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Die Erfindung betrifft einen digitalen
Signalregenerator, der ein Digitalsignal mit einer hohen Bitrate
regeneriert, das aus einer Übertragungsleitung empfangen wird, und
insbesondere einen Regenerator mit einer verbesserten
Taktrückgewinnungsschaltung, die eine Taktwelle aus dem
empfangenen Signal extrahiert.
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Faseroptische digitale Übertragungssysteme verfügen
über eine gewaltige Kapazität, um große Mengen von
Informationen über eine einzelne optische Faser zu übertragen, und
ermöglichen eine digitale Übertragung mit einer sehr hohen
Bitrate. Bei einer steigenden Bitrate ist jedoch für eine genaue
Wiedergewinnung der übertragenen digitalen Daten eine
verbesserte Taktwiedergewinnungstechnik erforderlich.
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Als einen bekannten Regenerator offenbaren Robert L.
Rosenberg et al. einen Regenerator, der für Bitraten von 100
bis 1.000 Mbit/s und darüber anwendbar ist, und zwar in einem
Artikel mit dem Titel "Optical Fiber Repeatered Transmission
Systems Utilizing SAW Filters" in IEEE Transactions on Sonics
and Ultrasonics, Bd. 30, Nr. 3, S. 119-126, Mai 1983.
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Fig. 1 ist eine Teildarstellung des von Rosenberg et
al. offenbarten Regenerators, der einen Datenpulsstrom mit
einer hohen Bitrate empfängt, ihn mit einen Equalizer 100
entzerrt, einen Taktimpulsstrom mit einer
Taktwiedergewinnungsschaltung 200 wiedergewinnt und den Übertragungsimpulsstrom
mit einer Entscheidungsschaltung 300 wiederherstellt, die mit
einem Taktimpulsstrom gesteuert wird. Die
Taktwiedergewinnungsschaltung 200 differenziert den empfangenen
Datenpulsstrom aus dem Equalizer 100 mit einem Vorfilter 201 mit
Differentialcharakteristik, um die Übergangspunkte des Pulsstroms
bereitzustellen. Der differenzierte Pulsstrom wird einer
Vollweg-Gleichrichtung mit einem Gleichrichter 202 unterzogen, und
der gleichgerichtete Pulsstrom wird einem Filter 203 (z.B.
einem SAW- oder Oberflächenwellenfilter) zugeführt, das
Bandbreitencharakteristik aufweist und eine Taktwelle extrahiert,
deren Frequenz doppelt so groß ist wie die übertragene
Datenbitrate, wenn der übertragene Datenpulsstrom ein NRZ-Format
(ohne Rückkehr auf Null) hat. Die Taktwelle wird mittels eines
Grenzwertverstärker 204 in eine Rechteckwelle (Taktstrom)
transformiert, und die Phase des Taktstroms wird durch einen
Phasensteller 205 korrigiert und dann der
Entscheidungsschaltung 300 und weiteren Verarbeitungsschaltungen zugeführt. Die
Entscheidungsschaltung 300 weist eine einfache digitale
Schaltung, z.B. ein D-Flipflop, auf, das den empfangenen
Datenpulsstrom abtastet, der vom Egualizer 100 kommt, und zwar bei
steigender (oder fallender) Flanke der Impulse der Taktsequenz
aus dem Phasensteller 205, und den Datenpulsstrom als einen
Strom aus gutgeformten elektrischen Datenimpulsen mit beinahe
konstanten Amplituden und entsprechenden zeitlichen
Einordnungen der Übergänge wiederherstellt. Der Phasensteller führt ein
zeitliche Korrektur der Anstiegs- (oder
Abfall-)flankenpositionen der Taktimpulse so durch, daß die Taktimpulssequenz
das D-Flipflop bei einer in der Mitte liegenden zeitlichen
Position der einzelnen empfangenen Datenimpulse treibt. Diese
Korrektur ist Voraussetzung für die Aussteuerung der
Entscheidungsfehler, die anderenfalls durch die Phasenunruhe
verursacht werden, die im empfangenen Datenimpulsstrom
vorhanden ist. Diese Fehler treten im allgemeinen mit einer
gewissen Wahrscheinlichkeit auf, wenn die Anstiegs- (oder
Abfall-)flankenpositionen des empfangenen Datenpulsstroms nahe
denen der Taktimpulse liegen.
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Wenn man von einer Bitrate von 100 Mbit/s ausgeht,
beträgt der Phasenkorrektur, der sich notwendigerweise über eine
Datenpulsperiode verschiebt, nur maximal 10 ns. Der
Phasensteller bewirkt jedoch aufgrund der Wirkung der
Bandbreitenbegrenzung eine Verschlechterung der Anstiegs- (oder
Abfall-)flanke des Taktes um mehrere Nanosekunden, wodurch der
zulässige Zeitbereich zum Abtasten des empfangenen
Datenbitstroms immerhin auf mehrere Nanosekunden beschränkt wird.
Diese zeitliche Beschränkung läßt keinen Spielraum, der groß
genug wäre, um den Takt, der an die Entscheidungsschaltung
angelegt wird, zeitlich zu verändern, was zu
Entscheidungsfehlern führt. Wenn die verschlechterten Taktimpulse mit der
langen Anstiegs- oder Abfallzeit das D-Flipflop treiben, ändert
sich außerdem noch unpassenderweise das Phasenverhältnis
zwischen dem empfangenen Datenpulsstrom und dem Taktstrom, was
die Korrektur des Phasenverhältnisses äußerst schwierig macht.
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In UK-A-8 613 090, veröffentlicht unter Nr. 2 176 376
am 17. Dezember 1986, wurde eine Taktwiedergewinnungsschaltung
für ein optisches Übertragungssystem mit einer hohen Datenrate
vorgeschlagen, bei dem koaxiale Hohlräume hoher Qualität in
einer Wiedergewinnungsschaltung verwendet werden, um
Taktsignale wiederzugewinnen.
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Nachstehend wird ein Regenerator beschrieben, der
Merkmale aufweist, die die Anwendung einer phasenkorrigierbaren
Taktimpulssequenz mit einem Mindestmaß an Verschlechterung der
Anstiegs- und Abfallcharakteristik der wiedergewonnenen
Taktimpulse ermöglichen, die geeignet ist für einen Datenpulsstrom
mit einer hohen Bitrate und die einen regenerierten
Datenpulsstrom mit einem Minimum an Entscheidungsfehlern hervorbringt.
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Ein zu beschreibender Regenerator empfängt einen
Datenbitstrom mit einer vorbestimmten Bitrate zur Erzeugung eines
zeitlich versetzten Datenbitstroms und weist auf: eine
Übergangsdetektier- und Impulserzeugungseinrichtung, die auf den
Datenbitstrom anspricht, zum Detektieren von
Übergangspositionen zwischen zwei verschiedenen Zuständen des Datenbitstroms
und zum Erzeugen variabel langer Impulse an den
Übergangspositionen, eine Filtereinrichtung, die auf die variabel langen
Impulse anspricht, zum Extrahieren einer Taktwelle des
Datenbitstroms, eine Taktimpulserzeugungseinrichtung, die auf die
Taktwelle anspricht, zum Erzeugen einer Taktimpulssequenz und
eine Diskriminier- oder Unterscheidungseinrichtung, die auf
die Taktimpulssequenz anspricht, zum Unterscheiden der Pegel
"1" und "0" der Datenbitsequenz, um den zeitlich versetzten
Bitstrom zu erzeugen.
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Eine bekannte Anordnung wird nachstehend zusammen mit
einer Ausführungsform beschrieben, die die Erfindung anhand
von Beispielen mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen
darstellt.
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Dabei zeigen:
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Fig. 1 ein Blockschaltbild eines bekannten digitalen
Signalregenerators;
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Fig. 2 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen
Ausführungsform; und
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Fig. 3 und 4 Diagramme von Wellenformen in Hauptteilen
der Ausführungsform gemäß Fig. 2.
Ausführliche Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform
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Gemäß Fig. 2 weist ein erfindungsgemäßer digitaler
Signalregenerator eine Taktwiedergewinnungsschaltung 60 und eine
Entscheidungsschaltung 70 auf. Die
Taktwiedergewinnungsschaltung weist auf: eine Übergangsdetektier- und
Impulserzeugungsschaltung 10, die die Übergangspunkte zwischen "1" (hoch) und
"0" (tief) der Datenbits eines empfangenen Datenpulsstroms aus
der Übertragungsleitung detektiert und an der detektierten
Position variabel lange Impulse erzeugt, ein Tank- oder
Oszillatorschwingkreis 20, der eine Taktwelle des Datenpulsstroms aus
der Schaltung 10 extrahiert, und eine
Rechteckwellenumformschaltung 30, die einen Takt ausgibt, der mit der Taktwelle
synchron ist. Die Entscheidungsschaltung weist ein D-Flipflop
40 auf.
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Im Regenerator gemäß Fig. 2 ist die Übergangsdetektier-
und Impulserzeugungsschaltung 10 verbunden mit der
Eingangsseite des Tankkreises, und es ist kein Phasensteller, wie er
bei der bekannten Technik verwendet wird, zwischen den
Takteingang des D-Flipflops 40 und die
Rechteckwellenumformungsschaltung 20 geschaltet. Es wird angenommen, daß ein
Eingangsanschluß 1 einen Datenpulsstrom von 100 Mbit/s aufnimmt, der
im NRZ-Format (ohne Rückkehr auf Null) codiert ist. Der
empfangene Datenpulsstrom wird der Übergangsdetektier- und
Impulserzeugungsschaltung 10 und dem Dateneingangsanschluß des
D-Flipflops 40 zugeführt.
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Ein Eingabepufferverstärker 11 übergibt eine
nichtinvertierte Form des empfangenen Datenpulsstroms ((a) in Fig. 3)
an einen der Eingangsanschlüsse eines Ausschließlich-ODER-(EX-
OR-)Gliedes 12 und eine invertierte Form ((b) in Fig. 3) an
eine Verzögerungsschaltung 13. Als Antwort auf das
Ausgangssignal des Pufferverstärkers 11 und einen verzögerten Pulsstrom
((c) in Fig. 3) aus der Verzögerungsschaltung 13 erzeugt das
EX-OR-Glied 12 einen Strom von Impulsen mit der Länge τ ((d)
in Fig. 3), die bestimmt wird durch die Verzögerungszeit τ der
Verzögerungsschaltung 13. Der Pulsstrom ((d) in Fig. 3)) aus
dem EX-OR-Gate 12 wird über einen Widerstand 17 und einen
Kondensator 18 dem Tankkreis 20 zugeführt. Die Widerstände 14, 15
und 16 sind Abschlußwiderstände und mit einer
Abschlußspannungsquelle (VT) an einem Anschluß derselben verbunden.
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Der Tankkreis 20 ist ein Bandpaßfilter mit einer
Mittenfrequenz von 100 MHz im Durchlaßbereich und extrahiert eine
Taktwelle des empfangenen Datenpulsstroms aus dem
Ausgangssignal des EX-OR-Glieds. Die Umformschaltung 30 verstärkt die
100-MHz-Taktwelle und formt sie in einen Taktimpulsstrom ((f)
in Fig. 3) um, der synchron ist mit der Taktwelle. Der
Taktimpulsstrom wird dem Takteingangsanschluß des D-Flipflops 40 und
einem Puffer 50 zugeführt und dann aus dem Puffer 50 an
weitere Verarbeitungsschaltungen übergeben.
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Die Phase des Ausgangssignals aus dem Tankkreis 20 kann
im Verhältnis zur Impulsdauer τ der Impulse, die aus dem EX-
OR-Glied 12 kommen, verändert werden. Nehmen wir z.B. an, daß
der empfangene Datenpulsstrom abwechselnd die Impulse "1" und
"0" im NRZ-Format gemäß Fig. 4 wiederholt. Das EX-OR-Glied 12
gibt einen Strom i(t) von Impulsen mit der Länge τ und der
Periode T&sub1; ab. Der periodische Pulsstrom i(t) wird in
Fourierschen Reihen wie folgt erweitert:
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Der Ausdruck kann wie folgt umgestellt werden:
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Die Gleichung zeigt, daß jede Frequenzkomponente als
Antwort auf die Impulsdauer τ um τ/2 verzögert wird. Sowie der
Tankkreis 20 die Grundfrequenzkomponente des Pulsstroms i(t)
extrahiert, kann die Phase der Taktwelle aus dem Tankkreis 20
um τ/2 im Verhältnis zur Impulslänge τ verzögert werden.
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Daher kann der Takt eines Taktimpulsstroms, der in der
Rechteckwellenumformschaltung 30 erzeugt wird, eingestellt
werden durch Verändern der Impulsdauer τ, die durch die
Verzögerung τ der Verzögerungsschaltung 13 bestimmt wird. Somit
können die Taktimpulse direkt an das D-Flipflop 14 übergeben
werden, d.h. nicht über den Phasensteller, der den
Durchlaßbereich begrenzt, wenn die Taktimpulse wiederhergestellt sind.
Solche Taktimpulse treiben das Flipflop und tasten den
empfangenen Datenpulsstrom mit einem entsprechenden Takt ab, um
einen regenerierten Datenpulsstrom zu erzeugen. Somit ermöglicht
die Erfindung eine stabile und genaue Taktunterscheidung im
Regenerator.
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In Fig. 2 kann die Verzögerungsschaltung 13 als eine
integrierte Logikschaltung, als Koaxialkabel oder als
Streifenleitungen ausgeführt sein, während die
Rechteckwellenumformschaltung 30 als ein Begrenzungsverstärker, als ein
Komparator oder als andere schnelle Analogschaltungen sein kann.
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Der Datenpulsstrom ist nicht begrenzt auf ein
NRZ-Format, sondern kann auch andere Formate haben, z.B. ein
CMI-Format (Codierkennzeichnungsumkehrung). Im Gegensatz zum
NRZ-Format weist das CMI-Format einen Code mit zwei Bits pro
Zeitschlitz auf. Wenn ein CMI-Signal empfangen wird, extrahiert
deshalb der Tankkreis 20 eine Taktwelle aus der Frequenz
zweimal so oft wie das NRZ-Signal, um die Erkennung des Zustands
"1" oder "0" innerhalb eines Zeitschlitzes zu ermöglichen.
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Wie oben ausführlich beschrieben, kann die Erfindung
den Unterscheidungstakt "1" und "0" eines empfangenen
Datenpulsstroms dadurch wirksam verändern, daß sie einfach die
Dauer der Impulse ändert, die am Übergangspunkt des
empfangenen Datenpulsstroms erzeugt werden, und eine Taktwelle
extrahiert.
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Es versteht sich, daß, obwohl die Erfindung anhand
eines Beispiels mit Bezug auf eine bestimmte Ausführungsform
beschrieben worden ist, Variationen und Modifikationen davon
sowie weitere Ausführungsformen im Umfang der beigefügten
Ansprüche liegen.