leiter 86 geführt wird. Wie aus der vorstehenden Beschreibung ersichtlich ist, ist der Op-amp 10 vorteilhafterweise geeignet für einen Schiene-zu-Schiene-Betrieb sowohl für Eingangs- als auch für Ausgangssignale. Der Op-amp 10 reagiert auf jede Eingangsspannung von Schiene zu Schiene, wie das nachstehende Beispiel zeigt.
• Die Arbeitsweise des Op-amp 10 läßt sich anhand eines Beispiels besser verstehen. In dem Beispiel ist der Vout-Leiter 16 über einen (nicht gezeigten) Leiter mit einem Vin- -Leiter 14 verbunden. Dies ist die sogenannte "Verstärkungsfaktor- Eins"-Konfiguration, in der die Ausgangsspannung des Op-amp 10 (während der Verwendung) im wesentlichen gleich der Eingangsspannung ist. In dem Beispiel befinden sich der Vin+ -Eingangsleiter 12, der Vin- -Eingangsleiter 14 und der Vout-Ausgangsleiter 16 auf einer Masse-Spannung. Da der Vin+ -Leiter 12 eine Masse-Spannung führt, erfolgt im wesentlichen kein Stromfluß durch den NMOS-Transistor 18. In ähnlicher Weise erfolgt, da der Vin- -Leiter 22 eine Masse-Spannung führt, erfolgt im wesentlichen kein Stromfluß durch den NMOS-Transistor 22. Die PMOS-Transistoren 20 und 24 leiten Strom aufgrund der Masse-Spannungen an ihren Gate-Anschlüssen. Der PMOS-Transistor 24 lädt die Gate-Anschlüsse der NMOS-Transistoren 62 und 64, wodurch sie bewirken, daß Strom durch die NMOS-Transistoren 62 und 64 fließt. Der durch den NNOS-Transistor 64 fließende Strom gleicht im wesentlichen dem durch den PMOS- Transistor 20 fließenden Strom. Falls die Spannung an dem Vout-Leiter 16 (und somit die Spannung an dem Vin- -Leiter 14) über die Masse ansteigen würde, dann würde der Stromfluß durch den PMOS-Transistor 24 und somit durch den NMOS-Transistor 64 abnehmen. Der Schaltungspunkt 26 würde dann über die Masse hinaus geladen, wodurch die NMOS-Transistoren 68 und 74 veranlaßt würden, Strom zu leiten. Die NMOS-Transistoren 68 und 74 würden dann den Vout-Leiter 16 entladen und dabei die von diesem geführte Spannung auf die Masse zurückbringen. Somit bewirkt das Feedback der Ausgangsspannung an dem Vout-Leiter 16 zu dem Vin- -Leiter 14, daß die Ausgangsspannung auf der Masse verbleibt, wenn sich die Spannung an dem Vin+ -Leiter auf der Masse befindet.
• In dem nächsten Schritt des Beispiels wird der Vin+ -Leiter 12 durch eine (nicht gezeigte) externe Quelle auf eine neue Spannung geladen. Wenn die Spannung an dem Vin+ -Leiter 12 ansteigt, wird der Stromfluß durch den PMOS-Transistor 20 reduziert und im wesentlichen gestoppt. Somit hört das Laden des Schaltungspunktes 26 auf, da der Vin- -Leiter noch die Masse- Spannung führt und deshalb kein Strom durch die Stromspiegeleinrichtung 25 zu dem Schaltungspunkt 26 fließt. Ferner beginnt der Stromfluß durch den MOS-Transistor 18, da sein Gate- Anschluß geladen wird, und die Stromspiegelschaltung 34 spiegelt den Strom zu dem Schaltungspunkt 36. Die Stromspiegelschaltung 60 spiegelt diesen erhöhten Ladestrom als einen Entladestrom zu dem Schaltungspunkt 26. Die Spannung an dem Schaltungspunkt 26 nimmt ab, wodurch der Stromfluß durch den NMOS-Transistor 68 reduziert wird.
• Wenn der Stromfluß durch den NMOS-Transistor 68 abnimmt, werden die Gate-Anschlüsse der NMOS-Transistoren 70 und 72 durch den Strom geladen, der durch den PMOS-Transistor 76 fließt. Die NMOS-Transistoren 70 und 72 erhöhen den Stromfluß, und der NMOS-Transistor 72 entlädt die Gate-Anschlüsse der PMOS-Transistoren 78 und 80. Der PMOS-Transistor 80 führt Strom und lädt den Vout-Leiter 16. Wenn die Spannung an dem Vout-Leiter 16 (der mit dem Vin- -Leiter 14 verbunden ist) ansteigt, beginnt der NMOS-Transistor 22, Strom zu führen, der durch die Stromspiegelschaltung 25 als Ladestrom zu dem Schaltungspunkt 26 gespiegelt wird. Somit ist, wenn die Spannung an dem Vout- Leiter 16 (und dem Vin- -Leiter 14) auf die Spannung des Vin+ -Leiters 12 ansteigt, der durch den NMOS-Transistor 22 fließende Strom im wesentlichen gleich dem durch den NMOS-Transistor 18 fließenden Strom. In ähnlicher Weise ist der durch den PMOS-Transistor 24 fließende Strom im wesentlichen gleich dem durch den PMOS-Transistor 20 fließenden Strom. Die Lade- und Entladeströme an dem Schaltungspunkt 26 werden somit im wesentlichen gleich, und die Spannung an dem Vout-Leiter 16 bleibt relativ stabil auf der Spannung, die auf dem Vin+ -Leiter 12 geführt wird.
• Bei jedem Spannungswert des Vin+ -Leiters 12 ist entweder der NMOS-Transistor 18 oder der EMOS-Transistor 20 (oder beide) in einem stromleitenden Zustand. Ferner ist, wenn die Spannung des Vin+ -Leiters 12 in eine Schwellspannung der Stromversorgungsspannung hinein übergeht (derart, daß der PMOS-Transistor 20 im wesentlichen aufhört, Strom zu führen), der NMOS-Transistor 18 relativ stark stromleitend. Umgekehrt ist, wenn der NMOS-Transistor 18 im wesentlichen aufhört, Strom zu führen, wenn die Spannung des Vin+ -Leiters 12 in eine Schwellspannung der Masse hinein übergeht, der PMOS-Transistor 20 stark stromleitend. Ähnliche Beziehungen existieren zwischen Spannungen, die auf dem Vin- -Leiter 14, dem NMOS-Transistor 22 und dem PMOS-Transistor 24 geführt werden. Für jegliche zwei Werte von Spannungen auf dem Vin+ -Leiter 12 und dem Vin- -Leiter 14 werden die Ströme an dem Schaltungspunkt 26 summiert, um eine bestimme Ausgangsspannung an dem Vout-Leiter 16 zu erzeugen. Das Summieren des Stroms von den PMOS-Transistoren und den NMOS-Transistoren (mit den unterschiedlichen Spannungen, bei denen sie im wesentlichen aufhören, Strom zu führen) garantiert, daß jegliche inkrementale Veränderung in den Eingangsspannungen einer entsprechenden inkrementalen Veränderung in den NMOS- oder PMOS-Strömen (oder beiden) an dem Schaltungspunkt 26 entspricht. Da der summierte Strom an dem Schaltungspunkt 26 in eine Ausgangsspannung an dem Ausgangsleiter 16 konvertiert wird, erfährt die Ausgangsspannung bei jeder inkrementalen Veränderung in den summierten Strömen (und somit jeder inkrementalen Veränderung in den Eingangsspannungen) eine inkrementale Veränderung. Somit bietet der Op-amp 10 bei Eingangsspannungen, die in seinem Betriebsbereich liegen, Linearität und im wesentlichen keine Übergangsverzerrung zwischen dem NMOS-Eingangs-Differential-Paar und dem PMOS-Eingangs-Differential-Paar reagiert der Op-amp 10 auf jede Eingangsspannung.
• Es sind ein Widerstand 82 und ein Kondensator 84 vorgesehen, um den Op-amp 10 zu kompensieren. Wie Fachleute wissen, ist, falls det Op-amp 10 derart in ein Feedback-Netzwerk eingebunden, daß der Vout-Ausgangsleiter 16 mit dem Vin- -Leiter 14 verbunden ist, der Op-amp 10 bei Signalen über einer bestimmten Frequenz instabil. Dies bedeutet, daß ein Signal einer bestimmten Frequenz, das zwischen dem Vin+ -Leiter 12 und dem Vin- -Leiter 14 angelegt wird, das Auftreten eines positiven Feedback in dem Netzwerk bewirkt und der Op-amp den Ausgangswert auf eine der Schienen steuert oder das Op-amp-Ausgangssignal oszilliert, statt entsprechend dem Feedback-Netzwerk zu arbeiten. Der Widerstand 82 und ein Kondensator 84 bilden ein weithin bekanntes Kompensationsnetzwerk zum Stabilisieren von Op-amps wie z. B. des Op-amp 10 durch Einstellen des Phasenrandes und des Verstärkungsrandes der Schaltung. Eine Erläuterung derartiger Kompensationsnetzwerke findet sich in der Publikation "The Art of Electronics" von Horowitz et al., Cambridge University Press, New York, 1980. Diese Publikation wird hiermit in ihrer Gesamtheit einbezogen.
• Entsprechend der vorstehenden Offenbarung wurde ein Op-amp mit linearem Ausgangssignal und Schiene-zu-Schiene-Betrieb beschrieben. Durch den Einsatz von Stromsummierung wird eine Übergangsverzerrung beseitigt. Ferner sind die Transistoren, die den Ausgangs-Leiter laden, derart konfiguriert, daß sie den Stromfluß stoppen, wenn eine Eingangsspannung verlangt, daß die Ausgangsspannung zu der gegenüberliegenden Schiene übergeht. Der hier offenbarte Op-amp kann vorteilhafterweise in eine Vielzahl von Feedback-Schaltungen einbezogen werden, um ein praktisches Verhalten erzeugen, das dem theoretischen Verhalten von Op-amps sehr nahekommt.
• Bei voller Kenntnisnahme der vorstehenden Offenbarung werden Fachleuten zahlreiche Variationen und Modifikationen ersichtlich sein. Die folgenden Ansprüche sind dahingehend zu interpretieren, daß sie sämtliche derartigen Variationen und Modifikationen einschließen.

Claims (17)

1. Operationsverstärkerschaltung (10) mit:

einem ersten Eingangstransistor (22) und einem zweiten Eingangstransistor (18) jeweils mit einem ersten und einem zweiten leitenden Pfad und Gate-Anschlüssen, wobei die Gate-Anschlüsse jeweils mit dem ersten (14) bzw. dem zweiten (12) Eingangsleiter verbunden sind;

einem ersten Summier-Schaltungspunkt (26), der so geschaltet ist, daß er einen Spiegelstrom von dem ersten leitenden Pfad sowie Strom empfängt, der durch einen dritten leitenden Pfad (20) erzeugt wird, welcher auf ein Signal an dem Gate-Anschluß des zweiten Eingangstransistors (18) hin gebildet wird, und

einer zwischen den ersten Summier-Schaltungspunkt (26) und einen Ausgangsleiter (16) geschalteten Ausgangsschaltung (66), die derart konfiguriert ist, daß sie im ersten Summier-Schaltungspunkt (26) fließenden Strom in eine Ausgangsspannung konvertiert, die dem Ausgangsleiter (16) zugeführt wird,

wobei die Ausgangsschaltung (66) einen Pull-up-Ausgangstransistor (80) und einen Pull-down-Ausgangstransistor (74) aufweist; und

dadurch gekennzeichnet, daß einer der Ausgangstransistoren in einer ersten Stromspiegelschaltung (78, 80) enthalten ist, die einen Strom in Abhängigkeit von dem Strom an dem ersten Summier-Schaltungspunkt spiegelt.

2. Operationsverstärkerschaltung nach Anspruch 1, bei der der Strom an dem ersten Summier-Schaltungspunkt (26) ein Strom ist, der sich als im wesentlichen lineare Reaktion auf eine Spannung an dem ersten Eingangsleiter (14) ergibt.

3. Operationsverstärkerschaltung nach Anspruch 2, bei der die lineare Reaktion als eine Spannung an dem Ausgangsleiter (16) mit einem Spannungsbereich reproduziert wird, der zwischen den Spannungen liegt, die die Operationsverstärkerschaltung bei Betrieb speisen.

4. Operationsverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der der Spiegelstrom von dem ersten leitenden Pfad zu einer Zeit, die sich von einem Übergang des durch den dritten leitenden Pfad erzeugten Stroms unterscheidet, von einem Hoch- zu einem Niedrig-Stromzustand übergeht.

5. Operationsverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, ferner mit: einem zweiten Summier-Schaltungspunkt (36), der so geschaltet ist, daß er einen Spiegelstrom von dem zweiten leitenden Pfad sowie Strom empfängt, der durch einen vierten leitenden Pfad (24) erzeugt wird, welcher auf ein Signal an dem Gate-Anschluß des ersten Eingangstransistors (22) hin gebildet wird.

6. Operationsverstärkerschaltung nach Anspruch 5, bei dem der Strom an dem zweiten Summier-Schaltungspunkt (36) ein Strom ist, der sich im wesentlichen lineare Reaktion auf eine Spannung an dem zweiten Eingangsleiter (12) ergibt.

7. Operationsverstärkerschaltung nach Anspruch 6, bei der die lineare Reaktion als eine Spannung an dem Ausgangsleiter (16) mit einem Spannungsbereich reproduziert wird, der zwischen den Spannungen liegt, die die Operationsverstärkerschaltung bei Betrieb speisen.

8. Operationsverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 7, bei der der Spiegelstrom von dem zweiten leitenden Pfad zu einer Zeit, die sich von einem Übergang des durch den vierten leitenden Pfad erzeugten Stroms unterscheidet, von einem Hoch- zu einem Niedrig-Stromzustand übergeht.

9. Operationsverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, bei der auf ein Ausbleiben des Empfangs des summierten Stroms an dem ersten Summier-Schaltungspunkt (26) hin der Pull-up-Transistor aktiviert wird und der Pulldown-Transistor deaktiviert wird, wodurch der Ausgangsleiter auf eine Stromversorgungsspannung gebracht wird, die der Operationsverstärkerschaltung bei Betrieb zugeführt wird.

10. Operationsverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, bei der ein Eingangsstrom in die erste Stromspiegelschaltung (78, 80) durch einen an einer zweiten Stromspiegelschaltung (70, 72) empfangenen Anteil eines Konstantstroms bestimmt wird, wobei der Anteil durch den Strom an dem ersten Summier-Schaltungspunkt (26) bestimmt wird.

11. Operationsverstärkerschaltung nach Anspruch 10, bei der sämtliche Transistoren MOS-Transistoren sind.

12. Verfahren zum Beseitigen von Übergangs-Verzerrung und zum Erzeugen im wesentlichen von Schiene zu Schiene verlaufender Spannungshübe in einer Operationsverstärkerschaltung, mit den folgenden Schritten:

Summieren eines ersten Stroms, der einer ersten Eingangsspannung (Vin-) proportional ist, und eines zweiten Stroms, der einer zweiten Eingangsspannung (Vin+) proportional ist, um einen summierten Strom zu erzeugen, wobei die ersten und zweiten Ströme Strömen proportional sind, die durch komplementäre erste und zweite Eingangstransistoren (22, 20) fließen, und

Erzeugen einer von dem summierten Strom abhängigen Ausgangsspannung (Vout) mittels komplementärer Ausgangstransistoren (74, 80),

dadurch gekennzeichnet, daß einer der zum Erzeugen der Ausgangsspannung verwendeten Ausgangstransistoren in einer ersten Stromspiegelschaltung (78, 80) enthalten ist, die einen Strom in Abhängigkeit von dem summierten Strom spiegelt.

13. Verfahren nach Anspruch 12, ferner mit dem Summieren dritter und vierter Ströme, die Strömen proportional sind, welche durch komplementäre dritte und vierte Eingangstransistoren (18, 24) fließen.

14. Verfahren nach Anspruch 13, bei dem die ersten und vierten Transistoren auf die erste Eingangsspannung reagieren und die zweiten und dritten Transistoren auf die zweite Eingangsspannung reagieren.

15. Verfahren nach Anspruch 13 oder Anspruch 14, bei dem die ersten und vierten Transistoren komplementäre MOS-Transistoren sind und die zweiten und dritten Transistoren komplementäre MOS-Transistoren sind.

16. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 15, bei dem die erste Stromspiegelschaltung (78, 80) einen Eingangsstrom empfängt, der durch einen Anteil eines Konstantstroms bestimmt wird, wobei der Anteil durch die Summe der ersten und zweiten Ströme bestimmt wird.

17. Verfahren nach Anspruch 16, bei dem das Steuern der Eingangsströme in die erste Stromspiegelschaltung (78, 80) durch eine zweite Stromspiegelschaltung (70, 72) durchgeführt wird und bei dem die Ausgangstransistoren MOS- Transistoren sind.