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Schaltung zur Erzeugung von Kippschwingungen hoher Frequenzkonstanz, insbesondere fiir elektrische Musikinstrumente.
Zur Erzeugung von Kippschwingungen, insbesondere für elektrische Musikinstrumente oder auch für andere Zwecke der Technik, z. B. die Fernsehtechnik, pflegt man die Aufladung eines Konden- sators über einen Widerstand auszunutzen in Verbindung mit einem Entladungsgefäss, das beim Erreichen der Zündspannung eine leitende Verbindung zwischen den Kondensatorbelegungen herstellt und dadurch den Kondensator entlädt. Fig. 1 zeigt diese bekannte Schaltung, die auch häufig als Blinkschaltung bezeichnet wird. In dieser Figur ist 1 ein gasgefülltes Entladungsgefäss, 2 ein Kondensator, der über einen Widerstand 3 aus einer Gleichstromquelle 4 aufgeladen wird.
Die Figur zeigt eine häufig verwendete Abart der einfachen, grundsätzlich auch mit einem zwei Elektroden besitzenden Gasentladungsgefäss möglichen Blinkschaltung, bei der das Gasentladungsgefäss ausser der Anode 5 und der Kathode 6, die hier als geheizt, u. zw. indirekt aus der Stromquelle 7, angenommen ist, noch eine Steuerelektrode 8 enthält, die über eine Vorspannung 9 mit der Kathode verbunden ist. Bei der einfachen Blinkschaltung stehen zur Regelung der Kippfrequenz der Kondensator 2, der Widerstand 3 oder die Spannung der Stromquelle 4 zur Verfügung, die zu diesem Zweck veränderbar auszubilden sind. Bei der Schaltung nach Fig. 1 kann man die Kippfrequenz auch noch durch Veränderung der Vorspannung 9 regeln.
Diese Schaltung und deren Abarten haben den Nachteil, dass die Kippfrequenz nicht so konstant ist, wie dies für viele technische Anwendungsgebiete notwendig wäre. Man kann zwar bei einem wirtschaftlich tragbaren technischen Aufwand die Kapazitäts-und Widerstandswerte sehr genau, weniger genau die Spannung der Stromquellen konstant halten. Die elektrischen Eigenschaften der gasgefüllten Entladungsgefässe aber sind unregelmässigen Schwankungen unterworfen, die nach dem heutigen Stande der Technik noch nicht genügend herabgesetzt werden können.
Insbesondere ist es die Zündspannung gasgefüllter Entladungsgefässe, deren Wert bei verschiedenen Zündungen verschieden ist, da er von dem Vorelektronenstrom und dem Aufbau der Ionisation in der Zündstreeke abhängig ist,
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leitenden in den leitenden Zustand nicht plötzlich genug vor sich geht und dass auch im Zustande bester Leitung der innere Röhrenwiderstand immer noch so gross ist, dass die Entladung des Kondensators zu langsam erfolgt, was für viele technische Zwecke unerwünscht ist.
Der Nachteil der Inkonstanz macht sich besonders dann bemerkbar, wenn es sich, wie bei elektrischen Musikinstrumenten, um die Aufgabe handelt, in ihrer Frequenz veränderbare Kippschwin- gungen zu erzeugen, denn es ist nicht nur eine bestimmte Frequenz inkonstant, sondern die Eigenschaften der Gasentladungsgefässe hängen in den in Betracht kommenden Grenzen auch von der Inanspruchnahme ab, so dass z. B. die vorübergehende Erzeugung hoher Frequenzen die Eigenschaften des Gefässes für die Erzeugung tieferer Frequenzen beeinflusst.
Ein vielfach angewendetes Hilfsmittel, um die Konstanz der Kippschwingungen zu verbessern, ist die Steuerung durch eigenschwingungsfähige Gebilde, wie Stimmgabeln, elektrische Sehwingungskreise u. dgl. Diese Massnahme bedeutet einen erhöhten technischen Aufwand, der besonders dann
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ins Gewicht fällt, wenn die Kippfrequenz veränderbar sein soll, da in diesem Falle der Kippsehwingungsgenerator und das steuernde Gebilde zugleich veränderbar sein müssen.
Durch die Erfindung wird die Aufgabe, Kippschwingungen von erhöhter Frequenzkonstanz zu erzeugen, dadurch gelöst, dass der Augenblick der Kondensatorentladung nicht durch Röhreneigenschaften, sondern durch eine konstante Hilfsspannung, die nachstehend als Grenzspannung bezeichnet ist, bestimmt wird, u. zw. derart, dass die Entladung in dem Augenblick eingeleitet wird, in welchem die Aufladung diesen Grenzwert erreicht hat. In Fig. 2 ist ein Sehaltungssehema als Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt, an Hand dessen sie nachstehend näher erläutert wird.
11 ist ein Gasentladungsgefäss gleicher Art wie 1 in Fig. 1. 12 ist ein Kondensator, der über einen Widerstand 13 aufgeladen wird, u. zw. durch eine Spannung 14. Diese hat an einem tieferen Potential gegen die Kathode 10 eine Anzapfung 15 für die Grenzspannung und ist über einen Transformator 17 und einen Gleichrichter 16 mit der Anode des Entladungsgefässes verbunden. Die Grenzspannung ist so gewählt, dass sie unterhalb der Zündspannung des Entladungsgefässes 11 liegt. Die
Spannung der Quelle 14, welche die Ladung über den Widerstand 13 in den Kondensator 12 treibt und daher hier als Treibspannung bezeichnet wird, kann höher als die Zündspannung sein. Kurz nachdem die Kondensatorladung die Grenzspannung 15 erreicht hat, fliesst über den Gleichrichter 16 und den Transformator 17 ein Strom.
Die Sekundärseite dieses Transformators liegt an der Steuerelektrode 18 und über die Vorspannung 19 an der Kathode 10 des Gasentladungsgefässes 11. Der Transformator ist so gepolt, dass im Augenblick des Strömdurchganges die Steuerelektrode 18 positiv gegen die Kathode wird und dadurch den Zündvorgang auslöst.
Wenn man die Wirkungsweise dieser Schaltung verfolgt, erkennt man, dass die Frequenzkonstanz bei konstanten Werten der Kapazität, des Widerstandes und der Spannungen wesentlich bestimmt ist durch die Steilheit des Stromanstiegs in dem Begrenzungszweig 15, 16, 17 sowie durch die Konstanz der Elemente dieses Zweiges. Bei Gasentladungsgefässen mit Steuerelektrode, wie in diesem Beispiel angenommen, schwankt mit der Zündspannung auch der zugehörige Wert der Spannung an der Steuerelektrode, denn die Zündspannung ist eine Funktion desselben. Die Unsicherheit des Zündungeinsatzes wird bei der Schaltung nach Fig. 2 auf die Dauer des Stromanstiegs im Transformator 17 beschränkt, welche sich nur auf einen kleinen Bruchteil der Aufladedauer des Kondensators 12 beläuft.
Mit heute üblichen Gasentladungsgefässen liegen die Schwankungen der Kippschwingungsfrequenz nach Schaltung Fig. 1 bei 1%. Die Zeit des Stromstosses über den Begrenzungszweig kann man mit 1% der Aufladedauer des Kondensators 12 annehmen. Man kann also nach dieser Überlegung die Frequenzkonstanz in eine Grössenordnung bringen, die oberhalb der Genauigkeit liegt, mit der man ohne übergrossen Aufwand z. B. Spannungen konstant halten kann.
Eine genauere Betrachtung der Vorgänge zeigt, dass bei Gasentladungsgefässen auch das Lösch- potential kleineren unregelmässigen Schwankungen unterworfen ist. Die Schaltung nach Fig. 2 wirkt gemäss der Erfindung auch der Unsicherheit des Löschpotentials entgegen. Um diese Wirkung zu erläutern, ist in Fig. 3 der durch die Schaltung nach Fig. 2 hervorgerufene Schwingungsverlauf dargestellt, wie er durch Beobachtungen an einem Braunschen Röhrenoszillographen ermittelt worden ist. Die obere Reihe zeigt die Spannung zwischen Anode und Kathode, die untere den Steuervorgang, d. h. die Spannung zwischen Steuerelektrode und Kathode des Gasentladungsgefässes. In Fig. 3 sind im Interesse deutlicher Darstellung Dauer und Amplitude des Steuervorganges im Vergleich zum Verlauf der Kondensatorspannung vergrössert dargestellt.
Man erkennt aus dem Anlauf der Steuerspannung,
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der Entladung bleibt die positive Steuerspannung noch bestehen. Infolgedessen löscht das Gasentladungsgefäss nicht sofort nach der Entladung, sondern der Stromdurchgang wird noch so lange aufrechterhalten, als der positive Spannungsüberschuss an der Steuerelektrode 18 anhält. Zwischen Anode und Kathode herrscht also in dem Zeitraum zwischen Zündung und Löschung die Brennspannung.
Die Brennspannung ist bekanntlich bei Gasentladungsgefässen sehr konstant, auch ihre Abhängigkeit von der Steuerspannung ist gering und keinen wesentlichen Veränderungen unterworfen. Durch das Einschalten einer gewissen Zeitspanne nach der Entladung, in welcher das Gasentladungsgefäss seine Brennspannung erhält, tritt eine Beruhigung ein, so dass nach dieser Zeitspanne die neue Kondensatorladung jedesmal von dem gleichen Ausgangspunkt an beginnt. Die Kippschwingungen bei der Schaltung nach Fig. 1 dagegen setzen jeweils sofort nach der Entladung ein.
Die dabei zu beobachtende Schwankungen des Anfangspotentials sind teils auf Unregelmässigkeiten bei der Entionisierung zurückzuführen, teils auf kurz-und ultrakurzwellige gedämpfte Schwingungen, welche durch den ausserordentlich kurzen und starken Stoss der Entladung in den Zuleitungen und Metallteilen des Gefässes hervorgerufen werden. Die unregelmässigen Momentanwerte dieser Schwingungen liefern zusätzliche Spannungen zu den Anfangswerten der Kondensatorladungen.
Bei der Schaltung nach Fig. 2 sind diese Schwingungen in der der Entladung folgenden Brennzeit entweder abgeklungen oder können gar nicht entstehen.
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haben sich Gasentladungsgefässe, bei denen, wie an sich bekannt, die alsZwischenelektrode ausgebildete Steuerelektrode die Kathode mögliehst vollkommen von der Anode trennt und nur ein enges Loch für den Durchtritt des Ionenstromes aufweist. Bei andern Konstruktionen kann ein Springen der Brennspannung kurz vor dem Löschen und damit eine Unsicherheit des Löschpotentials dadurch eintreten, dass die Glimmentladung auf den Elektrodenflächen wandert.
Man kann aus den Oszillogrammen weiter fo'gern, dass die Frecmenzkonstanz durch die Gesamtdauer des Steuervorganges nicht beeinflusst wird, sofern dieser an sich konstant ist, sondern nur durch die Steilheit seines Anstieges und Abfalles. Je kürzer die Anstiegs-und Abfalldauer im Verhältnis zur Dauer einer Kippschwingungsperiode ist, desto geringer wird der Einfluss von Unsicherheiten des Zünd- und Löscheinsatzes auf die Kippfrequenz. Man kann Anstieg und Abfall z. B. dadurch steil machen, dass man der ganzen Steuerspannung eine hohe Amplitude verleiht. Aus diesem Grund ist in Fig. 2 der Transformator 17 vorgesehen, dessen Übersetzungsverhältnis man so hoch als möglich wählt.
Man kann die Genauigkeit weiterhin dadur, h erhöhen, dass man zwischen dem Begrenzungzweig (15, 16, 17) und der Steuerelektrode 18 einen Verstärker einschaltet. Der Zweck der Verstärkung ist weniger die hohe Amplitude an sich als der schnelle Anstieg des Steuerimpulses. Deshalb wird der
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z. B. in der Weise, dass eine extrem negative Gittervorspannung vorgesehen ist, welche nur die Spitze des im Begrenzungszweig auftretenden Spannuugsverlaufes zur Verstärkung bringt, die kurz und steil verläuft. Die Verstärkung wirkt sich auch auf einen schnellen Ablauf des Löschvorganges gunstig aus.
Dem Ziel, den Steuerimpuls so gross und steil wie möglich zu machen, dient auch der Gleieh-
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so dass in ihm unmittelbar nach dem Erreichen der Grenzspannullg 15 ein möglichst starker Strom fliesst, während zuvor der Gleichrichter den Stromfluss sperrte und der Aufladevorgang des Kondensators 12 durch den Begrenzungszweig nicht behindert war. Für die grundsätzliche Wirkungsweise der Schaltungsanordnung ist der Gleichrichter 76 nicht unbedingt erforderlich. Setzt man an seine
Stelle einen hohen Widerstand von der Grössenordnung des Widerstandes 1. 3, so fliesst von Beginn der
Kondensatoraufladung an ein Si rom durch den Begrenzungszweig. Die Stromrichtung ist dabei zunächst so, dass die Spannung an der Steuerelektrode negativer wird.
In dem Augenblick aber, in welchem die Kondensatorspannung die Grenzspannung 7. ? überschreitet, kehrt sich die Stromriehtung im Begrenzungszweig um, die Gitterspannung wird positiver und die Anodenzündung wird schneller herbeigeführt, als es bei festliegendem Potential an der Steuerelektrode durch Zunahme der Kondensatorladung der Fall wäre. Es bleibt also auch bei Ersatz des Gleichrichters 16 durch einen Widerstand noch eine Verbesserung gegenüber der Schaltung gemäss Fig. 1, doch ist die Verbesserung grösser, wenn der Gleichrichter Verwendung findet.
Die Schaltung gemäss Fig. 2 und Ausführungsvarianten von ihr kann man auch als eine Weiterbildung des Rückkopplungsprinzips auffassen, das an sich auch für Gasentladungsgefässe bereits in Vorschlag gebracht worden ist. Es ist bekannt, dass die Rückkopplung zur Schwingungserzeugung eine Phasenumkehrung enthalten muss. Diese Phasenumkehrung wird hier dadurch erreicht, dass sich in den Begrenzungszweig im Augenblick des Überschreitens der Grenzspannung die Stromrichtung umkehrt. Diese Art der Phasenumkehrung gemäss der Erfindung hat die überraschende Wirkung, dass Schwingungen von besonders hoher Frequenzkonstanz erzeugt werden.
Auch auf Hochvakuumgeneratoren, auch auf solche mit Kapazität und Selbstinduktion, kann diese Art der Phasenumkehrung mit Vorteil sinngemäss übertragen werden.
Bei der Schaltung mit dem Gleichrichter 16 ist auch die Charakteristik des Gleichrichters von Einfluss auf die Dauer des Steuervorganges. Man muss eine möglichst grosse Anfangssteilheit der Charakteristik erstreben. Wenn man für die Gleichrichtung, wie an sich bekannt. statt einer Diode eine Mehrelektrodenröhre verwendet, hat man durch positive Gittervorspannung ; M oder dadurch, dass man eine dem Gitter-und Anodenkreis gemeinsame Selbstinduktion vorsieht, weitere Mittel an der Hand, um einen steilen Anstieg des Steuerspannungsimpulses zu erzielen. In der Schaltung nach Fig. 4 ist die Dreielektrodenröhre 23 in dieser Weise geschaltet, u. zw. dadurch, dass die Primärinduk- tivität des Transformators 17 dem Gitter-und Anodenkreis gemeinsam ist.
Infolge der liohen Reaktions- spannung wird der innere Röhrenwiderstand kurz nach dem Anlauf des Impulses erhöht.
Auf die Dauer des Steuervorganges ist auch die Dimensionierung des Transformators li von Einfluss. Enthält er eine grössere innere Kapazität, so baut sich die Spannung an ihm nicht sofort auf, sondern wird anfänglich von dieser Kapazität aufgenommen. Man muss also bestrebt sein, wie an sich bekannt, einen möglichst kapazitätsarm gewickelten Transformator zu verwenden. Der wicklungs- kapazität wirkt auch, wie gleichfalls an sich bekannt, eine Widerstandsbelastung des Transformators
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für den Entladungsvorgang. Der Entladungsstrom fliesst nur zum Teil unmittelbar von der Anode zur Kathode des Gasentladungsgefässes, der andere Teil tritt auf die Steuerelektrode und fliesst durch den aussen an sie geschalteten Kreis zur Kathode.
Wäre der Widerstand 21 nicht vorhanden, so fände dieser Strom den hohen induktiven Sekundärwiderstand des Transformal ors 77. Um dem zur Steuer-
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elektrode fliessenden Teil des Entladungsstromes einen schnellen Abfluss zu bieten, soll auch der Widerstand 21 möglichst klein sein. Man muss also zwischen dem geringen Widerstand im Steuerelektrodenkreis und der wünschenswerten hohen Sekundärspannung das günstigste Kompromiss schliessen.
Die zeitliche Auseinanderdehnung der Sekundärspannung an dem Transformat or 77 rührt zum Teil auch daher, dass die Anfangspermeabilität des üblichen Transformatoreisens klein ist. Man kann diesem Nachteil mit an sich bekannten Mitteln begegnen, z. B. dadurch, dass man dem Transformator eine Vormagnetisierung erteilt, der Ruhestrom der Röhre 22 infolge der positiven Gittervorspannung wirkt also günstig, oder dass man als Kern Hochfrequenzeisen verwendet.
Da der Steuervorgang nicht länger sein soll als etwa 1% einer Kippschwingungsperiode, ergibt sich, dass der Transformator 17 für einen über dem hörbaren Gebiete liegenden Frequenzbereich eingerichtet sein muss, wenn Kippfrequenzen im Hörgebiet erzeugt werden sollen. Es eignen sich z. B. hiefür die durch die Rundfunkempfängertechnikauf eine hohe technisch Vollkommenheit entwickelten Zwischenfrequenztransformatoren.
Wenn man alle die genannten Massnahmen anwendet, kann man den Steuervorgang auf eine Zeit bringen, in welcher Unregelmässigkeiten des Zünd- und Löscheinsatzes vernachlässigbar werden, anderseits die erwähnten kurzwelligen Schwingungsvorgänge bereits abgeklungen sind, so dass diese Zeit zur Beruhigung genügt.
In Fig. 2 ist beispielsweise die Heizung der Kathode des Gasentladungsgefässes durch den Transformator 20 aus einem Wechselstromnetz vorgesehen. Obgleich das die Zündung auslösende Steuerpotential auch von der Heizung solcher Röhren abhängig ist, kann man die technisch sehr bequeme Wechselstromheizung zulassen, nachdem man, wie vorstehend erwähnt, den Steuervorgang so kurz wie möglich gestaltet hat. Bei der Schaltung nach Fig. 1 wären Schwankungen des Heizstromes von erheblich grösserem Einfluss auf die Frequenz.
Bei der Schaltung nach Fig. 4 wird die Grenzspannung 15 nicht unmittelbar an der Stromquelle 14 abgegriffen, sondern an einem Spannungsteiler 25. Diese scheinbar naheliegende Massnal me hat den höchst überraschenden Erfo ! g, dass die Kippschwingungsfrequenz selbst von groben Schwankungen der Spannung 14 unabhängig und nur noch durch das an dem Spannungsteiler 25 eingestellte Spannungsverhältnis bestimmt ist. Die Kippschwingungsfrequenz ist dadurch nur noch von zwei
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Kondensator 12 abhängig. Alle andern Elemente der Schaltung beteiligen sich nur in verschwindend kleinen Zeiträumen an dem Schwingungserzeugungsvorgang, so dass deren Unsicherheiten vernachlässigbar werden und die vorstehend genannte Grenze der Frequenzkonstanz tatsächlich erreichbar wird.
Die Wirkungsweise des Spannungsteilers ist aus Fig. 5 zu erkennen. Sie stellt ein Diagramm dar, dessen Abszisse die Zeit und Ordinate die Spannung ist. Uo, Ul und U2 sind Werte der Treibspannung14, innerhalb deren diese schwankt. Diese Werte würde die Kondensatorspannung nach einer verhältnismässig langen Zeit T annehmen, wenn keine Grenzspannung und keine Gasentladung vorhanden wären. Die Momentanwerte der Kondensatorspannung sind in jedem Zeitpunkt vom Beginn der Ladung bis zu T proportional der Treibspannung. U3 ist die Grenzspannung 1. 5, wenn die Treibspannung den Wert Uo hat. Schwankt diese, so ist auch die Grenzspannung immer proportional damit schwankend, nimmt also den Wert U4 an, wenn U0 in U1 and u5, wenn U0 in U2 übergeht.
Die Schnittpunkte von Ua, U4 und us mit den zugehörigen Spannungsanstiegskurven müssen auf der gleichen Zeitordinate t liegen. Spannungsschwankungen der Treibspannung beeinflussen also nur die Amplitude, nicht aber die Frequenz der Kippschwingungen. Für die meisten Anwendungsgebiete von Kippschwingungen ist die Frequenzkonstanz wichtiger als die Amplitudenkonstanz, bzw. es genügt für die Amplitudenkonstanz der Betrag, welcher mit verhältnismässig einfacheren Mitteln als Spannungskonstanz erreichbar ist.
Die Bedeutung der Erfindung für die Technik ist deshalb gross, weil ähnliche Frequenzgenauigkeiten bisher nur bei festliegender Frequenz oder doch nur bei verhältnismässig umständlicher Ver- änderbarkeit möglich waren. Hier wird die Frequenz auf Kapazität und Widerstand zurückgeführt, d. h. auf Grössen, die technisch besonders einfach und mit höchster Genauigkeit auf Längenveränderung zurückgeführt werden können.
Man kann daher die erfindungsgemässe Schaltung für andere Zwecke, z. B. als Messsender mit Vorteil verwenden, wo man bisher andere Frequenzgeneratoren, z. B. rotierende Generatoren, Röhrensender mit Kapazität, Induktivität u. a., verwendete. Wenn in solchen Fällen der Oberschwingungsgehalt der Kippschwingungen stört, so kann manFrequenzsiebe verwenden, und ein Frequenzgenerator gemäss der Erfindung in Verbindung mit solchen Sieben wird bei gleicher Konstanz noch wirtschaftlicher und bequemer zu handhaben sein als andere Generatoren der genannten Art.
Die erzielte Frequenzkonstanz ist z. B. bei Verwendung gewickelter Drahtwiderstände grösser als der Widerstandsunterschied von Windung zu Windung. Man verwendet daher aus diesem und andern technischen Gründen, z. B. wegen der guten Kon1 aktgabe (Oxydfreiheit), für die Erfindung zweckmässigerweise die an sieh bekannten Widerstände aus Hartkohle, die eine kontinuierliche und reproduzierbare Veränderung gestatten.
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Der Vorteil der Erfindung liegt z. B. auf dem Gebiete der Musikinstrumententechnik darin, dass dadurch zum ersten Male ein durch Widerstandsvariation kontinuierlich in seiner Tonhöhe ver- änderbares Musikinstrument bei festliegender Stimmung gebaut werden kann, während bisher Instrumente mit festliegender Stimmung an feste Halbtonstufen gebunden waren und kontinuierlich veränderbare Instrumente, z. B. Streichinstrumente oder bisher bekannte elektrische Instrumente, starken Stimmungsschwankungen unterworfen waren. Die Genauigkeit und technische Einfachheit lässt der Erfindung auch solchen Musikinstrumenten gegenüber eine Überlegenheit, die nur auf feste Intervalle beschränkt sind.
Die Erfindung lässt zahlreiche Abänderungen zu, die sich nach den Verwendungszwecken und den jeweils erforderlichen Genauigkeiten richten. Für die Zeitablenliung eines Kathodenstrahles in der Oszillographen- und Fernsehteehnik ist die Schwingungsform zunächst nicht geeignet.
Die Sehwingungsform nach Fig. 3, obere Reihe, weicht von der mit den üblichen BlinkscI. altungen erzeugten dadurch ab, dass die Steilheit des Spannungsans1ieges kurz vor der Entladung absinkt und dass nach der Entladung eine gewisse Zeit verläuft, bis der neue Ladungsvorgang beginnt. Wenn auch diese besondere S : hwingungsform für die Frequenzkonstanz nicht schädlich ist, so ist sie doch für die Zeitablenkung bei einem Kathodenstrahloszillographen und für andere Zwecke der Technik unerwünscht und hat auch den Nachteil, dass die Erzeugung hoher Frequenzen erschwert wird, da die Dauer des Steuervorganges mit zunehmender Kippfrequenz nur wenig verringert wird, also additiv zu jeder Periode hinzutritt.
Man muss daher auch aus diesem Grunde bestrebt sein, den Steuervorgang so kurz wie möglich zu gestalten. Wenn man den Steuervorgang kurz genug dimensioniert, kann man anderseits gemäss der Erfindung höhere Frequenzen erzeugen als mit der bisher bekannten Blinkschaltung, da man mit der Treibspannung beliebig hoch gehen kann, während der Spannung 4 nach Fig. 1 praktisch eine wesentlich niedrigere Grenze gesteckt ist.
Durch die hohe Treibspannung und das Herbeiführen der Entladung in einer sehr frühen Phase der Kondensatorladung wird, wie durch eine Betrachtung der Fig. 5 leicht erklärlich ist, auch erreicht, dass die erzielten Sägezahnschwin- gungen einen praktisch zeitproportionalen Verlauf des Anstieges erhalten, da sich die Krümmung der Exponentialkurve in Anfang bzw. auf einem im Verhältnis zur Gesamtlänge kurzen Stück weniger stark bemerkbar macht. Die hohe Treibspannung hat auch eine hohe Steilheit des Spannungsstosses und damit eine kurze Rücklaufzeit der Sägezahnkurve zur Folge.
Um einen noch genaueren zeitproportionalen Ladungsanstieg zu erzielen, kann man den Widerstand 13 in an sich bekannter Weise als nichtlinearen Widerstand ausbilden. Solche zumeist aus Vakuumröhren bestehenden Widerstände sind jedoch im allgemeinen nicht konstant genug, um die Vorteile der Erfindung voll auszunutzen. Da es aber bekannt ist, streng sägezahnförmige Kurven durch Fremdsteuerung zu erzeugen, kann man di ? Erfindung in der Weis ? aus- nutzen, dass man nach ihr die steuernde Frequenz erzeugt, wobei deren Kurvenform für den Steuervorgang unerheblich ist.
Das Anwendungsgebiet der Erfindung beschränkt sich nicht auf selbsterregte Kippschwingungen, sondern erstreckt sich auch auf fremderregte Kippschwingungen, überhaupt auf alle Schaltungen, in denen bisher die Zündspannungsgrenze eines Gasentladungsgefässes als Kriterium für das Erreichen eines Spannungswertes ausgenutzt worden ist. Gemäss der Erfindung wird eine durch andere Schaltmassnahmen definierte Spannungsgrenze als Kriterium genommen, wobei diese Grenzspannung unterhalb der Zündungsmöglichkeit des Entladungsgefässes liegt. Von der Basis dieser Grenzspannung aus wird dann in der Weise in das Zündgebiet vorgestossen, dass Unsicherheiten der Zündspannungsgrenze von untergeordnetem Einfluss sind.
Es liegt auf der Hand, dass dieser Vorstoss in das Zündgebiet ausser durch die bisher beschriebene Selbststeuerung auch durch Fremdimpulse bewirkt werden kann und dass die sichere Ausgangsbasis sich für die Fremdsteuerung ebenso vorteilhaft auswirkt wie für die Selbsterregung. Während bei der Blinkschaltung gemäss Fig. 1 die Kippfrequenz kontinuierlich den Schwankungen der inneren Röhreneigenschaften folgt, machen sich bei der Fremderregung solche Schwankungen in der Weise bemerkbar, dass ein subharmonisches Verhältnis der gesteuerten zur steuernden Frequenz nicht mit Sicherheit erhalten bleibt, besonders wenn sich Zähler und Nenner dieses Verhältnisses stark unterscheiden. Die Inkonstanz der Frequenz besteht also bei fremdgesteuerten Kippschwingungen in einem Sehwanken des subharmonischen Verhältnisses.
Die Erfindung wirkt sich also auch bei Fremdsteuerung des Impulses vorteilhaft auf die Frequenzkonstanz aus. Die Schaltung für fremderregte Kippschwingungen ergibt sich aus der Fig. 2 und 4 in der Weise, dass die Kopplung des Begrenzungszweiges 15-16 bzw. 15-22 auf die Steuerelektrode des Entladungsgefässes, also der Transformator 17, fortfällt. Der Fremdimpuls wird unmittelbar an die Steuerelektrode des Entladungsgefässes gebracht. Die Wirkungsweise der fremdgesteuerten Schaltung ist gleichfalls aus Fig. 3 zu erkennen. Die obere Kurve stellt den Verlauf der Kondensatorspannung dar, dessen charakteristisches Merkmal darin besteht, dass von einem bestimmten Wert, nämlich der Grenzspannung, ab die Kondensatorladung nicht bzw. nicht mehr wesentlich zunimmt, die Kurve also in eine Waagrechte übergeht.
Diese Waagrechte ist die einwandfreie Basis, von der aus die Entladung durch Vorstoss in das Zündgebiet herbeigeführt wird, der dem Erreichen der Grenzspannung folgende Fremdimpuls schiebt sich also gewissermassen zwischen Grenz-und Zündspannung.
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behalten, ohne dass zugleich mit der Veränderung der Steuerfrequenz auch die Einstellung der Fremdsteuerungsschaltung zu regeln ist, wie dies bei andern bekannten Schaltungen notwendig ist. Eine solche Aufgabe liegt z. B. bei elektrischen Musikinstrumenten vor, wo eine aus mehreren harmonischen Tönen bestehende Mixtur über einen grossen Tonhöhenbereich spielbar sein soll.
In Fig. 6 dient der Begrenzungszweig 15, 16 nur dazu, die Ladung des Kondensators 12 auf den Spannungswert 1. 3 zu begrenzen. Widerstand 13, Kondensator 12 und Spannungswert 14 sind dabei so dimensioniert. dass der Kondensator verhältnismässig schnell die Grenzspannung erreicht, u. zw. muss diese Aufladezeit kürzer sein als die kürzeste in Betracht kommende Periodendauer einer synchronisierenden Schwingung.
Der Begrenzungszweig steht bei dieser Schaltung nicht in Verbindung mit der Steuerelektrode 18.
Letztere ist vielmehr über einen Gleichrichter 28 an die synchronisierende Wechselspannung ange- schlossen, die an die Punkte 29 und 30 angelegt wird. Über den Gleichrichter 28 wird ein Kondensator 26 aufgeladen, der im Verhältnis zur synchronisierenden Wechselspannung so bemessen ist. dass erst nach n-Perioden die für die Zündung des Gasentladungsgefässes erforderliche Steuerelektrodenspannung erreicht wird. n ist der Nenner, durch den die Frequenz dividiert werden soll. Durch Ver- änderung der Kapazität 26 kann man diesen Nenner wählen. Der Widerstand : 27 dient hauptsächlich dazu, dem auf die Steuerelektrode auftreffenden Teil des Fii, ladungsgiromes einen guten Abfluss sur Kathode zu ermöglichen. Er soll daher möglichst klein sein.
Er muss anderseits aber in Verbindung mit dem Kondensator 26 eine so holte Zeitkonstante ergeben, dass auch in der längsten synchronisierten Periode die Ladung des Kondensators 26 nur unerheblich absinkt.
Bei allen Schaltungen gemäss der Erfindung kann man an Stelle eines Gesentladungsgefässes mit Steuerelektrode sinngemäss auch ein solches mit nur zwei Elektroden verwenden. Hiezu ist es erforderlich, dass der Steuerimpuls im Anodenkreis zur Wirkung gebracht wird, z. B. in der Weise, dass man in der Schaltung nach Fig. 2 die Sekundärklemmen des Transformators 17 an die Punkte 31 und 32 legt, wobei die Verbindung dieser Punkte zuvor zu entfernen ist.
Da in dem Transformator und gegebenenfalls in einem dazwischengeschalteten Verstärker eine Spannungserhöhung eintritt, wird auch durch die Einwirkung des Steuerimpulse auf den Anodenkreis eines Gasentladungsgefässes @ die erfindungsgemässe Wirkung erzielt, dass die Zündung früher herbeigeführt wird, als sie beim Fehlen des Begrenzungszweiges durch den Ladungsanstieg des Kondensators 12 zustande käme.
In den erfindungsgemässen Schaltungen kann man auch an Steile eines Gasentladungsgefässes mit Steuerelektrode eine Hochvakuumröhre mit Gitter sinngemäss verwenden. Bei der erfindungsgemässen Schaltung ist der Ersatz des Gasentladungsgefässes durch eine Verstärkerröl. re zweckmässiger als z. B. bei der Schaltung gemäss Fig. 1. Da man es in der Hand hat, die Amplitude des Steuerimpulses gross genug zu wählen, kann man bei der erfindungsgemässen Schaltung die Hodivakuumröhre in einem genügend kurzen Zeitteil aus dem nichtleitenden in den leitenden Zus : and überführen. Der
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von dem niehtleitenden in den leitenden Zustand rasch genug herbeizuführen.
Für fremdgesteuerte Kippschwingungen ist es bereits bekannt, die Steuerimpulse durch entsprechende Vorverstärkuns : gross genug zu machen.
PATENT-ANSPRÜCHE :
1. Kippsehaltungsanordnung, bei der ein über einen Widerstand sich aufladender Kondensator über ein Entladungsgefäss rasch entladen wird, dadurch gekennzeichnet, dass zur Beseitigung des Einflusses von Schwankungen der für die Leitfähigkeit des Gefässes erforderlichen Spannung auf den Zeitpunkt der Entladung die Kondensatorladung auf einen unterhalb dieser Spannung liegenden Spannungsbetrag durch einen besonderen Begrenzungszweig begrenzt wird, der parallel zu dem Aufladekreis liegt und nach dem Erreichen dieser Grenzspannung dem Entladungsgefäss einen Spannungsimpuls zuführt, der höher ist als die Differenz zwischen der Leitfähigkeitsspannung und der Grenzspannung.