DE69121546T2

DE69121546T2 - Komparatorschaltung mit Präzisionshysterese und hoher Eingangsimpedanz

Info

Publication number: DE69121546T2
Application number: DE69121546T
Authority: DE
Inventors: Michelangelo Mazzucco; Vanni Poletto
Original assignee: Magneti Marelli SpA; SGS Thomson Microelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL; Marelli Europe SpA
Priority date: 1990-12-31
Filing date: 1991-12-19
Publication date: 1997-01-23
Anticipated expiration: 2011-12-20
Also published as: IT9068085A0; JP3190399B2; EP0493750B1; DE69121546D1; EP0493750A3; US5313114A; JPH0595255A; ES2091854T3; IT1241394B; EP0493750A2; IT9068085A1

Description

Hintergrund der Erfindung

Die gegenwärtige Erfindung betrifft im allgemeinen elektronische Schaltkreise und im speziellen die Komparator- Schaltkreise, welche gemeinhin in elektronischen Schaltkreisen verwendet werden. Sie wurde mit besonderer Aufmerksamkeit im Hinblick auf ihre mögliche Verwendung zur Herstellung von monolithischen Komparator-Schaltkreisen mit einer Präzisions- Hysterese und einem hohen Eingangswiderstand entwickelt.
Es besteht ein besonderes Bedürfnis nach Schaltkreisen mit diesen Eigenschaften, um Schnittstellen zwischen Sensoren mit variabler Reluktanz (zum Beispiel Sensoren, die zur Detektion der Geschwindigkeit und der Position der Welle einer Verbrennungskraftmaschine eines Motorfahrzeuges verwendet werden) und den korrespondierenden Verarbeitungsschaltkreisen (zum Beispiel im Falle der oben erwähnten Sensoren der elektronischen Kontrolleinheit der Maschine) herzustellen.
Zur Verwendung in solch einer Situation Muß der Komparator ein Signal detektieren, dessen Pegel (z.B. 100mV) in manchen Situationen wenig größer ist als ein unterer Grenzwert (z.B. 50 mV), unterhalb dessen keine Detektion stattfinden soll. Es besteht daher ein Bedürfnis nach einem Komparator mit der breitest möglichen Hysterese, sodaß er im wesentlichen unempfindlich auf Rauschen ist (welches in einer Umgebung eines Automobils in einem beachtlichen Umfang vorhanden ist), der aber gleichzeitig den Betrieb im oben angedeuteten Grenzbereich unter Berücksichtigung der Streuung des Hysteresenwertes, sowohl was den absoluten Wert betrifft als auch im Zusammenhang mit der Temperatur, gewährleisten kann. Darüberhinaus wird ein zusätzlicher Eingangswiderstand benötigt, um Fehler infolge der hohen Widerstände der Quellen, die den Komparator treiben, zu vermeiden.

Beschreibung des Standes der Technik

Fig. 1 zeigt ein typisches Layout eines Komparator-Schaltkreises 1 mit einer Hysterese, der von einem Operationsverstärker 2 mit entsprechenden nichtinvertierenden und invertierenden Eingängen 3,4 und zwei Widerständen R01 und R02 gebildet wird, die einerseits mit einer ersten Quelle V1 und dem nichtinvertierenden Eingang 3 und andererseits mit dem nichtinvertierenden Eingang 3 und dem Ausgang des Operationsverstärkers 2 verbunden sind. Eine weitere Quelle V2 ist mit dem invertierenden Eingang 4 verbunden.
Entsprechend weithin bekannter Grundsätze besitzt solch ein Schaltkreis einen Hochpegel-Ausgang, der der Versorgungsspannung Vcc entspricht, welche kleiner ist als die Sättigungsspannung VCE des Ausgangstransistors, und einen Niederpegel-Ausgang, der gleich dem Erdpotential oder -Vcc plus einer Sättigungsspannung VCE eben dieses Transistors ist.
Dieser Aufbau hat den Vorteil erheblicher Einfachheit. Er hat jedoch den Nachteil, daß seine Hysterese ungenau ist (im Hinblick auf die Temperatur und was ihren absoluten Wert betrifft), und zwar aufgrund des Fehlers, der durch die Sättigungsspannung VCE eingeführt wurde, und auch aufgrund des Fehlers, der durch die Ungenauigkeit der Versorgungsspannung eingeführt wurde.
Konstruktionen, wie die in Fig. 2 gezeigte, wurden verwendet, um diese Einschränkungen zu überwinden, und bei diesen ist die Hysterese durch einen Widerstand bestimmt, der in Serie zu einem der Eingänge liegt und durch den ein Strom getrieben wird, der im allgemeinen durch eine "Bandlücken"- Referenzspannung und einen weiteren hohen Widerstand innerhalb des Schaltkreises erzeugt wird. Dies wird beispielsweise mit Hilfe von zwei Transistoren T1 und T2, sowie einer Diode D erreicht, wie schematisch in Fig. 2 gezeigt, wobei der Generator, der den Strom erzeugt, mit 10 bezeichnet ist.
Die Lösung besitzt einen sehr präzisen Wert der Hysterese, welcher von der Präzision der Referenzspannung und dem Verhältnis zwischen zwei inneren Widerständen abhängt. Leider muß der Strom, der zum in Serie mit dem Eingang liegenden Widerstand (Widerstand R00 in Fig. 2) geschickt wird, von seiner eigenen Quelle zugeführt werden, die einen niedrigen Ausgangswiderstand aufweisen muß, um nicht weitere Fehler einzuführen.
Speziell betrifft die gegenwärtige Erfindung einen Komparator- Schaltkreis mit den Eigenschaften, die im Oberbegriff des Anspruches 1 angeführt sind, welcher z.B. aus der EP-A 0 272 479 bekannt ist. Weitere Komparator-Anordnungen mit einer Hysterese sind z.B. aus der US-A 4 429 234 oder dem IBM Technical Disclosure Bulletin Vol. 9, No.11, April 1967, Seiten 1643 - 1644, E.N.Schroeder "Voltage Level Detector" bekannt.

Aufgabe und Abriß der Erfindung

Aufgabe der gegenwärtigen Erfindung ist es daher, einen Komparator-Schaltkreis mit Hysterese bereitzustellen, der, während er nach wie vor solche Eigenschaften besitzt, daß er in der Form eines monolithischen integrierten Schaltkreises hergestellt werden kann, völlig zufriedenstellende Arbeitsbedingungen erreicht, besonders was die Präzision der Hysterese und den hohen Eingangswiderstand betrifft.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird diese Aufgabe durch einen Schaltkreis erreicht, der die spezifischen Merkmale aufweist, die im kennzeichnenden Teil des Anspruches 1 beansprucht sind.

Detaillierte Beschreibung der Erfindung

Die Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben, in denen:
Fig. 1 und 2, die den Stand der Technik betreffen, bereits oben beschrieben wurden,
Fig. 3 schematisch den Aufbau des Schaltkreises des Komparators mit Hysterese gemäß der Erfindung zeigt und
Fig. 4 in der Form eines Graphen, die Hysterese-Charakteristika zeigt, die der Schaltkreis von Fig. 3 aufweist.
Als allgemeine Premisse soll bemerkt werden, daß die Beschreibung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung unter spezieller Bezugnahme auf die allgemeine Verwendung von bipolaren Transistoren ausgeführt wird. Es ist jedoch nicht beabsichtigt, daß dieses Beispiel limitierend ist im Hinblick auf die Möglichkeit der Ersetzung wenigstens einiger Transistoren durch Transistoren eines unterschiedlichen Typs (typischerweise FETS) oder sogar durch Komponenten unterschiedlichen Typs aber mit im wesentlichen äquivalentem funktionellem Verhalten.
Der Komparator-Schaltkreis von Fig. 3, der allgemein mit 10 bezeichnet ist, weist zwei Eingänge 11,12 auf, die eine nicht invertierende 11 und eine invertierende 12 Eingangscharakteristik aufweisen und die jeweils mit den Basen der beiden Transistoren Q1 und Q2 verbunden sind, die als p-n-p Transistoren dargestellt sind. Die Kollektoren der Transistoren Q1 und Q2 sind über jeweilige Widerstände R1 und R2 mit der Erde des Schaltkreises verbunden und ihre Emitter sind über jeweilige Widerstände Rx und Ry (von denen momentan angenommen wird, daß sie den gleichen Wert besitzen R = Rx = Ry) mit einer Konstantstromquelle 11 (eines bekannten Typs, der hier nicht im Detail beschrieben werden muß) verbunden, welche mit der Versorgungsspannung Vcc verbunden ist.
Die Emitter der beiden weiteren Transistoren Q3 und Q4 (die vom n-p-n Typ sind und daher im gezeigten Ausführungsbeispiel komplementär zu den Transistoren Q1 und Q2 sind) sind entsprechend mit dem Kollektor des Transistors Q1 und dem Kollektor des Transistors Q2 verbunden.
Die Basen der Transistoren Q3 und Q4 sind miteinander verbunden und die Basis des Transistors Q3 ist mit dessen Kollektor kurzgeschlossen, welcher über eine Diode D1, deren Kathode zum Transistor Q3 weist, mit einer Konstantstromquelle I1 (ebenfalls eines bekannten Typs und mit der Versorgungsspannung Vcc verbunden) verbunden ist. In grundsätzlich komplementärer Anordnung ist der Kollektor des Transistors Q4 mit einer entsprechenden Konstantstromquelle I3 über eine Diode D2, deren Kathode zum Transistor Q4 weist, verbunden. Die Anoden der Dioden D1 und D2 (und indirekt daher die Kollektoren der Transistoren Q3 und Q4) sind mit den Basen zweier weiterer Transistoren (welche vom p-n-p Typ sind und daher homolog zu den Transistoren Q1 und Q2 sind) verbunden, deren Emitter miteinander und mit einer Konstantstromquelle 10 verbunden sind.
Ebenso wie die oben erwähnten Generatoren 1, 2 und I3 ist dieser Generator vom bekannten Typ und ist mit der Versorgungsspannung Vcc verbunden.
Der Kollektor des Transistors Q5 ist mit dem Emittor des Transistors Q4 und somit mit dem Kollektor des Transistors Q2 verbunden. Der Kollektor des Transistors Q6 ist jedoch über einen Transistor R3 mit der Erde M des Schaltkreises verbunden und versorgt die Basis eines weiteren Transistors Q8 (vom n-p-n Typ), der die Ausgangsstufe des Komparatorschaltkreises bildet und zu diesem Zweck seinen Emitter mit der Erde M und seinen Kollektor, von dem die Ausgangsspannung Vout des Schaltkreises genommen wird, über einen Widerstand R4 mit der Versorgungsspannung Vcc verbunden hat.
Aus Gründen, die aus dem folgenden klar werden, ist schließlich ein weiterer p-n-p Transistor Q7 zwischen die Transistoren Q5 und Q6 geschaltet, dessen Basis mit dem Transistor Q5 verbunden ist, dessen Emitter mit der Basis des Transistors Q6 verbunden ist und dessen Kollektor mit der Erde M verbunden ist.
Die Eingangsstufe des Schaltkreises 10, die durch die Transistoren Q1 und Q2 gebildet wird, wird sozusagen durch "Degenerieren" der Emitter der beiden Transistoren gebildet, welche mit den beiden Widerständen Rx und Ry das differenzielle Eingangspaar bilden. Ein Signal Vd, das die Differenz zwischen dem nichtinvertierenden Eingang 11 und dem invertierenden Eingang 12 ist, bewirkt daher (entsprechend weithin bekannter Mechanismen) eine negative Änderung im Kollektorstrom von Q1 und eine positive Anderung im Kollektorstrom von Q2. Die absoluten Werte Δ Ic dieser Änderungen sind jedoch gleich, und sind gegeben durch:
Δ Ic = Vd/2R (I)
wobei, wie bereits erwähnt, angenommen wird, daß Rx = Ry =R.
Mit Hilfe der Widerstände R1 und R2 (deren Absolutwerte im allgemeinen gleich sind aber die zu Erklärungszwecken durch unterschiedliche Referenzzahlen gekennzeichnet sind) treiben die Ausgangsströme von Q1 und Q2 über die dazwischenliegende Stufe, die durch die Transistoren Q3 und Q4 und die Dioden D1 und D2 gebildet ist, die zweite Differenzstufe, die durch die Transistoren Q5 und Q6 definiert ist.
Wie bereits unter Bezugnahme auf Fig. 2 erwähnt, wird der Polarisationsstrom 10 über eine "Bandlücken"-Referenzspannung und über einen internen Widerstand des integrierten Schaltkreises zugeführt; dies ist gemäß weithin bekannter Kriterien, die in diesem Zusammenhang nicht zitiert werden müssen. Allgemein kann die Intensität des Stromes Io näherungsweise ausgedrückt werden durch:
Io = VBG/Rf (II)
wobei VBG die "Bandlücken"-Spannung und Rf der zuvor erwähnte interne Widerstand des integrierten Schaltkreises ist.
Falls die Eingangs-Differenzspannung negativ ist (falls die Spannung am Eingang 12 größer ist als die Spannung am Eingang 11) ist die Spannung an der Basis von Q5 allgemein:
VBE(Q3) + VD1 + R1(I1 + I2) (III)
wobei VBE(Q3) die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q3 und VD1 die Spannung an der Diode D1 ist.
Diese Spannung ist im allgemeinen größer als die Spannung an der Basis von Q6, die gegeben ist durch:
V Cesat(Q4) + VD2 + R2.I3 (IV)
wobei VCEsat(Q4) die Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung des Transistors Q4 und VD2 die Spannung über die Diode D2 ist.
In den Gleichungen (III) und (IV) bezeichnen I1, I2 und I3 klarerweise die Intensitäten der durch die entsprechenden Generatoren oder Quellen erzeugten Ströme.
Unter den oben angeführten Bedingungen wird der Strom 10 durch R3 und die Basis von Q8 fließen und daher den Ausgang des Schaltkreises 10 auf einen niedrigen Wert bringen.
Der Umschaltpunkt, der auftritt wenn die Spannungen an R1 und R2 gleich sind, tritt daher bei einer differenziellen Eingangsspannung Vd = 0 auf, da die Ströme durch Q1 und Q2 sowie durch R1 und R2 gleich sind. In diesem Zusammenhang kann festgestellt werden, daß im allgemeinen die Intensitäten der Ströme der Generatoren I1, I2 und I3 gleich sind, aber zur Klarheit der Erklärung durch verschiedene Referenznummern bezeichnet sind. Unter den oben angeführten Bedingungen gilt im speziellen,
Wenn ausgehend von dieser Bedingung die differenzielle Eingangsspannung langsam erhöht wird, sodaß sie positiv wird (wenn die Spannung am Eingang 11 größer wird als die Spannung am Eingang 12), schaltet die durch die Transistoren Q1 und Q2 gebildete Eingangsstufe um und ändert in der Folge die Eingänge der durch die Transistoren Q5 und Q6 gebildete Differenzstufe. Unter diesen Bedingungen ist die Spannung an der Basis von Q6:
R1.I1 + VBE (Q3) + VD1 + VBE (Q7) (VI)
wobei VBE(Q3) und VBE(Q7) die Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren Q3 und Q7 bezeichnen. Gleichzeitig ändert sich die Spannung an der Basis von Q5 auf den Wert:
R1.I1 + VBE (Q3) VDL (VII)
Diese Spannungen an den Basen von Q5 und Q6 ändern nun den Strom Io durch R2 und es fließt kein Strom mehr durch R3 oder an die Basis von Q8. Der Transistor Q8 wird nichtleitend und die Ausgangsspannung Vaut steigt auf den Wert Vcc.
Währenddessen verhindert der Transistor Q7 zwischen den Transistoren Q5 und Q6, daß die Spannung an der Basis von Q6 auf den Wert Vcc ansteigt und verhindert daher, daß der Stromgenerator I3 Sättigung erreicht. Diese Maßnahme verhindert Verzögerungen bei der Rückkehr des betrachteten Stromgenerators in den aktiven Bereich und verhindert ebenso eine Interferenz an den Polarisationsleitungen der Stromgeneratoren.
Während die Ausgangsspannung Vout auf den Wert Vcc ansteigt, ist der Strom durch R1 gleich I1 und der Strom durch R2 ist gleich der Summe von Io + I2 + I3.
Ausgehend von dieser Bedingung tritt der neue Umschaltpunkt bei einer Eingangsdifferenz Vdf auf, sodaß:
Für diesen Wert von Vd sind die Kollektorströme von Q1 und Q2, die mit Ic1 und Ic2 bezeichnet sind:
Für diese Werte von Ic1 und Ic2 sind die Spannungen an R1 und R2 wieder gleich, da:
Von dieser Gleichgewichtsbedingung ausgehend ist eine minimale Verringerung der Eingangs-Differenzspannung ausreichend, um den Schaltkreis zu den Anfangsbedingungen zurückzuführen, das heißt, daß die durch die Transistoren Q5 und Q6 definierte Differenzstufe aus dem Gleichgewicht gebracht ist, sodaß der Strom von Io zu R3 und zur Basis von Q8 gesendet wird, diesen Transistor sättigt und die Ausgangsspannung auf einen Spannungswert VCEsat (die Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung) gegenüber Erde zurückbringt.
Der Graph von Fig. 4 zeigt schematisch das Verhalten der Ausgangsspannung Vout als Funktion der Eingangsdifferenzspannung Vd, indem er die Amplitude der Hysterese H zeigt, die als Differenz zwischen den Spannungen Vds und Vdf definiert ist, mit denen der Schaltkreis hinauf- und hinunterschaltet.
Die hauptsächlichen Vorteile der Erfindung können in der folgenden Form ausgedrückt werden:
Der Schaltkreis 10 gemäß der Erfindung zeigt eine präzise Hysterese, die durch den Strom bestimmt ist, der vom Generator Io erzeugt ist (in bekannter Weise durch eine "Band-lücken"- Referenzspannung und einen inneren Widerstand), und durch die Widerstandswerte Rx = Ry = R an den Emittern von Q1 und Q2. Genau gesagt, ist der Hysteresewert H:
H = R.Io, wo Io = VBG/Ring (XI)
In der Praxis wird der Hysteresewert H durch die Präzision der Referenzspannung und durch die Präzision des Verhältnisses zwischen zwei inneren Widerständen des integrierten Schaltkreises bestimmt; die Präzision dieses Widerstandsverhältnisses kann durch gegenwärtige Layout-Techniken innerhalb von 1% gehalten werden.
Gleichzeitig ist die Eingangsstufe eine hochohmige Stufe, da die Eingänge durch die Basen von zwei Transistoren Q1 und Q2 gebildet werden und diese Eingänge sind auch zur Erde kompatibel.
Zusätzlich zur Bereitstellung der Hysterese treibt die zweite Differenzstufe (diejenige, die durch die Transistoren Q5 und Q6 gebildet wird) auch die Ausgangsstufe (den Transistor Q8), da sie mittels der Dioden D1 und D2 die Dynamik einer VBE relativ zur Erde sicherstellen kann. Das Vorhandensein des Transistors Q7 stellt auch sicher, daß der Stromgenerator 13 niemals Sättigung erreicht.
Oben wurde implizit angenommen, daß die mit den Emittern von Q1 und Q2 verbundenen Widerstände Rx und Ry den gleichen Wert aufweisen. Es ist jedoch möglich, in Betracht zu ziehen, daß verschiedene Werte ausgewählt werden, sodaß ihre Summe immer noch gleich 2R ist. In diesem Fall wäre der Hysteresewert H im Hinblick auf seine Präzision und seinen absoluten Wert jedenfalls identisch zu dem oben errechneten.
Der obere Umschaltpunkt (Vds) ist nun jedoch zu dem Wert geändert:
wobei Vds die gleiche Präzision wie H aufweisen kann, wenn der Generator 12 entsprechend bekannter Prinzipien und auf der Basis von Kriterien, die keine spezielle Schwierigkeiten aufwerfen, in der gleichen Weise wie 10 gebildet ist.
Bei gleichbleibendem Prinzip der Erfindung können klarerweise die Details der Konstruktion und die Formen der Ausführung im Vergleich mit den beschriebenen und gezeigten weithin verändert werden. Dies gilt insbesondere im Hinblick auf die mögliche Ersetzung von zumindest einiger der oben beschriebenen bipolaren Transistoren durch Komponenten unterschiedlichen Typs, z.B. durch Feld-Effekt-Transistoren. In diesem Fall sollten die Ausdrücke "Basis", "Emitter" und "Kollektor", die in der vorliegenden Beschreibung und in den folgenden Ansprüchen verwendet werden, so verstanden werden, daß sie auch die "Gate", Source" und "Drain"-Pole der Feld-Effekt- Transistoren umfassen.

Claims

1. Ein Komparator-Schaltkreis (10) mit

- einer Eingangsstufe mit ersten und zweiten Transistoren (Q1,Q2), deren Basen jeweilige Eingangssignale erhalten, die zusammen ein Eingangs-Differenzsignal (Vd) bilden, wobei jeweilige Widerstände (Rx,Ry) mit den Emittern der ersten und zweiten Transistors (Q1,Q2) verbunden sind, sodaß die jeweiligen Emitterwiderstände (Rx,Ry) die Stärken der Änderungen der Kollektorströme (ΔIc) bestimmen, die in den ersten und zweiten Transistoren (Q1,Q2) durch Änderungen des Eingangs-Differenzsignales (Vd) hervorgerufen werden, und

- einer Differenzstufe mit einem ersten weiteren Transistor (Q5) und einem zweiten weiteren Transistor (Q6), deren Basen jeweils auf die Kollektorströme der ersten und zweiten Transistoren (Q1,Q2) reagieren, wobei jeweils erste und zweite Kollektorwiderstände (R1,R2) mit den Kollektoren der ersten und zweiten Transistoren (Q1,Q2) verbunden sind, um jeweilige Signale hervorzurufen, die die Intensitäten der Kollektorstöme der besagten ersten und zweiten Transistoren (Q1,Q2) anzeigen, die ersten und zweiten weiteren Transistoren (Q5,Q6) ihre Emitter mit einer Konstantstromquelle (Io) verbunden haben und ihre Basen auf die besagten Signale ansprechen, die die Stärken der Kollektorströme der besagten ersten und zweiten Transistoren (Q1,Q2) anzeigen, und zumindest einer (Q6) der ersten und zweiten weiteren Transistoren (Q5,Q6) den Ausgang (Q8) des Schaltkreises treibt, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des besagten ersten weiteren Transistore (Q5) mit dem besagten zweiten Kollektorwiderstand (R2) verbunden ist, wodurch die Differenzstufe im Betrieb erste und zweite Betriebszustände zuläßt, in denen der Konstantstrom (Io) entweder durch den ersten weiteren Transistor (Q5) und den besagten zweiten Kollektorwiderstand (R2) oder durch den zweiten weiteren Transistor (Q6) läuft, wobei der Ausgang des Schaltkreises (Q8) zwei entsprechende unterschiedliche Pegel in den besagten ersten und zweiten Betriebszuständen einnimmt, das Umschalten von dem ersten xum zweiten Betriebszustand und vom zweiten zum ersten Betriebszustand jeweils bei einem ersten Pegel (Vds) und einem zweiten Pegel (Vdf) der Differenz (Vd) des Eingangssignald (Vd) auftritt und der Unterschied zwischen den ersten und zweiten Pegeln (Vds,Vdf) des Differenzsignals eine Hysterese (H) definiert und eindeutig bestimmt ist durch die Widerstandswerte der Emitterwiderstände (Rx,Ry = R) und durch den Wert des Konstantstromes (Io).

2. Ein Schaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Kollektorwiderstände (R1,R2) identische widerstandswerte aufweisen.

3. Ein Schaltkireis nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Emitterwiderstände (Rx,Ry) gleiche Widerstandswerte (Rx=Ry=R) aufweisen, sodaß der erste Differenzwert (Vds) des eingangssignals im wesentlichen gleich null ist.

4. Ein Schaltkreis nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Emitterwiderstände (Rx,Ry) unterschiedliche Widerstandswerte aufweisen, sodaß der erste Differenzwert (Vds) des eingangssignals vom Unterschied zwischen den Widerständen der ersten und zweiten Emitterwiderstände (Ry-Rx) abhängt.

5. Ein Schaltkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß jeweilige Übertragungs-Transistoren (Q3-Q4) einerseite zwischen dem ersten Transistor (Q1) und dem ersten weiteren Transistor (Q5) und andererseits zwischen dem zweiten Transistor (Q2) und dem zweiten weiteren Transistor (Q6) andererseits, dazwischengeschaltet sind, um die Signale, die die Intensitäten der Kollektorströme des ersten Transistors (Q1) und des zweiten Transistors (Q2) anzeigen, an die jeweiligen Basen des ersten weiteren Transistors (Q5) und des zweiten weiteren Transistors (Q6) zu übertragen.

6. Ein Schaltkreis nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß einerseits der erste Transistor (Q1) und der erste weitere Transistor (Q5) und andererseits der zweite Transistor (Q2) und der zweite weitere Transistor (Q6) die gleiche Polarität aufweisen, während die Polarität der Übertragungs-Transistoren (Q3,Q4) entgegengesetzt zu der des ersten und zweiten Transistors (Q1,Q2) ist, mit denen sie verbunden sind.

7. Ein Schaltkreis nach einem der Ansprüche 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungs-Transistoren (Q3,Q5) die Basen des ersten weiteren Transistors (Q5) und des zweiten weiteren Transistors (Q6) über ihre Kollektoren treiben.

8. Ein Schaltkreis nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß eine Diode (D1,D2), durch die der Kollektorstrom des Übertragungs-Transistors (Q3,Q4) fließen kann, mit der Kollektor des jeweiligen Übertragungs- Transistors (Q3,Q4) verbunden ist.

9. Ein Schaltkreis nach einem der Ansprüche 5 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor jedes Übertragungs-Transistors (Q3,Q4) von einer Konstantstromquelle (I1,I3) versorgt ist.

10. Ein Schaltkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Basen des ersten und zweiten weiteren Transistors (Q5,Q6) ein Schutz-Transistor (Q7) zur Verhinderung, daß die Basis des Transistors (Q6), welcher derjenige von den ersten und zweiten weiteren Transistoren (Q5,Q6) ist, der den Ausgang des Schaltkreises (Q8) treibt, den Wert der Versorgungsspannung erreicht, geschaltet ist.

11. Ein Schaltkreis nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter des Schutz-Transistors (Q7) mit der Basis der Transistors (Q6), welcher derjenige von den ersten und zweiten weiteren Transistoren (Q5,Q6) ist, der den Ausgang treibt, verbunden ist und daß seine Basis mit dem anderen (Q5) der ersten und zweiten weiteren Transistoren (Q5,Q6) verbunden ist.

12. Ein Schaltkreis nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß er eine Ausgangsstufe (Q8) enthält, die einen Ausgangstransistore (Q8) umfaßt, der von einem der besagten ersten und zweiten weiteren Transistoren (Q5,Q6) getrieben wird.