DE60313549T2

DE60313549T2 - Zeitverteilung IQ Kanal Direktkonversionsempfänger und Verfahren dafür

Info

Publication number: DE60313549T2
Application number: DE60313549T
Authority: DE
Inventors: Mi-Hyun Son; Popov 138-506 Hwanggol Jugong Apt. Oleg
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2002-09-04
Filing date: 2003-08-06
Publication date: 2007-12-27
Anticipated expiration: 2023-08-07
Also published as: KR20040021807A; CN1489298A; EP1396941A2; EP1396941B1; KR100790858B1; DE60313549D1; US7190939B2; EP1396941A3; US20040116085A1; CN1246973C

Description

Hintergrund der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Empfänger für ein drahtloses Kommunikationsgerät, das in einem drahtlosen Kommunikationssystem funktioniert, und insbesondere einen Direktkonversionsempfänger, der Direktkonversion einsetzt, und ein Direktkonversionsempfangsverfahren.
Allgemein werden Heterodyn-Empfänger in Mobiltelefonen verwendet, wie in Handytelefonen oder persönlichen Kommunikationsservice(PCS)-Telefonen und drahtlosen Telefonen, die drahtlose Kommunikation bereitstellen können.
1 ist ein Diagramm, das ein Superheterodyn-Verfahren darstellt, bei dem ein Niederfrequenzsignal, das Daten, wie Sprach- oder Bilddaten enthält, in ein Zwischenfrequenzsignal konvertiert und dann wird das Zwischenfrequenzsignal zu einem Radiofrequenz(RF)-Träger übertragen. Bei einem Superheterodyn-Empfänger, der das Superheterodyn-Verfahren einsetzt, ist es erforderlich, dass ein Frequenzkonverter zum Konvertieren eines RF-Signals in ein Zwischenfrequenzsignal, ein Frequenzkonverter zum Konvertieren des Zwischenfrequenzsignals in ein Basisbandsignal und ein Bandpassfilter zum Verarbeiten von Signalen in unterschiedlichen Frequenzbändern aufweist.
Es wurde vielfältig Forschung zu drahtlosen Kommunikationsgeräten durchgeführt, um Nachteile eines solchen Heterodyn-Empfängers zu lösen, und eine Alternative zum Heterodyn-Empfänger, die als Folge der Forschung ermittelt wurde, ist ein Empfänger, der ein Direktkonversionsverfahren einsetzt.
2 ist ein Diagramm, das ein Direktkonversionsverfahren darstellt, bei dem ein Niederfrequenzsignal, das Daten, wie Sprach- oder Bilddaten enthält, direkt auf einem RF-Träger übertragen wird, ohne dass es in ein Zwischenfrequenzsignal konvertiert wird. Ein Direktkonversionsempfänger, der das Direktkonversionsverfahren einsetzt, ermöglicht, dass ein lokaler Oszillator bei der selben Frequenz arbeitet, wie die eines RF-Signals, das über eine Antenne eingegeben ist, und ein RF-Signal ohne einen Prozess zum Konvertieren des RF-Signals in ein Zwischenfrequenzsignal in ein Basisbandsignal konvertiert.
3 ist ein Diagramm, das ein in einem lokalen Oszillator erzeugtes Lecksignal darstellt. Mit Bezug zu 3 gibt es beim Senken der Frequenz eines RF-Signals auf ein Basisbandniveau einen Zeitpunkt, zu dem ein lokaler Oszillator (LO) 330 die selbe Frequenz aufweist wie das RF-Signal. Zu diesem Zeitpunkt kann im lokalen Oszillator 330 ein Frequenzverlust 310 auftreten, dem keinerlei Signal zugeordnet ist. Insbesondere wenn ein Lecksignal des lokalen Oszillators 330, das durch einen rauscharmen Verstärker (LNA) 320 verstärkt ist, mit der ursprünglichen Frequenz des lokalen Oszillators 330 in einem Mischer 340 vermischt wird, wird ein DC-Signal ohne Bedeutung ausgegeben. Selbst wenn ein Filter 350 zwischen dem rauscharmen Verstärker 320 und dem Mischer 340 vorhanden ist, gibt es eine Grenze bei der Verringerung eines solchen Frequenzverlusts im lokalen Oszillator 330, weil der lokale Oszillator 330 die selbe Frequenz aufweist wie das RF-Signal.
4 ist ein Diagramm, das Interferenzverlust darstellt. Wenn ein starkes Signal mit einem anderen Frequenzniveau als das eines lokalen Oszillators (LO) 430 eingegeben wird, tritt Frequenzverlust im lokalen Oszillator 430 auf, und daher kann ein DC-Offsetsignal in einem Mischer 440 erzeugt werden. Das DC-Offsetsignal schädigt ein Signal, das demoduliert werden soll.
Es sind im Stand der Technik verschiedene Techniken bekannt, um das obige Problem mit Interferenzverlust zu lösen. Bei Kommunikation im Pulsmodus mit Zeitschlitz, wie GSM, wird Interferenzverlust durch Entladen von DC-Ladung verhindert, wenn kein Kommunikationsdienst erfolgt. Bei drahtloser LAN-Kommunikation wird eine orthogonale Frequenzdivisionsmultiplex-(OFDM)-Technik eingesetzt, bei der keine Signale in einem DC-Frequenzbereich geladen werden, um das Problem des Interferenzverlusts zu lösen. Bei Code-Division-Multiplex-Access(CDMA)-Kommunikation, die noch kompliziertere Modulationstechniken als die Kommunikation im Pulsmodus und drahtlose LAN-Kommunikation verwendet, wird ein ziemlich schwieriges Selbstkalibrierungsverfahren eingesetzt, um Interferenzverlust zu unterdrücken.
Allgemein weist ein Direktkonversionsempfänger (DCR) zwei Kanäle auf, d. h. einen I-Kanal und einen Q-Kanal. Der I-Kanal und der Q-Kanal weisen jeweils einen Mischer, einen Basisbandfilter und einen Basisbandverstärker auf. Da jedoch die Elemente des I-Kanals nicht exakt gleich zu denen des Q-Kanals sind, zeigen sie im Vergleich unterschiedliches Verstärkungsverhalten und Phasengang in einer Basisbandfrequenz.
Hierzu wurde in US-Patent Nr. 4,321,549 ein Schaltquadraturdetektor offenbart, der in Abhängigkeit von einem Quadratursignal arbeitet. Insbesondere funktioniert der Schaltquadraturdetektor in Abhängigkeit von einem fundamentalen Frequenzsignal eines lokalen Oszillators (LO). Deshalb kann der Schaltquadraturdetektor lokalen Oszillatorverlust nicht effektiv reduzieren.
Die in US-Patent Nr. 5,678,222 definierte und beschriebene zeitliche Modulation und Frequenzkonversion unterscheidet sich von einem Direktkonversionsempfänger (DCR) gemäß der vorliegenden Erfindung, der in dieser Offenbarung dargestellt wird.
Ein Frequenzkonverter, der bei den Oberschwingungen eines lokalen Oszillators (LO) funktioniert, ist den Fachleuten bekannt. Zur Erzeugung von Oberschwingungen und um eine geeignete Konversionsverstärkung bei solchen Oberschwingungen zu erreichen, wurden verschiedene Techniken vorgestellt. Wie in US-Patent Nr. 5,446,923 offenbart ist, wird ein Paar antiparalleler Dioden in spezieller Vorspannung zum Verzerren von Signalen eines lokalen Oszillators (LO) und hervorheben der spezifischen Oberschwindungskonversion verwendet, um Signale des lokalen Oszillators zur Oberschwingungskonversion zu zwingen.
5 ist ein Blockdiagramm eines herkömmlichen Direktkonversionsempfängers. Mit Bezug zu 5 wird ein ankommendes Bandpasssignal an einem RF-Eingangsport empfangen und dann durch einen Vorauswahlfilter 520 und einen rauscharmen Verstärker (LNA) 530 geleitet. Der Vorauswahlfilter 520 ist einfach ein Bandpassfilter, der so ausgelegt ist, dass er ein gewünschtes Signal passieren lässt und störende bandferne Signale zurückhält.
Nach Durchlauf des Vorauswahlfilters 520 wird das ankommende Signal geteilt und durch zwei Mischer 540 und 550 geschickt. Im oberen Mischer 540 wird das entsprechende Signal mit einer auf die selbe Frequenz wie eine Trägerfrequenz eingestellte Sinusschwingung gemischt. Im unteren Mischer 550 wird das entsprechende Signal mit der selben Sinusschwingung gemischt wie im oberen Mischer 540, aber mit einer Phasendifferenz von 90 Grad. Die Sinusschwingungen werden durch einen lokalen Oszillator (LO) 555 erzeugt. Der obere und untere Mischer 540 und 550 bilden Inphasen- bzw. Quadraturkomponenten des entsprechenden Signals, die am Basisband und dem Doppelten der Trägerfrequenz zentriert sind. Hochfrequenzkomponenten werden durch Filter (IF-Filter) 560 und 570 eliminiert und die Inphasen- und Quadra tursignale werden schließlich durch Verstärker 580 bzw. 590 verstärkt, und werden dann ein I-Kanalsignal bzw. ein Q-Kanalsignal.
Bei den oben beschriebenen herkömmlichen Techniken weist der Superheterodyn-Empfänger viele Elemente auf. Daher ist der Superheterodyn-Empfänger nicht für drahtlose Kommunikationsgeräte, wie Mobiltelefone geeignet, weil die Größe von drahtlosen Kommunikationsgeräten in den letzten Jahren kontinuierlich abgenommen hat. Außerdem sind die Herstellungskosten von Superheterodyn-Empfängern, wegen einer großen Anzahl an Elementen, die den Superheterodyn-Empfänger bilden, hoch. Darüber hinaus wurden Mobiltelefone verbessert, so dass sie Multimediadienste sowie Sprachvermittlungen bereitstellen, und für ihre Elemente oder andere zugehörige Teile sind kleinere Abmessungen und eine vereinfachtere Struktur erforderlich. Deshalb gibt es eine Grenze für den Einsatz des Superheterodyn-Empfängers in solchen drahtlosen Kommunikationsgeräten.
Der herkömmliche Direktkonversionsempfänger beinhaltet keine Elemente zum Bearbeiten von Zwischenfrequenzsignalen und ist für Mobiltelefone geeignet, die die oben beschriebenen Ansprüche erfüllen. Die Herstellungskosten eines Kommunikationssystems, das Zwischenfrequenzen verwendet, sind hoch, weil das Kommunikationssystem viele Elemente beinhalten muss, darunter Filter, Verstärker und Peripherieschaltungen, um Zwischenfrequenzkonversion durchzuführen. Genau genommen wird angenommen, dass Kommunikationstechniken in der Lage sind, Trägerfrequenzen direkt zur Basisbandfrequenz oder Basisbandfrequenz zur Trägerfrequenz zu verschieben. Eine solche direkte Konversion verursacht jedoch viele Probleme, und daher ist eine Verbesserung der Leistungsfähigkeit eines Kommunikationssystems, das Direktkonversion einsetzt, begrenzt. Mit anderen Worten, der Direktkonversionsempfänger weist einen Empfänger mit einer einfachen Struktur auf, verursacht aber verschiedene Probleme mit Oszillation, Auswahlniveau und DC-Offset.
Außerdem bewirken Differenzen in Verstärkung und Phasengang zwischen einem I-Kanal und einem Q-Kanal Unausgeglichenheit zwischen diesen. Der Direktkonversionsempfänger kann ein inverses Spektrum eines ankommenden Signals aufgrund von Unausgeglichenheit zwischen dem I-Kanal und dem Q-Kanal nicht vollständig eliminieren, was einen großen Interferenzverhältnisverlust bedingt. Aufgrund des Interferenzverhältnisverlusts nimmt die Bitfehlerrate zu.
WO 02/27952 offenbart ein Verfahren und einen Frequenzkonverter zur Frequenzkonversion. Der Frequenzkonverter empfängt ein Signal und erzeugt ein erstes lokales Signal und ein zweites lokales Signal, wobei jedes erzeugte Signal eine andere Phase aufweist.
Zusammenfassung der Erfindung
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Direktkonversionsempfänger nach Anspruch 1 zur Verfügung gestellt.
Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Direktkonversionsempfangsverfahren nach Anspruch 10 zur Verfügung gestellt.
Die vorliegende Erfindung stellt auf diese Weise einen Direktkonversionsempfänger zur Verfügung, der in der Lage ist, Unausgeglichenheit zwischen dem I-Kanal und dem Q-Kanal zu vermeiden. Die vorliegende Erfindung stellt auch einen Frequenzwandler zur Verfügung, der bei einer dritten Oberschwingung eines Signals eines lokalen Oszillators des Direktkonversionsempfängers funktioniert.
Ein bevorzugtes Direktkonversionsempfangsverfahren der Erfindung umfasst Empfangen eines RF-Signals und Verstärken des RF-Signals, während verhindert wird, dass im RF-Signal enthaltenes Rauschen verstärkt wird, Ermitteln einer Sinusschwingung aus dem verstärkten Signal unter Verwendung eines lokalen Oszillators, Vermischen des verstärkten Signals mit der Sinusschwingung, Verstärken des vermischten Signals in einem Basisband, Eliminieren von Niederfrequenzrauschen aus dem verstärkten Mischsignal, Konvertieren des rauscheliminierten analogen Signals in ein digitales Signal und Ausgeben des digitalen Signals, so dass ein I-Kanalsignal und ein Q-Kanalsigal separat ausgegeben werden können und Übertragen eines Phasensteuersignals, das die Phase einer zu erzeugenden Sinusschwingung bestimmt, an den lokalen Oszillator.
Die Erfindung stellt auch ein computerlesbares Aufzeichnungsmedium zur Verfügung, auf dem ein computerlesbares Programm aufgezeichnet ist, das das Direktkonversionsempfangsverfahren ermöglicht.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die obigen Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden besser ersichtlich aus einer ausführlichen Beschreibung beispielhafter Ausführungsformen mit Bezug zu den begleitenden Zeichnungen, in denen:
1 ein Diagramm ist, das ein Superheterodyn-Verfahren darstellt,
2 ein Diagramm ist, das ein Direktkonversionsempfangsverfahren darstellt,
3 ein Schaltbild ist, das ein Lecksignal eines lokalen Oszillators darstellt,
4 ein Schaltbild ist, das Interferenzverlust darstellt,
5 ein Blockdiagramm eines herkömmlichen Direktkonversionsempfängers darstellt,
6A ein Blockdiagramm eines Direktkonversionsempfängers gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt,
6B ein Blockdiagramm eines Direktkonversionsempfängers gemäß einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt,
7 ein Blockdiagramm eines Frequenzwandlers in einem Mischer eines Direktkonversionsempfängers gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt, und
8 ein Fließbild eines Direktkonversionsempfangsverfahrens gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
Ausführliche Beschreibung der Erfindung
Nachfolgend wird die vorliegende Erfindung mit Bezug zu den begleitenden Zeichnungen genauer beschrieben.
6A ist ein Blockdiagramm eines Direktkonversionsempfängers gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Mit Bezug zu 6A beinhaltet der Direktkonversionsempfänger einen rauscharmen Verstärker 610, einen Mischer 620, einen lokalen Oszillator (LO) 630, einen Basisbandverstärker 640, einen Basisbandtiefpassfilter 650, einen Analog-Digital-Wandler 660 zum Konvertieren von analogen Signalen in digitale Signale und einen Digitalsignalprozessor 670 zum Trennen eines I-Kanals von einem Q-Kanal.
Die I- und Q-Kanäle der vorliegenden Erfindung sind eher virtuell als echt, weil ein Kanal sowohl ein I-Kanalsignal wie ein Q-Kanalsignal beinhaltet. Die Phase des lokalen Oszillators 630 kann auf 0 oder 30 Grad umgeschaltet werden. Dieser Schaltprozess muss bei Frequenzen vorgenommen werden, die zweifach höher sind als die höchste Frequenz F_spect in einem Signalspektrum. Ein Schaltsignal mäandriert in Synchronisation mit dem Digitalsignalprozessor 670. Der Analog-Digital-Wandler 660 führt Abtastung durch. Der Digitalsignalprozessor 670 teilt einen Datenfluss, der als Ergebnis der Abtastung erhalten ist, in I-Datenfluss und Q-Datenfluss und verarbitet dann den I-Datenfluss und den Q-Datenfluss zu einem I-Datenstrom und einem Q-Datenstrom. Der vom Analog-Digital-Wandler 660 durchgeführte Abtastprozess wird bei Frequenzen vorgenommen, die höher sind als 4F_spect.
Der rauscharme Verstärker 610 verstärkt ein darin eingegebenes Signal, während verhindert wird, das eine Rauschkomponente im eingegebenen Signal verstärkt wird.
Der Mischer 620 synthetisiert das verstärkte RF-Signal mit einem Sinussignal, das vom lokalen Oszillator 630 eingegeben ist.
Der lokale Oszillator 630 erzeugt ein lokales Frequenzsignal, d. h. ein Sinussignal und führt dass das Sinussignal zum Mischer 620, so dass das Sinussignal mit dem verstärkten RF-Signal kombiniert werden kann. Mit anderen Worten, der lokale Oszillator 630 dient als Frequenzquelle zum Zuführen einer Referenzfrequenz zum Mischer 620. Der lokale Oszillator 630 erzeugt eine Sinusschwingung mit einer Phasendifferenz von 0 oder 30 Grad zum eingegeben RF-Signal. Ob eine Sinusschwingung mit einer Phasendifferenz von 0 oder 30 Grad zum eingegebenen RF-Signal mit dem lokalen Oszillator 630 zu erzeugen ist, wird von einem Steuersignal bestimmt, las vom Digitalsignalprozessor 670 ausgegeben ist, was später ausführlicher beschrieben wird.
Da das Ausmaß, in dem das eingegebene Signal vom rauscharmen Verstärker 610 verstärkt wird, nicht ausreichend ist, verstärkt der Basisbandverstärker 640 das vom rauscharmen Verstärker 610 verstärkte Eingangssignal in einem Basisband.
Der Basisbandtiefpassfilter 650 eliminiert Niederfrequenzrauschen aus dem vom Basisbandverstärker 640 verstärkten Signal. Es ist erforderlich, dass der Basisbandtiefpassfilter 650 bei Cutoff-Frequenzen funktioniert, die mindestens zweifach höher sind als F_spect. Parameter, die die Cutoff-Frequenz des Basisbandtiefpassfilters betreffen, müssen unter Berücksichtigung eines Interferenzniveaus zwischen Symbolen und eines Frequenzauswahlniveaus gewählt werden. Zusätzlich kann Frequenzselektivität durch einen Digitalfilter zur Digitalverarbeitung vorgenommen werden. Es ist erforderlich, dass der Basisbandtiefpassfilter 650 als Konversionsverlust berücksichtigt wird, um zu verhindern, dass bei einer Frequenz von F_spect/2 ein Aliasing-Phänomen auftritt.
Der Analog-Digital-Wandler 660 konvertiert ein analoges Signal in ein digitales Signal.
Der Digitalsignalprozessor 670 gibt das I-Kanalsignal getrennt vom Q-Kanalsignal aus und überträgt ein Phasensteuersignal, das die Phase einer vom lokalen Oszillator 630 zu erzeugenden Sinusschwingung bestimmt, an den lokalen Oszillator 630. Mit anderen Worten, da der Direktkonversionsempfänger gemäß der vorliegenden Erfindung das I-Kanalsignal und das Q-Kanalsignal zeitlich gemultiplext verarbeitet, erzeugt der lokale Oszillator 630 Sinusschwingungen mit einer Phasendifferenz von 0° zum eingegangenen Signal über eine bestimmte Zeitspanne und vermischt dann die Sinusschwingungen mit dem eingegangenen Signal. Dann erzeugt der Direktkonversionsempfänger Sinusschwingungen mit einer Phasendifferenz von 30° zum eingegangenen Signal über eine Dauer und vermischt dann über eine Dauer die Sinusschwingungen mit dem eingegangenen Signal. Das oben genannte Phasensteuersignal wird vom Digitalsignalprozessor 670 erzeugt.
6B ist ein Blockdiagramm eines Direktkonversionsempfängers gemäß einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Wie in 6B gezeigt ist, kann der Direktkonversionsempfänger unter Verwendung nur weniger notwendiger Elemente ausgeführt sein, d. h. einem Mischer 680, einem lokalen Oszillator 681, einem Analog-Digital-Wandler (ADC) 682 und einem Digitalsignalprozessor (DSP) 683. Der Mischer 680, der lokale Oszillator 681, der Analog-Digital-Wandler 682 und der Digitalsignalprozessor 683 sind gleich wie ihre Gegenstücke im in 6A gezeigten Direktkonversionsempfänger, und daher wird ihre Beschreibung hier nicht wiederholt.
7 ist ein Blockdiagramm eines Frequenzwandlers in einem Mischer eines Direktkonversionsempfängers gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Der Frequenzwandler, der eine Gilbert-Zelle verwendet, arbeitet bei einer dritten Oberschwingung eines Signals eines lokalen Oszillators (10) und bewirkt unterdrückte Konversion bei geraden Oberschwingungen des lokalen Oszillators aufgrund von Asymmetrie eines in den lokalen Oszillator eingegebenen Signals.
Der Frequenzwandler gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet eine Gilbert-Multiplikationszelle mit einer asymmetrischen Struktur und die bei ungeraden Oberschwingungen des lokalen Oszillators funktioniert. Aufgrund der asymmetrischen Struktur kann der Frequenzwandler Kanalsignale bei ungeraden Oberschwingungen des lokalen Oszillators reduzieren.
Zueinander gegenphasige Signale des lokalen Oszillators LO werden in Transistoren V4 (740) und V5 (750) und Transistoren V3 (730) und V6 (760) eingegeben. Insbesondere wird ein 0° Phasensignal in die Transistoren V4 (740) und V5 (750) eingegeben und ein 180° Phasensignal wird in die Transistoren V3 (730) und V6 (760) eingegeben. Aufgrund der asymmetrischen Schaltstruktur des Frequenzwandlers mit den Tran sistoren V3 (730), V4 (740), V5 (750) und V6 (760) werden ungerade Oberschwingungen des fundamentalen Stroms, der in die Basen der Transistoren V3 (730), V4 (740), V5 (750) und V6 (760) fließt, erzeugt und es kann eine starke Konversionsleistung bei solchen ungeraden Oberschwingungen erhalten werden, während die Konversionsleistung bei geraden Oberschwingungen des fundamentalen Stroms vernachlässigbar ist.
Theoretisch werden gerade Oberschwingungen im Frequenzwandler kaum erzeugt. Deshalb ist auch die Konversionsleistung bei solchen geraden Oberschwingungen selten.
Die Betriebsweise und die Funktionen des Mischers im Direktkonversionsempfänger gemäß der vorliegenden Erfindung mit dem oben beschriebenen Frequenzwandler wird in den folgenden Abschnitten beschrieben.
Der Direktkonversionsempfänger kann bei ungeraden Oberschwingungen des lokalen Oszillators betrieben werden. Wenn die Anzahl an Oberschwingungen zunimmt, nimmt die Konversionsleistung weiter ab. Eine dritte Oberschwingung des lokalen Oszillators ist bevorzugt. Da der Direktkonversionsempfänger bei ungeraden Oberschwingungen des lokalen Oszillators betrieben wird, ist es möglich, eine Emission von Signalen des lokalen Oszillators zu einem Medium, das den lokalen Oszillator umgibt, zu unterdrücken.
Unterdrückung der Konversionsleistung bei geraden Oberschwingungen des lokalen Oszillators führt zu einer geringen Anzahl an Nebenkanälen. In einem Fall, bei dem ein bestimmter Oberschwingungskonversionskanal keine benachbarten Oberschwingungskonversionskanäle aufweist, zum Beispiel in einem Fall, bei dem ein dritter Oberschwingungskonversionskanal vorhanden ist, sind zweite und vierte Oberschwingungskon versionskanäle nicht vorgesehen und die Anforderungen an einen RF-Filter können vereinfacht werden.
8 ist ein Fließbild eines Direktkonversionsempfangsverfahrens gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Mit Bezug zu 8 verstärkt in Schritt 810 ein rauscharmer Verstärker ein ankommendes Signal, während verhindert wird, dass in dem entsprechenden Signal enthaltenes Rauschen verstärkt wird. Ein lokaler Oszillator erzeugt in Schritt 820 eine Sinusschwingung, die mit dem Eingangssignal zu mischen ist und gibt sie aus. Die erzeugte Sinusschwingung weist eine Phasendifferenz von 0° oder 30° zum verstärkten Eingangssignal auf.
Ein Mischer mischt das verstärkte eingegebene Signal mit der vom lokalen Oszillator eingegebenen Sinusschwingung in Schritt 830. Danach verstärkt ein Basisbandverstärker das Ergebnis der Vermischung in einem Basisband in Schritt 840.
Ein Basisbandtiefpassfilter eliminiert Niederfrequenzrauschen aus dem durch den Basisbandverstärker verstärkten Signal in Schritt 850. Der Basisbandtiefpassfilter funktioniert bei Cutoff-Frequenzen, die mindestens zweifach höher sind als die Spektrumfrequenz des eingegebenen Signals. Die Cutoff-Frequenz des Basisbandtiefpassfilters wird unter Berücksichtigung des Interferenzniveaus zwischen Symbolen und eines Auswahlniveaus ausgewählt.
Danach konvertiert in Schritt 860 ein Analog-Digital-Wandler das analoge Signal, aus dem Rauschen eliminiert ist, in ein digitales Signal.
In Schritt 870 gibt ein Digitalsignalprozessor das digitale Signal so aus, dass ein I-Kanalsignal und ein Q-Kanalsignal separat ausgegeben werden können. Danach überträgt der Digitalsignalprozessor ein Phasen steuersignal, das die Phase einer Sinusschwingung bestimmt, die vom lokalen Oszillator ausgegeben werden soll, an den lokalen Oszillator.
Bei all diesen Schritten des Direktkonversionsempfangsverfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung sind die Schritte 810, 840 und 850 nicht immer notwendig und können daher ausgelassen werden.
Die bisher beschriebene vorliegende Erfindung kann in Form eines Programms verkörpert sein, das in einem Computer ausgeführt werden kann, wobei ein computerlesbares Aufzeichnungsmedium verwendet wird.
Das computerlesbare Aufzeichnungsmedium beinhaltet ein Magnetspeichermedium wie ROM, Floppy-Disk oder Festplatte, ein optisches Speichermedium, wie CD-ROM oder DVD und Trägerwellen, zum Beispiel Datenübertragung durch das Internet.
Wie oben beschrieben, ist es gemäß der vorliegenden Erfindung möglich, das Problem aus dem Stand der Technik mit Unausgeglichenheit zwischen I- und Q-Kanälen zu lösen und eine hohe Effizienz und Leistung bei einem digitalen System unter Verwendung eines einzigen Mischers, eines einzigen Basisbandfilters, eines einzigen Basisbandverstärkers, eines einzigen Analog-Digital-Wandlers und eines Digitalsignalprozessors zu erreichen und Direktkonversion unter Verwendung eines einzigen Kanals einzusetzen.
Während die vorliegende Erfindung insbesondere mit Bezug zu beispielhaften Ausführungsformen gezeigt und beschrieben wurde, versteht es sich für die Fachleute, dass verschiedene Änderungen in Form und Details hierzu vorgenommen werden können, ohne den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen, wie sie in den folgenden Ansprüchen definiert ist.

Claims

Direktkonversionsempfänger umfassend: einen lokalen Oszillator (630) so ausgebildet, dass er eine Sinusschwingung erzeugt; einen Mischer (620) so ausgebildet, dass er ein ankommendes Signal empfängt und das ankommende Signal mit der Sinusschwingung mischt; einen Analog-Digital-Wandler (660) so ausgebildet, dass er das analoge Mischsignal in ein digitales Signal konvertiert; und einen digitalen Signalprozessor, so ausgebildet, dass er das digitale Signal ausgibt, so dass ein I-Kanalsignal und ein Q-Kanalsignal separat zeitlich gemultiplext ausgegeben werden können, wobei der digitale Signalprozessor so ausgebildet ist, dass er ein Phasensteuersignal an den lokalen Oszillator überträgt, wobei die Phase des Ausgangssignals des lokalen Oszillators bei einer Frequenz gleich mindestens dem Doppelten der höchsten Frequenz des empfangenen ankommenden Signals umgeschaltet wird, dadurch gekennzeichnet, dass die erzeugte Sinusschwingung in Abhängigkeit von den Phasensteuersignalen für eine erste Zeitdauer eine Phase von 0° aufweist, und die erzeugte Sinusschwingung in Abhängigkeit vom Phasensteuersignal für eine zweite Zeitdauer eine Phase von 30° aufweist.
Direktkonversionsempfänger nach Anspruch 1, ferner umfassend einen rauscharmen Verstärker (610) so ausgebildet, dass er das ankommende Signal verstärkt, während er verhindert, dass im ankommenden Signal enthaltenes Rauschen verstärkt wird.
Direktkonversionsempfänger nach Anspruch 1 oder 2, ferner umfassend einen Basisbandverstärker (640) so ausgebildet, dass er das analoge Mischsignal in einem Basisband verstärkt.
Direktkonversionsempfänger nach Anspruch 3, ferner umfassend einen Basisbandtiefpassfilter (650) so ausgebildet, dass er Niederfrequenzrauschen aus einem vom Basisbandverstärker verstärkten Signal eliminiert.
Direktkonversionsempfänger nach Anspruch 4, wobei der Basisbandtiefpassfilter (650) so ausgebildet ist, dass er bei Cutoff-Frequenzen wirksam ist, die mindestens zweifach höher sind als eine höchste Frequenz in einem Spektrum des empfangenen ankommenden Signals.
Direktkonversionsempfänger nach Anspruch 4 oder 5, wobei der Basisbandtiefpassfilter (650) so ausgebildet ist, dass er Aliasing bei der Hälfte der höchsten Frequenz im Spektrum des ankommenden Signals verhindert.
Direktkonversionsempfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Mischer (620) einen Frequenzwandler aufweist, der eine Gilbert-Zelle verwendet, die so ausgebildet ist, dass bei einer ungeraden Oberschwingung des lokalen Oszillators ihr RF-Differenzeingang zueinander gegenphasige Signale empfängt.
Direktkonversionsempfänger nach Anspruch 7, wobei die Gegenphasensignale im Wesentlichen gleich einem dritten ungeraden Oberschwingungssignal des lokalen Oszillators sind.
Direktkonversionsempfänger nach Anspruch 7 oder 8, wobei der Frequenzwandler erste bis sechste Transistoren umfasst und wobei: der erste Transistor (710) an seiner Basis mit einem RF-Signal beaufschlagt ist, das eine Phasendifferenz von 180° zum empfangenen ankommenden Signal aufweist, und sein Emitter mit einem Massepotential verbunden ist; der zweite Transistor (720) an seiner Basis mit einem RF-Signal beaufschlagt ist, das eine Phasendifferenz von 0° zum empfangenen ankommenden Signal aufweist, und sein Emitter mit einem Massepotential verbunden ist; der dritte Transistor (730) an seiner Basis mit einer Sinusschwingung beaufschlagt ist, die vom lokalen Oszillator erzeugt ist und eine Phasendifferenz von 180° zum empfangenen ankommenden Signal aufweist, sein Emitter mit dem Kollektor des ersten Transistors (710) verbunden ist und sein Kollektor mit einem ersten Ausgang des Frequenzwandlers verbunden ist; der vierte Transistor (740) an seiner Basis mit einer Sinusschwingung beaufschlagt ist, die vom lokalen Oszillator erzeugt ist und eine Phasendifferenz von 0° zum empfangenen ankommenden Signal aufweist, sein Emitter mit dem Kollektor des ersten Transistors (710) verbunden ist und sein Kollektor mit einem zweiten Ausgang des Frequenzwandlers verbunden ist; ein fünfter Transistor (750) an seiner Basis mit einer Sinusschwingung beaufschlagt ist, die vom lokalen Oszillator erzeugt ist und eine Phasendifferenz von 0° zum empfangenen ankommenden Signal aufweist, sein Emitter mit dem Kollektor des zweiten Transistors (720) verbunden ist und sein Kollektor mit dem ersten Ausgang des Frequenzwandlers verbunden ist; und ein sechster Transistor (760) an seiner Basis mit einer Sinusschwingung beaufschlagt ist, die vom lokalen Oszillator erzeugt ist und eine Phasendifferenz von 180° zum empfangenen ankommenden Signal aufweist, sein Emitter mit dem Kollektor des zweiten Transistors (720) verbunden ist und sein Kollektor mit dem zweiten Ausgang des Frequenzwandlers verbunden ist.
Direktkonversionsempfangsverfahren umfassend: Ermitteln einer Sinusschwingung unter Verwendung eines lokalen Oszillators; Mischen der Sinusschwingung mit einem ankommenden Signal; Konvertieren des analogen Mischsignals in ein digitales Signal; und Ausgeben des digitalen Signals, so dass ein I-Kanalsignal und ein Q-Kanalsignal separat ausgegeben werden können, und gekennzeichnet durch die Schritte: Übertragen eines Phasensteuersignals, dessen Phase bei einer Frequenz gleich mindestens dem Doppelten der höchsten Frequenz des empfangenen ankommenden Signals umgeschaltet wird; Erzeugen der Sinusschwingung mit einer Phase von 0° für eine erste Zeitdauer in Abhängigkeit vom Phasensteuersignal; und Erzeugen der Sinusschwingung mit einer Phase von 30° für eine zweite Zeitdauer in Abhängigkeit vom Phasensteuersignal.
Direktkonversionsempfangsverfahren nach Anspruch 10, wobei beim Ermitteln einer Sinusschwingung ein ankommendes RF-Signal verstärkt wird, während verhindert wird, dass im ankommenden Signal enthaltenes Rauschen verstärkt wird, und die Sinusschwingung aus dem verstärkten Signal erhalten wird.
Direktkonversionsempfangsverfahren nach Anspruch 11, wobei Mischen der Sinusschwingung mit einem ankommenden Signal Mischen der Sinusschwingung mit dem verstärkten ankommenden RF-Signal umfasst.
Direktkonversionsempfangsverfahren nach einem der Ansprüche 10 bis 12, wobei der Schritt zum Mischen der Sinusschwingung mit einem ankommenden Signal unter Verwendung einer Gilbert-Zelle durchgeführt wird, die so ausgebildet ist, dass bei einer ungeraden Oberschwingung des lokalen Oszillators ihr RF-Differenzeingang zueinander gegenphasige Signale empfängt.
Direktkonversionsempfangsverfahren nach einem der Ansprüche 10 bis 13, wobei vor seiner Konvertierung in das digitale Signal das analoge Mischsignal in einem Basisbandfrequenzbereich verstärkt wird und dann Niederfrequenzrauschen eliminiert wird, wobei das rauscheliminierte analoge Signal in ein digitales Signal konvertiert wird.
Direktkonversionsempfangsverfahren nach Anspruch 14, wobei das Eliminieren des Niederfrequenzrauschens unter Verwendung eines Basisbandtiefpassfilters durchgeführt wird, der bei Cutoff-Frequenzen von mindestens dem Doppelten einer höchsten Frequenz in einem Spektrum des ankommenden Signals wirksam ist.
Computerlesbares Aufzeichnungsmedium, auf dem ein computerlesbares Programm aufgezeichnet ist, das das Direktkonversionsempfangsverfahren nach einem der Ansprüche 10 bis 15 ermöglicht.