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Kippschaltungsanordnung, bei der ein über einen Widerstand sich aufladender
Kondensator über ein Entladungsgefäß rasch entladen wird Zur Erzeugung von Kippschwingungen,
insbesondere für elektrische Musikinstrumente oder auch für andere Zwecke der Technik,
z. B. der Fernsehtechnik, pflegt man die Aufladung eines Kondensators über einen
Widerstand auszunutzen in Verbindung mit einem Entladungsgefäß, welches beim Erreichen
der Zündspannung eine leitende Verbindung zwischen den Kondensatorbelegungen herstellt
und dadurch den Kondensator entlädt. Abb. z zeigt diese bekannte Schaltung, die
auch häufig als Blinkschaltung bezeichnet wird. In dieser Abbildung ist r ein gasgefülltes
Entladungsgefäß, 2 ein Kondensator, der über den Widerstand 3 aus der Gleichstromquelle
q. aufgeladen wird. Die Abbildung zeigt eine häufig verwendete Abart der einfachen,
grundsätzlich auch mit einem zwei Elektroden besitzenden Gasentladungsgefäß möglichen
Blinkschaltung, bei der das Gasentladungsgefäß außer der Anode 5 und der Kathode
6, die hier als geheizt angenommen ist, und zwar indirekt aus der Stromquelle 7,
noch eine Steuerelektrode 8 enthält, die über eine Vorspannung g mit der Kathode
verbunden ist. Bei der einfachen Blinkschaltung stehen zur Regelung - der Kippfrequenz
der Kondensator a, der Widerstand 3 oder die Spannung der Stromquelle q. zur Verfügung,
die zu diesem Zweck veränderbar auszubilden sind; bei der 'Schaltung nach Abb. r
kann man die Kippfrequenz auch noch durch Veränderung der Vorspannung g regeln.
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Diese Schaltung und deren-Abarten haben den Nachteil, daß die Kippfrequenz
nicht so konstant ist; wie dies für viele technische Anwendungsgebiete notwendig
wäre. Man kann zwar bei einem wirtschaftlich tragbaren technischen Aufwand die Kapazitäts-
und Widerstandswerte sehr genau, weniger genau die Spannung der Stromquellen konstant
"halten. Die elektrischen Eigenschaften der gasgefüllten Entladungsgefäße aber sind
unregelmäßigen Schwankungen unterworfen, die nach
dem heutigen Stande
der Technik noch nicht genügend herabgesetzt werden können. Insbesondere ist es
die Zündspannung gasgefüllter Entladungsgefäße, deren Wert bei verschiedenen Zündungen
verschieden ist, da er.;. von dem Vorelektronenstrom und dein Aufbau der Ionisation
in der Zündstrecke abhängig ist, die ihrerseits durch Zufälle bedingt sind, deren
Streuung größer ist als die technisch gewünschte Gleichmäßigkeit. Man hat daher
an Stelle der gasgefüllten Entladungsgefäße Hochvakuumröhren unter sinngemäßem Aufbau
der Schaltung verwendet. Hochvakuumröhren haben aber gegenüber den gasgefüllten
Entladungsgefäßen bei selbsterregten Kippschwingungen den Nachteil, daß der Übergang
von dem nichtleitenden in den leitenden Zustand nicht plötzlich genug vor sich geht
und daß auch im Zustande bester Leitung der innere Röhrenwiderstand immer noch so
groß ist, daß die Entladung des Kondensators zu langsam erfolgt, was für viele technische
Zwecke unerwünscht ist.
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Der Nachteil der Inkonstanz macht sich besonders dann bemerkbar, wenn
es sich, wie bei elektrischen Musikinstrumenten, um die Aufgabe handelt, in ihrer
Frequenz veränderbare Kippschwingungen zu erzeugen; denn es, ist nicht nur eine
bestimmte Frequenz inkonstant, sondern die Eigenschaften der Gasentladungsgefäße
hängen in den in Betracht kommenden Grenzen auch von der Inanspruchnahme ab, so
daß z. B. die vorübergehende Erzeugung hoher Frequenzen die Eigenschaften des Gefäßes
für die Erzeugung tieferer Frequenzen beeinflußt.
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Ein vielfach angewendetes Hilfsmittel, um die Konstanz der Kippschwingungen
zu verbessern, ist die Steuerung durch eigenschwingungsfähige Gebilde, wie Stimmgabeln,
elektrische Schwingungskreise u. dgl. Diese Maßnahme bedeutet einen erhöhten technischen
Aufwand, der besonders dann ins Gewicht fällt, wenn die Kippfrequenz veränderbar
sein soll, da in diesem Falle der Kippschwingungsgenerator und das steuernde Gebilde
zugleich veränderbar sein müssen.
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Durch die Erfindung wird die Aufgabe, Kippschwingungen von erhöhter
Frequenzkonstanz zu erzeugen, dadurch gelöst, daß die Kondensatorladung auf einen
unterhalb der Leitfähigkeitsspannung des Entladungsgefäßes liegenden Spannungsbetrag
durch einen besonderen, zum Aufladekreis parallel liegenden Begrenzungszweig begrenzt
wird und nach Erreichen dieser Grenzspannung dem Entladungsgefäß ein Spannungsimpuls
zugeführt wird, der höher ist als die Differenz zwischen Leitfähigkeitsspannung
und Grenzspannung. DerAugenblick der Kondensatorentladung ist also nicht durch Röhreneigenschaften,
sondern durch eine konstante Hilfsspannung bestimmt.,Es können mit dem Erfindungsgegenstand
sowohl selbsterregte wie fremderregte Kippschwingungen erzeugt werden.
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In Abb. 2 ist ein Schaltungsschema für selbsterregte Kippschwingungen
als Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt, .an Hand dessen sie nachstehend
näher erläutert wird.
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Mit i i ist ein Gasentladungsgefäß gleicher Art wie i in Abb. i bezeichnet.
i? ist der Kondensator, der über den Widerstand 13 aufgeladen wird, und zwar durch
die Spannung 14. Diese hat an einem tieferen Potential gegen die Kathode io eine
Anzapfung i5 für die Grenzspannung und ist über den Transformator 17 und den Gleichrichter
16 mit der Anode des Entladungsgefäßes verbunden. Die Grenzspannung ist so gewählt,
daß sie unterhalb der Zündspannung des Entladungsgefäßes i i liegt. Die Spannung
der Quelle 14, welche die Ladung über den Widerstand 13 in den Kondensator 12 treibt
und daher hier als Treibspannung bezeichnet wird, ist höher als die Zündspannung.
Kurz nachdem die Kondensatorladung die Grenzspannung 15 erreicht hat, fließt
über den Gleichrichter 16 und den Transformator 17 ein Strom. Die Sekundärseite
dieses Transformators liegt an der Steuerelektrode 18 und über der Vorspannung i9
an der Kathode io des Gasentladungsgefäßes ii. Der Transformator ist so gepolt,
daß im Augenblick des Stromdurchganges die Steuerelektrode iS positiv gegen die
Kathode wird und dadurch den Zündvorgang auslöst.
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Wenn man die Wirkungsweise dieser Schaltung verfolgt, erkennt man,
daß die Frequenzkonstanz bei konstanten Werten der Kapazität, des Widerstandes und
der Spannungen wesentlich bestimmt ist durch die Steilheit des Stromanstieges in
dem Begrenzungszweig 15, 16, 17 sowie durch die Konstanz der Elemente dieses Zweiges.
Bei Gasentladungsgefäßen mit Steuerelektrode, wie in dieseln Beispiel angenommen,
schwankt mit der Zündspannung auch der zugehörige Wert der Spannung an der Steuerelektrode,
denn die Zündspannung ist eine Funktion desselben. Die Unsicherheit des Zündungseinsatzes
wird bei der Schaltung nach Abb. 2 auf die Dauer des Stromanstieges im Transformator
17 beschränkt, welche sich nur auf einen kleinen Bruchteil der Aufladedauer des
Kondensators 12 beläuft. Mit heute üblichen Gasentlad'ungsgefäßen liegen die Schwankungen
der Kippschwingungsfrequernz nach Schaltung (Abb. i ) bei i °/a. Die Zeit des Stromstoßes
über den Begrenzungszweig kann man mit i °f, der Aufladedauer des Kondensators 12
annehmen. Man kann also nach dieser Überlegung die
Frequenzkonstanz
in eine Größenordnung bringen, die oberhalb der Genauigkeit liegt, mit der man ohne
übergroßen Aufwand beispielsweise Spannungen konstant halten kann.
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Eine genauere Betrachtung der Vorgänge zeigt, daß bei Gasentladungsgefäßen
auch das Löschpotential kleineren unregelmäßigem Schwankungen unterworfen ist. Die
Schaltung nach Abb. 2 wirkt gemäß der Erfindung auch der Unsicherheit des Löschpotentials
entgegen. Um diese Wirkung zu erläutern, ist in Abb. 3 der durch die Schaltung nach
Abb. 2 hervorgerufene Schwingungsverlauf dargestellt, wie er durch Beobachtungen
an einem Braunschen Röhrenoszillographen ermittelt worden ist. Die obere Reihe zeigt
die Spannungsamplitude A zwischen Anode und Kathode, die untere den Steuervorgang,
d. h. die Spannung zwischen Steuerelektrode und Kathode des Gasentladungsgefäßes
in Abhängigkeit von der Zeit t. In Abb. 3 sind im Interesse deutlicher Darstellung
Dauer und Amplitude des Steuervorganges im Vergleich zum Verlauf der Kondensatorladespannung
vergrößert dargestellt. Man erkennt aus dem Anlauf der Steuerspannung, daß zugleich
mit diesem die Kondensatorspannung einem Grenzwert zustrebt, welcher durch die Grenzspannung
15 und das Verhältnis der Widerstände in den Zweigen 13 und 15, 16, 17 bestimmt
ist. Nach der Entladung bleibt die positive Steuerspannung noch eine Zeitlang bestehen.
Infolgedessen löscht das Gasentladungsgefäß nicht sofort nach der Entladung, sondern
der Stromdurchgang wird noch so lange aufrechterhalten, als der positive Spannungsüberschuß
an der Steuerelektrode iS anhält. Zwischen Anode undKatliode herrscht also in demZeitraum
zwischen Zündung und Löschung die Brennspannung. Die Brennspannung ist bekanntlich
bei Gasentladungsgefäßen sehr konstant, auch ihre Abhängigkeit von der Steuerspannung
ist gering und keinen wesentlichen Veränderungen unterworfen. Durch das Einschalten
einer gewissen Zeitspanne nach der Entladung, in welcher das Gasentladungsgefäß
seine Brennspannung erhält, tritt eine Beruhigung ein, so daß nach dieser Zeitspanne
die neue Kondensatorladung jedesmal von dem gleichen Ausgangspunkt an beginnt. Die
Kippschwingungen der Schaltung nach Abb. i dagegen setzen jeweils sofort nach der
Entladung ein. Die dabei zu beobachtenden Schwankungen des Anfangspotentials sind
teils auf Unregelmäßigkeiten bei der Entionisierung zurückzuführen, teils auf kurz-
und ultrakurzwellige gedämpfte Schwingungen, welche durch den außerordentlich kurzen
und starken Stoß der Entladung in den Zuleitungen und Metallteilen des Gefäßes hervorgerufen
werden. Die unregelmäßigen Momentanwerte dieser Schwingungen liefern zusätzliche
Spannungen zu den Anfangswerten der Kondensatorladungen. Bei der Schaltung nach
Abb.2 sind diese Schwingungen in der der Entladung folgenden Brennzeit entweder
abgeklungen oder können gar nicht entstehen.
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Ein möglichst geringer Unterschied zwischen Brenn- und Löschspannung
und dadurch bedingte Konstanz der Löschspannung wird durch geeignete Röhrenkonstruktion
erzielt. Besonders bewährt haben sich Gasentladungsgefäße, bei denen, wie an sich
bekannt, die als Zwischenelektrode ausgebildete Steuerelektrode die Kathode möglichst
vollkommen von der Anode trennt und nur ein enges Loch für den Durchtritt des Ionenstromes
aufweist. Bei anderen Konstruktionen kann ein Springen der Brennspannung kurz vor
dem Löschen und damit eine Unsicherheit des Löschpotentials dadurch eintreten, daß
die Glimmentladung auf den Elektrodenfiächen wandert.
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Man kann aus den Oszillogrammen weiter folgern, daß die Frequenzkonstanz
durch die Gesamtdauer des Steuervorganges nicht beeinflußt wird, sofern dieser an
sich konstant ist, sondern nur durch die Steilheit seines Anstieges und Abfalles.
Je kürzer die. Anstiegs- und Abfalldauer im Verhältnis zur Dauer einer Kippschwingungsperiode
ist, desto geringer wird also der Einfiuß von Unsicherheiten des Zünd- und Löscheinsatzes
auf die Kippfrequenz. Man kann Anstieg und Abfall z. B. dadurch steil machen, daß
man der Steuerspannung eine hohe Amplitude verleiht. Um einen derartigen hohen Spannungsimpuls
zu erzielen, ist in Abb. 2 der Transformator 17 vorgesehen, dessen Übersetzungs=
verhältnis man so hoch als möglich wählt. Man kann die Genauigkeit weiterhin dadurch
erhöhen, daß man zwischen dem Begrenzungszweig 15, 16, 17 und der Steuerelektrode
1S einen Verstärker einschaltet. Der Zweck der Verstärkung ist weniger die hohe
Amplitude an sich als der schnelle Anstieg des Steuerimpulses. Deshalb wird der
Verstärker zwecktnäßigerweise nach an sich bekannten Schaltungen als Ausblendverstärker
ausgebildet, z. B. in der Weise, daß eine extrem negative Gittervorspannung vorgesehen
ist, welche nur die Spitze des im Begrenzungszweig auftretenden Spannungsverlaufs
zurVerstärkung bringt, die kurz und steil verläuft. Die Verstärkung wirkt sich auch
auf einen schnellen Ablauf des Lösche organfies günstig aus.
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Dem Ziel, den Steuerimpuls so groß und steil -wie möglich zu machen,
dient auch der Gleichrichter 16 in dem Begrenzungszweig 15, 16, 17. Der Begrenzungszweig
ist möglichst widerstandslos, so daß in ihm unmittelbar nach dem Erreichen der Grenzspannung
14.
ein möglichst stärker Strom fließt, während zuvor der Gleichrichter
den Stromfluß sperrte und der Aufladevorgang des Kondensators 12 durch den Begrenzungszweig
nicht behindert war. Für die grundsätzliche Wirkungsweise der Schaltungsanordnung
ist der Gleichrichter 16 nicht unbedingt erforderlich. Setzt man an seine Stelle
einen hohen Widerstand von der Größenordnung des Widerstandes 13, so fließt von
Beginn der Kondensatoraufladung an ein Strom durch den Begrenzungszweig. Die Stromrichtung
ist dabei zunächst so, daß die Spannung an der Steuerelektrode negativer wird. In
dem Augenblick aber, in welchem die Kondensatorspannung die Grenzspannung 15 überschreitet,
kehrt sich die Stromrichtung im Begrenzungszweig um, die Gitterspannung wird positiver
und die Anodenzündung wird schneller herbeigeführt, als es bei festliegendem Potential
an der Steuerelektrode durch Zunahme der Kondensatorladung der Fall wäre. Es bleibt
also auch bei Ersatz des Gleichrichters 16 durch einen Widerstand noch eine Verbesserung
gegenüber der Schaltung gemäß Abb. i, doch ist dieVerbesserung größer, wenn der
Gleichrichter Verwendung findet.
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Die Schaltung gemäß Abb. a und Ausführungsabarten von ihr kann man
auch als eine Weiterbildung des Rückkopplungsprinzips auffassen, das an sich auch
für Gasentladungsgefäße bereits in Vorschlag gebracht worden ist. Es ist bekannt,
daß die Rückkopplung zur Schwingungserzeugung einePhasenumkehrung enthalten muß.
Diese Phasenumkehrung wird hier dadurch erreicht, daß sich in dem besonderen Begrenzungszweig
im Augenblick des Überschreitens der Grenzspannung die Stromrichtung umkehrt, und
dies hat die Wirkung, daß Schwingungen von besonders hoher Frequenzkonstanz erzeugt
werden. Auch auf Kippgeneratoren mit Hochvakuumröhren mit Gitter kann diese Art,
der Phasenumkehrung mit Vorteil sinngemäß übertragen werden, da sich auch hier der
Übergang der leitenden in den nichtleitenden Zustand sehr plötzlich vollzieht, weil
man den Steuervorgang sehr groß machen kann.
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Bei der Schaltung mit dem Gleichrichter 16 ist auch die Charakteristik
des Gleichrichters von Einfluß auf die Dauer des Steuervorganges. Man muß eine möglichst
große Anfangssteilheit der Charakteristik erstreben. Wenn man für die Gleichrichtung,
wie an sich bekannt, statt einer Diode eine Mehrelektrodenröhre verwendet, hat man
durch positive Gittervorspannung 24 in Abb. q. oder dadurch, daß man eine dem Gitter-
und Anodenkreis gemeinsame Selbstinduktion vorsieht, weitere Mittel an der Hand,
um einen steilen Anstieg des Steuerspannungsimpulses zu erzielen. In der Schaltung
nach Abb. q. ist die Dreielektrodenröhre 23 in dieser Weise geschaltet, und zwar
ist die Primärinduktivität des Transformators 17 dem Gitter- und Anodenkreis gemeinsam.
Infolge der hohen Reaktanzspannung wird der innere Röhrenwiderstand kurz nach dem
Anlauf des Impulses erhöht.
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Auf die Dauer des Steuervorganges ist auch dieDimensionierung desTransformators
17 von Einfluß. Enthält er eine größere innere Kapazität, so baut sich die
Spannung an ihm nicht sofort auf, sondern wird anfänglich von dieser Kapazität aufgenommen.
Man muß also bestrebt sein, wie an sich bekannt, einen möglichst kapazitätsarm gewickelten
Transformator zu verwenden. Der Wicklungskapazität wirkt auch, wie gleichfalls an
sich bekannt, eine Widerstandsbelastung des Transformators entgegen, in den Abb.
2 und 4. ist dies durch die Widerstände 21 und 23 dargestellt. Der Widerstand2 i
ist auch günstig für den Entladungsvorgang. Der Entladungsstrom fließt nur zum Teil
unmittelbar von der Anode zur Kathode des Gäsentladungsgefäßes, der andere Teil
tritt auf die Steuerelektrode und fließt durch den außen an sie geschalteten Kreis
zur Kathode. Wäre der Widerstand 21 nicht vorhanden, so fände dieser Strom den hohen
induktiven Sekundärwiderstand des Transformators 17. Um dem zur Steuerelektrode
fließenden Teil des Entladungsstroms einen schnellen Abfluß zu bieten, soll auch
der Widerstand 21 möglichst klein sein. Man muß also zwischen dem geringen Widerstand
im Steuerelektrodenkreis und der wünschenswerten hohen SekundärspannungdasgünstigsteKompromiß
schließen.
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Die zeitliche Auseinanderdehnung der Sekundärspannung an dem Transformator
17 rührt zum Teil auch daher, daß die Anfangspermeabilität des üblichen Transformatoreisens
klein ist. Man kann diesem Nachteil mit an sich bekannten Mitteln begegnen, z. B.
dadurch, daß man dem Transformator eine Vormagnetisierung erteilt, der Ruhestrom
der Röhre 22 infolge positiver Gittervorspannung wirkt also günstig, oder daß man
als Kern Hochfrequenzeisen verwendet.
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Da der Steuervorgang nicht länger sein soll als etwa 1 °/o einer Kippschwingungsperiode,
ergibt sich, daß der Transformator 17 für einen über dem hörbaren Gebiet liegenden
Frequenzbereich eingerichtet sein muE, wenn Kippfrequenzen im Hörgebiet erzeugt
werden sollen. Es eignen sich z. B. hierfür die durch die Rundfunkempfängertechnik
auf eine hohe technische Vollkommenheit entwickelten Zwischenfrequenztransformatoren.
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Wenn man die genannten Maßnahmen anwendet, kann man den Steuervorgang
auf
eine Zeit bringen, in welcher Unregelmäßigkeiten des Zünd- und
Löscheinsatzes vernachlässigbar werden, andererseits die erwähnten kurzwelligen
Schwingungsvorgänge bereits abgeklungen sind, so daß diese Zeit zur Beruhigung genügt.
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In Abb.2 ist beispielsweise die Heizung der Kathode des Gasentladungsgefäßes
durch den Transformator :2o aus einem Wechselstromnetz vorgesehen. Obgleich das
die Zündung auslösende Steuerpotential auch von der Heizung solcher Röhren abhängig
ist, kann man die technisch sehr bequeme Wechselstromheizung zulassen, nachdem man
wie vorstehend erwähnt, den Steuervorgang so kurz wie möglich gestaltet hat. Bei
der bekannten Schaltung nach Abb. r hingegen sind Schwankungen des Heizstromes von
erheblich größerem Einfluß auf die Frequenz.
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In der Schaltung nach Abb. ¢ ist die Grenzspannung 15 nicht unmittelbar
an der Stromquelle 14 abgegriffen, sondern an dem Spannungsteiler 25. Diese an sich
bereits vorgeschlagene Maßnahme hat den höchst überraschenden Erfolg, daß die Kippschwingungsfrequenz
selbst von groben Schwankungen der Spannung 1q. unabhängig und nur noch durch das
an dem Spannungsteiler 25 eingestellte Spannungsverhältnis bestimmt ist. Die Kippschwingungsfrequenz
ist dadurch nur noch von zwei Widerständen, nämlich dem Ladewiderstand
13 und dem Spannungsteilwiderstand a 5, sowie dem Kondensator i z abhängig.
Alle anderen Elemente der Schaltung beteiligen sich nur in verschwindend kleinen
Zeiträumen an dem Schwingungserzeugungsvorgäng, so däß deren Unsicherheiten vernachlässigbar
werden und die vorstehend -genannte Grenze der Frequenzkonstanz tatsächlich erreichbar
wird.
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Die Wirkungsweise des Spannungsteilers ist aus Abb.5 zu erkennen.
Sie stellt ein Diagramm dar, dessen Abszisse die Zeit und Ordinate die Spannung
ist. Uo, U, und U2 stellen Werte der Treibspannung i¢ dar, innerhalb deren diese
schwankt. Diese Werte würde die Kondensatorspännung nach einer verhältnismäßig langen
Zeit T annehmen; wenn keine Grenzspannung und keine Ge-. samtladung vorhanden wären.
Die Momentanwerte der Kondensatorspannung sind in jedem Zeitpunkt von Beginn der
Ladung bis zur Zeit T proportional der Treibspannung. u3 ist die Grenzspannung 15,
wenn die Treibspannung den Wert U, hat. Schwankt diese, so ist auch die Grenzspannung
immer proportional damit schwankend, nimmt also den Wert 2z4 an, wenn U, in U1 und
ü5, wenn Uo in U2 übergeht. Die Schnittpunkte von u3, 14 und u,, mit den zugehörigen
Spannungsanstiegskurven müssen auf der gleichen Zeitordinäte t liegen. Spannungsschwankungen
der Treibspannung beeinflussen also nur die Amplitude, nicht aber die Frequenz der
Kippschwingungen. Für die meisten Anwendungsgebiete von Kippschwingungen ist die
Frequenzkonstanz wichtiger als die Amplitudenkonstanz, bzw. es genügt für die Amplitudenkonstanz
der Betrag, welcher mit verhältnismäßig einfacheren Mitteln als Spannungskonstanz
erreichbar ist.
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Die Bedeutung der Erfindung für die Technik ist deshalb groß, weil
ähnliche Frequenzgenauigkeiten bisher nur bei. festliegender Frequenz und hohem
Aufwand oder doch nur bei verhältnismäßig umständlicher Veränderbarkeit möglich
waren. Hier wird die Frequenz auf Kapazität und Widerstand zurückgeführt, d. h.
auf Größen, die technisch besonders einfach und mit höchster Genauigkeit auf Längenveränderung
zurückgeführt werden können, was für die elektrische Musikerzeugung von Bedeutung
ist.
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Man kann daher die erfindungsgemäße Schaltung für andere Zwecke, z.
B. als Meßsender, mit Vorteil verwenden, wo man bisher andere Frequenzgeneratoren,
z. B. rotierende Generatoren, Röhrensender mit Kapazität, Induktivität u. a., verwendete.
Wenn in solchen Fällen der Ohrschwingungsgehalt der Kippschwingungen stört, so kann
man Frequ@enzsiebe verwenden, und ein Freqüenzgeneratör gemäß der Erfindung in Verbindung
mit solchen Sieben wird bei gleicher Konstanz noch wirtschaftlicher und bequemer
zu handhaben sein als andere Generatoren der genannten Art.
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Die erzielte Frequenzkonstanz ist bei VerwendunggewickelterDrahtwiderständegrößer
als der Widerstandsunterschied von Windung zu Windung. Man verwendet daher aus diesem
und anderen technischen Gründen; z. B. wegen der guten Kontaktgabe (Oxydfreiheit),
für die Erfindung zweckmäßigerweise die an sich bekannten Widerstände aus Hartkohle,
die eine kontinuierliche und reproduzierbare Veränderung gestatten.
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Der Vorteil der Erfindung liegt z. B. auf dem Gebiete der Musikinstrumententechnik
darin; daß dadurch zum ersten Male ein durch Widerstandsvariation kontinuierlich
in seiner Tonhöhe veränderbares Musikinstrument bei festliegender Stimmung gebaut
werden kann, während bisher Instrumente mit festliegender Stimmung an feste Halbtonstufen
gebunden waren und kontinuierlich veränderbare Instrumente, z. B. Streichinstrumente
oder bisher bekannte elektrische Instrumente, starken Stimmungsschwankungen unterworfen
waren. Die Genauigkeit und technische Einfachheit läßt der Erfindung auch solchen
Musikinstrumenten gegenüber eine überlegenheit,
die nur ,auf feste
Intervalle beschränkt sind.
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Die Erfindung läßt zahlreiche Abänderungen zu, die sich nach den Verwendungszwecken
und den jeweils erforderlichen Genauigkeiten richten. Für die Zeitablenkung eines
Kathodenstrahles in der Oszillographen-und Fernsehtechnik ist die Schwingungsform
zunächst nicht geeignet.
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Die Schwingungsform nach Abb.3, obere Reihe, weicht von der mit üblichen
Blinkschaltungen erzeugten dadurch ab, daß die Steilheit des Spannungsanstieges
kurz vor der Entladung absinkt und daß nach der Entladung eine gewisse Zeit verläuft,
bis der neue Ladungsvorgang beginnt. Wenn auch diese besondere Schwingungsform für
die Frequenzkonstanz nicht schädlich ist, so ist sie doch für die Strahlablenkung
bei einem Kathodenstrahloszillographen und für andere Zwecke der Technik unerwünscht
und hat auch den Nachteil, daß die Erzeugung hoher Frequenzen, wie etwa für Oszillographen,
erschwert wird, da die Dauer des Steuervorganges mit zunehmender Kippfrequenz nur
wenig verringert wird, also additiv zu jeder Periode hinzutritt. Man muß daher auch
aus diesem Grunde bestrebt sein, den Steuervorgang so kurz wie möglich zu gestalten.
Wenn man den Steuervorgang kurz genug dimensioniert, kann man andererseits höhere
Frequenzen erzeugen als mit der bisher bekannten Blinkschaltung, da man mit der
Treibspannung 1.4 beliebig hoch gehen kann, während der Spannung q. nach Abb. 1
praktisch eine wesentlich niedrigere Grenze gesteckt ist. Durch die hohe Treibspannung
und das Herbeiführen der Entladung in einer sehr frühen Phase derKondensatorladung
wird, wie durch eine Betrachtung der Abb. 5 leicht erklärlich ist, auch erreicht,
daß die erzielten Sägezahnschwingungen einen praktisch zeitproportionalen Verlauf
des Anstiegs erhalten, da sich die Krümmung der Exponentialkurve im Anfang bzw.
auf einem im Verhältnis zur Gesamtlänge kurzen Stück weniger stark bemerkbar macht.
Die hohe Treibspannung hat auch eine hohe Steilheit des Spannungsstoßes und damit
eine kurze Rücklaufzeit der Sägezahnkurve zur Folge.
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Umeinen noch genaueren zeitproportionalen Ladungsanstieg zu erzielen,
könnte man den Widerstand 13 in an sich bekannter Weise als nichtlinearen Widerstand
ausbilden. Solche zumeist aus Vakuumröhren bestehenden Widerstände sind jedoch im
allgemeinen nicht konstant genug, um die Vorteile der Erfindung voll auszunutzen.
Da es aber bekannt ist, streng sägezahnförmige Kurven durch Fremdsteuerung zu erzeugen,
kann man die Erfindung in der Weise ausnutzen, daß man nach ihr die steuernde Frequenz
erzeugt, wobei deren Kurvenform für den Steuervorgang unerheblich ist.
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Das Anwendungsgebiet der Erfindung beschränkt sich schließlich nicht
auf selbsterregte Kippschwingungen, sondern erstreckt sich auch auf fremdgesteuerte
Kippschwingungen, in denen bisher die Zündspannungsgrenz.e eines Gasentladungsgefäßes
als Kriterium für das Erreichen eines Spannungswertes ausgenutzt wordgn ist.
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Die Erfindung bezieht sich jedoch nicht auf fremdgesteuerteKippschwingungen
mitHochvakuumröhren, da es für diese bereits bekannt ist, die Steuerimpulse durch
entsprechende Verstärkung groß genug zu machen, während es für selbsterregte Kippschwingungen
der erfindungsgemäßen Mittel zur Frequenzkonstanzerhöhung bedarf, um den Übergang
von dem nichtleitenden in den leitenden Zustand rasch genug herbeizuführen. In Durchführung
des vorliegenden Erfindungsgedankens wird auch hier durch den besonderen Begrenzungszweig
eine definierte Spannungsgrenze als Kriterium genommen, wobei diese Grenzspannung
unterhalb der Zündungsmöglichkeit des Entladungsgefäßes liegt. Es liegt auf der
Hand, -daß dex Vorstoß in das Zündgebiet außer, durch die bisher beschriebene Selbststeuerung
auch durch Fremdimpulse bewirkt werden kann und daß die sichere Ausgangsbasis sich
für die Fremdsteuerung ebenso vorteilhaft auswirkt wie für die Selbsterregung. Während
bei der selbsterregten Blinkschaltung gemäß Abb. 1 die Kippfrequenz kontinuierlich
den Schwankungen der inneren Röhreneigenschaften folgt, machen sich bei der Fremdsteuerung
solche Schwankungen in der Weise bemerkbar, daß ein subharmonisches Verhältnis der
gesteuerten zur steuernden Frequenz nicht mit Sicherheit erhalten bleibt, besonders
wenn sich Zähler und Nenner dieses Verhältnisses stark unterscheiden. Die Inkonstanz
der Frequenz besteht also bei fremdgesteuerten Kippschwingungen in einem Schwanken
des subharmonischen Verhältnisses. Die Erfindung wirkt sich also auch bei Fremdsteuerung
des Impulses vorteilhaft auf die Frequenzkonstanz, d. h. auf die S icherheit der
Frequenzteilung aus.
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Die Schaltung für fremderregte Kippschwingungen ergibt sich aus Abb.
a und Abb. q. in der Weise, daß die Kopplung des Begrenzungszweiges 15-1,6 bzw.
15-a2 auf das Gitter des Entladungsgefäßes, also der Transformator 17, fortfällt.
Der Fremdimpuls wird unmittelbar an das Gitter des Entladungsgefäßes gebracht. Die
Wirkungsweise der fremdgesteuerten Schaltung ist gleichfalls aus Abb. 3 zu erkennen.
Die obere Kurve stellt rlen Verlauf der Kondensatorspannung dar,
deren
charakteristisches Merkmal darin besteht, daß von einem bestimmten Wert, nämlich
der Grenzspannung an, die Kondensatorladung nicht bzw. nicht mehr wesentlich zunimmt,
die Kurve also in eine Waagerechte übergeht. Diese Waagerechte ist die einwandfreie
Basis, von der aus die Entladung durch Vorstoß in das Zündgebiet herbeigeführt wird;
der dem Erreichen der Grenzspannung folgende Fremdimpuls schiebt sich also gewissermaßen
zwischen Grenz- und Zündspannung.
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Abb.6 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Fremdsteuerung gemäß der Erfindung,
bei dem zugleich die Nebenaufgabe gelöst ist, bei veränderbarer Steuerfrequenz das
subharmonische Verhältnis beizubehalten, ohne daß zugleich mit der Veränderung der
Steuerfrequenz auch die Einstellung der Fremdsteu.erungsschaltung zu regeln ist,
wie dies bei bekannten Schaltungen notwendig ist. Eine solche Aufgabe liegt z. B.
bei elektrischen Musikinstrumenten vor, wo eine aus mehreren harmonischen Tönen
bestehende Mixtur über einen großen Tonhöhenbereich spielbar sein soll. In Abb.
6 dient der Begrenzungszweig 15, 16 nur dazu, die Ladung des Kondensators 12 auf
den Spannungswert 15 zu begrenzen. Widerstand 13, Kondensator 12 und Spannung
14 sind dabei so dimensioniert, daß die Aufladezeit kürzer ist als die kürzeste
in Betracht kommende Periodendauer einer synchronisierenden Schwingung. Der Begrenzungszweig
steht bei dieser Schaltung nicht in Verbindung mit der Steuerelektrode 18. Letztere
ist vielmehr über den Gleichrichter 28 an die synchronisierende Wechselspannung
angeschlossen, die an die Punkte 2g und 3o angelegt wird. über den Gleichrichter
28 wird der Kondensator 26 aufgeladen, welcher im Verhältnis zu der synchronisierenden
Wechselspannung so bemessen ist, daß erst nach n. Perioden die für die Zündung des
Gasentladungsgefäßes erforderliche Steuerelektrodenspannung erreicht wird. n ist
der Nenner, durch welchen' die Frequenz dividiert werden soll. Durch Veränderung
der Kapazität 26 ist dieser Nenner wählbar. Der Widerstand 27 dient hauptsächlich
dazu, dem auf die Steuerelektrode auftreffenden Teil des Entladungsstromes einen
guten Abfluß zur Kathode zu ermÖglichen. Er sollte daher möglichst klein sein, er
muß andererseits aber in Verbindung mit dem Kondensator 26 eine so hohe Zeitkonstante
ergeben, daß auch in der längsten synchronisierten Periode die Ladung des Kondensators
26 nur unerheblich absinkt.
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Bei allen Schaltungen gemäß der Erfindung kann man an Stelle eines
Gasentladungsgefäßes mit Steuerelektrode sinngemäß auch ein solches mit nur zwei
Elektroden verwenden. Hierzu ist es erforderlich, daß der Steuerimpuls im Anodenkreis
zur Wirkung gebracht wird, z. B. in der Weise, daß man in der Schaltung nach Abb.
2 die Sekundärklemmen des Transformators 17 an diePunkte 31 und 32 legt, wobei die
Verbindung dieser Punkte zuvor zu entfernen ist. Da in dem Transformator und gegebenenfalls
in einem dazwischengeschalteten Verstärker eine Spannungserhöhung eintritt, wird
auch durch die Einwirkung des Steuerimpulses auf den Anodenkreis eines Gasentladungsgefäßes
die erfindungsgemäße Wirkung erzielt, daß die Zündung früher herbeigeführt wird,
als sie beim Fehlen des Begrenzungszweiges durch den Ladungsanstieg des Kondensators
12, zustande käme.