DE60307712T2

DE60307712T2 - Einstellung eines Transversalfilters

Info

Publication number: DE60307712T2
Application number: DE60307712T
Authority: DE
Inventors: Tobe Bolton Barksdale
Original assignee: Bose Corp
Current assignee: Bose Corp
Priority date: 2002-04-16
Filing date: 2003-03-26
Publication date: 2006-12-07
Anticipated expiration: 2023-03-27
Also published as: CN1452365A; US7330068B2; EP1355463A2; EP1641204A3; US7418033B2; US20060152276A1; EP1641203A3; JP2003338780A; EP1641204A2; EP1355463A3; EP1355463B1; EP1641203A2; US20030193366A1; DE60307712D1; JP4519415B2

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen die Wiederherstellung von Daten aus modulierten Signalen. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung das Reduzieren der Effekte der Mehrwegestörung und Störung benachbarter Kanäle, und insbesondere linearer zeitinvarianter (oder langsam zeitvariierender) Vorgänge, die an einem modulierten Signal beabsichtigt oder unbeabsichtigt angewandt werden können. Die Erfindung findet insbesondere Anwendung als adaptiver Übertragungskanalentzerrer, wo er zum Reduzieren von Anomalien im Empfangssignal arbeitet, die aus nicht-idealen Zuständen im Übertragungskanal herrühren. Die Erfindung umfasst einen Aufbau eines adaptiven Filters, der so eingerichtet ist, dass er als adaptiver Entzerrer arbeitet, der ein neues Adaptionsverfahren anwendet, wobei die Fehlerkostenfunktion, die zum Einstellen der Koeffizienten des adaptiven Filters verwendet werden, selbst eingestellt wird, basierend auf Eigenschaften des empfangenen Signals.
Die Erfindung findet Anwendung in irgendeinem System, bei dem es wünschenswert ist, Daten aus einem modulierten Signal wiederherzustellen, wobei das modulierte Signal die folgende Eigenschaften hat: 1) ein über die Bandbreite des modulierten Signals ungefähr glatte Frequenzspektrumsstärke, und 2) eine über die Zeit im wesentlichen konstante Signalstärke (konstanter oder nahezu konstanter Betrag). Die Erfindung findet insbesondere Anwendung bei Gebrauch in einem Funkempfänger, der eingerichtet ist, frequenzmodulierte (FM)-Signale zu empfangen und zu demodulieren, auch wenn sie auch in anderen Systemen mit alternativen Modulationsverfahren vorteilhaft ist (die Verwendung in einem adaptiven Kanalentzerrer in digitalen Kommunikationssystemen ist ein weiteres Beispiel).
Die Mehrwegestörung im Zeitbereich kann durch die Überlagerung einer Anfangsversion eines Signals von Interesse (SOI = signal of interest) mit mehreren verzögerten und gefilterten Versionen des gleichen Signals dargestellt werden. Die verzö gerten und gefilterten Versionen des SOI resultieren aus Reflexionen und anderen Unregelmäßigkeiten. Im Frequenzbereich betrachtet, kann die Mehrwegestörung als Kammfilter moduliert werden, der irgendwo im Übertragungspfad einer SOI angeordnet ist.
1 ist ein Blockdiagramm eines Signalverarbeitungssystems aus dem Stand der Technik, das die Effekte der Mehrwegestörung auf einem Empfangssignal zu reduzieren versucht. Dieses System ordnet einen adaptiven Transversalfilter (oder FIR) im Empfangssignalpfad an, dessen Funktion darin liegt, durch Mehrwegestörung hervorgerufene lineare Fehler rückgängig zu machen.
Die nachstehenden Gleichungen 1 bis 4 stellen die mathematische Grundlage für einen adaptiven Übertragungskanalentzerrer aus dem Stand der Technik dar, basierend auf einem Constant Modulus Algorithmus (CMA). CMA bezieht sich auf die Art an Fehlerabschätzung, die zum Einstellen der Transversalfilterkoeffizienten verwendet wird. Diese Gleichungen beziehen sich im Speziellen auf eine Form des CMA, die als CMA 2-2 (nach Dominique Goddard) bezeichnet wird, die Diskussion kann jedoch auf andere im Stand der Technik bekannte CMA Formen verallgemeinert werden. Y(k) = WT (k)X(k) Gleichung 1 W(k + 1) = W(k) – μecm(k)X*(k) Gleichung 2 ecm(k) =[|y(k)|2 – R2]y(k) Gleichung 3 R2 = E{|y(k)|4}/E{|y(k)|2) Gleichung 4
In den obigen Gleichungen 1 bis 4 ist X(k) ein Vektor der Eingabehistorie zum Zeitpunkt k, y(k) der skalare Ausgangswert vom adaptiven Filter, W(k) ein Vektor der Filterkoeffizienten, e_cm[k] die Constant Modulus Fehlerschätzung, die auf dem CMA 2-2 Algorithmus basiert, und R₂ eine Konstante, die vom angewandten Datenmodulationsverfahren abhängt und die Skalierung darstellt, die zum Anpassen der Ausgabe des adaptiven Filters an die Schwellwerte des Datendemodulators benötigt wird. Für die Constant Modulus Modulationsverfahren, wie die Frequenzmodulation (FM), reduziert sich dieser Ausdruck auf R₂ = R₀ ², wobei R₀ = E{|y(k)|}. μ ist ein Schrittgrößenparameter, der das Ausmaß einstellt, mit dem die Koeffizienten zu jedem Zeitschritt geändert werden. Jeder nächste Satz an Koeffizienten W(k + 1) wird basierend auf den vorhergehenden Koeffizientenwerten W(k) und einer Abschätzung des Fehlergradienten des Filterausgabemodulus bzgl, der Stufengewichtungen (Koeffizienten) des Transversalfilters bestimmt.
Im System der 1 aus dem Stand der Technik wird ein Eingangssignal von einem Vorrechnerblock 10 empfangen. Der Vorrechner dient als Schnittstelle zwischen der Außenwelt und dem System von Interesse. Ein typischer Vorrechner kann eine Signalaufbereitungsfunktion und einige Arten an Abstimmfunktionen beinhalten. Eine Signalaufbereitung wird gewöhnlich angewandt, um das eingehende Signal von der Außenwelt an das System von Interesse anzupassen, um den Dynamikbereich des Systems und das Signal-Rausch-Verhältnis zu verbessern (ein Beispiel ist die Verwendung einer AGC-Funktion im Funkfrequenz-Vorrechner eines Funkempfängers). Das Abstimmen umfasst gewöhnlich das Kombinieren einer frequenzselektiven Funktion mit einer frequenzverschiebenden Funktion, wobei die Verschiebefunktion verwendet wird, den Bereich der Frequenzen dorthin zu schieben, wo die Frequenzselektivität auftritt.
Die Ausgabe des Vorrechners 10 wird in einen Leistungsnormalisierungsblock 20 eingegeben. In einigen Systemen kann die Leistungsnormalisierung direkt vom Vorrechner 10 durchgeführt werden (im AGC, falls vorhanden). In solchen Systemen wird keine getrennte Leistungsnormalisierungsstufe benötigt. Oftmals ist es jedoch der Fall, dass die Ausgabe des Vorrechners 10 weiterhin eine durchschnittliche Signalleistung hat, die mit der Zeit erheblich variiert. In diesen Fällen wird eine separate Leistungsnormalisierungsfunktion angewandt.
1 zeigt eine Leistungsnormalisierung 20, die vor dem ADC 30 angeordnet ist. Die Leistungsnormalisierung 20 kann durch einen analogen AGC durchgeführt werden. Im System 100 der 1 wird das leistungsnormalisierte Signal (die Ausgabe des Leistungsnormalisierungsblockes 20) dann vom ADC 30 digitalisiert und dem Eingang des adaptiven Transversalfilters 40 zugeführt. Die Gleichung 1 definiert die Signalverarbeitung des Transversalfilters 40 unter Vorgabe der Eingabedaten und Koeffizientenvektoren. Der Ausgang des adaptiven Transversalfilters 40 trennt sich in zwei Wege auf, einen Signalweg und einen Steuerweg. Die Signalwegausgabe wird von einem Demodulationsblock derart demoduliert, dass sie das Inverse des für die ursprüngliche Modulation angewendeten Verfahrens darstellt. Nach der Demodulation kann das demodulierte Signal auch dekodiert werden, falls das ursprüngliche modulierte Signal auf irgendeine Weise kodiert war. Die Ausgabe des Demodulators 70 ist das wiedergewonnene Datensignal von Interesse.
Die Steuerwegausgabe wird zurück in einen Constant Modulus (CM) Fehlerschätzblock 60 eingegeben. Der CM Fehlerschätzblock 60 bestimmt eine Fehlerkostenfunktion gemäß Gleichung 3, die quasi die Differenz zwischen dem Modulus des Ausgangs des adaptiven Filters 40 und einem konstanten Wert R₂ ist (wie in Gleichung 4 definiert). Das Ergebnis dieser Bestimmung ist das Fehlerschätzsignal e_cm(k). Das Fehlerschätzsignal e_cm(k) (die Ausgabe des CM Fehlerschätzblockes 60) wird in einen Koeffizientenbestimmungsblock 50 eingegeben. Der Koeffizientenbestimmungsblock 50 bestimmt Koeffizientensignalanpassungen gemäß Gleichung 2. Die Koeffizientensignalwerte werden basierend auf dem Fehlerschätzsignal e_cm(k), den aktuellen Koeffizientensignalwerten W(k), der Adaptionsschrittgröße μ und dem konjugierten Eingangsdatensignal X*(k) angepasst. Wenn das Ganze wie beabsichtigt funktioniert, ändern sich die zu aufeinanderfolgenden Zeitschritten bestimmten Koeffizientenwertsignale in eine Richtung, die zur Minimierung der Fehlerkostenfunktion führt.
Das System 100 der 1 aus dem Stand der Technik nimmt an, dass die übertragene SOI als Eigenschaft einen konstanten Modulus hat. Wenn ein solches Signal einer Mehrwegestörung ausgesetzt ist (beispielsweise während der Übertragung), wird das empfangene Signal nicht länger eine Constant Modulus Eigenschaft haben (das durch die Mehrfachreflexion verursachte Kammfilterverhalten zerstört das Constant Modulus Verhalten). Der CM Fehlerschätzblock 60 des Systems 100 aus dem Stand der Technik bestimmt in Verbindung mit dem Koeffizientenbestimmungsblock 50 Koeffizientensignale für den Transversalfilter 40, die versuchen, die Ausgabe des Transversalfilters 40 zu einer Constant Modulus Eigenschaft zu bringen. Algorithmen, die dieses Verhalten erzeugen, werden als CMA (constant modulus algorithms) bezeichnet.
Für weitere Hintergrundinformationen wird sich auf das folgende bezogen:
ANDERE PUBLIKATIONEN

Douglas S C et al "Quasi-Newton filtered-error and filteredregressor algorithms for adaptive equalization and deconvolution".
J.R. Treichler und B.G. Agee, "A New Approach to Multipath Correction of Constant Modulus Signals," IEEE Trans. On ASSP, Bd. 31, Nr. 2, S. 459-472, April 1983.
Richard P. Gooch und Brian Daellenbach, "Prevention of Interference Capture in a Blind (CMA-Based) Adaptive Receive Filter," Konferenzaufzeichnung der 23. Asilomar Konferenz über Signals, Systems and Computers, Maple Press, S. 898-902, Nov. 1989.
Y.S. Choi, H. Hwang und D.I. Song, "Adaptive Blind Equalization Coupled with Carrier Recovery for HDTV Modem," IEEE Transactions on Consumer Electronics, Bd. 39, Nr. 3, S. 386-391, Aug. 1993.
Widrow, B. und Stearns, S. (1985). Adaptive Signal Processing. Prentice-Hall.

Es ist ein wichtiges Ziel der Erfindung, verbesserte Verfahren und Mittel für eine adaptive Transversalfilterung bereitzustellen.
Die vorliegende Erfindung analysiert das empfangene Signal, um zu bestimmen, ob ein überlappendes, benachbartes Störsignal vorliegt. Falls ein Störsignal erfaßt wird, wird die Initialisierung des adaptiven Filters auf eine Weise geändert, die die Konvergenzeigenschaft des Filters in Richtung der Lösung, die das gewünschte Signal auswählt und das Störsignal verwirft, erheblich verbessert. Der Prozeß, der die Initialisierung ändert, wird als Modusänderung des adaptiven Filters bezeichnet. Die vorliegende Erfindung betrifft einen modusgesteuerten blinden adaptiven Transversalfilter. Die Erfindung verbessert im Wesentlichen die Eigenschaften eines adaptiven Transversalfilters, gegen eine gewünschte Lösung zu konvergieren, wenn er unter nicht-idealen Bedingungen betrieben wird (d.h. Bedingungen, die zu einem Lösungsraum mit mehr als einem Minimum führen).
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine Demodulationsvorrichtung geschaffen mit
einem Transversalfilter mit Koeffizienten, der einen Signaleingang zum Empfang eines eine Modulation tragenden Signals, einen Koeffizienteneingang zum Empfangen von Koeffizientensignalen und einen Ausgang aufweist,
einem Koeffizientenbestimmer, der einen mit dem Signaleingang des Transversalfilters gekoppelten Eingang und einen mit dem Koeffizienteneingang des Transversalfilters gekoppelten Ausgang, der so eingerichtet und angeordnet ist, dass er die Koeffizienten darstellende Koeffizientensignale liefert, und einen ein Constant Modulus Fehlerschätzsignal empfangenden Constant Modulus Fehlereingang und einen ein Wechselmodusfehlerschätzsignal empfangenden Wechselmodusfehlereingang aufweist,
einem Constant Modulus Fehlerschätzer, der einen mit dem Ausgang des Transversalfilters gekoppelten Eingang und einen mit dem Constant Modulus Fehlereingang gekoppelten Ausgang aufweist, und gekennzeichnet ist durch
einen Wechselmodusfehlerschätzer, der einen mit dem Ausgang des Transversalfilters gekoppelten Eingang, einen Steuereingang und einen mit dem Wechselmodusfehlereingang gekoppelten Ausgang aufweist,
einen Spektralmittenfrequenzdetektor, der einen mit dem Ausgang des Transversalfilters gekoppelten Eingang und einen Ausgang aufweist, und
eine Wechselmodussteuerung, die einen mit dem Ausgang des Spektralmittenfrequenzdetektor gekoppelten Eingang und einen mit dem Steuereingang des Wechselmodusfehlerschätzers gekoppelten Ausgang aufweist.
Weitere Merkmale, Ziele und Vorteile werden aus der nachfolgenden Beschreibung in Verbindung mit der beigefügten Zeichnung deutlich, in der:
1 ein Blockdiagramm eines Systems aus dem Stand der Technik ist, das einen Constant Modulus Algorithmus zum Einstellen der Koeffizienten eines Transversalfilters verwendet, der im Pfad des Signals von Interesse angeordnet ist;
2a ein Blockdiagramm des modusgesteuerten adaptiven blinden Filters der vorliegenden Erfindung ist, mit einer Leistungsnormalisierung vor der Analog-Digital-Wandlung;
2b ein Blockdiagramm einer alternativen Ausführungsform des modusgesteuerten adaptiven blinden Filters der aktuellen Erfindung ist, bei der eine Leistungsnormalisierung vor der Analog-Digital-Wandlung auftritt;
3a ein Blockdiagramm eines vereinfachten Spektralmittenfrequenzdetektors ist;
3b ein Blockdiagramm eines idealisierten FM-Detektors aus dem Stand der Technik ist;
4a eine Blockdiagrammdarstellung der Betriebsweise einer Wechselmodussteuerung zum Bestimmen des Wechselmodussteuerungssignals α(k) ist;
4b eine Kurve der Modussteuerungvariable α_(k) bzgl. der Spektralmittenfrequenz (FM) des Ausgangs des adaptiven Transversalfilters ist;
5 ein Blockdiagramm eines FM-Stereoempfängers aus dem Stand der Technik ist, der einen Constant Modulus Algorithmus zum Einstellen von Koeffizienten eines im Pfad des SOI angeordneten Transversalfilters verwendet;
6a ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiel des modusgesteuerten adaptiven blinden Filters der vorliegenden Erfindung in einem FM-Stereoempfänger ist, bei dem die Leistungsnormalisierung-AGC in analoger Form implementiert und vor der Analog-Digital-Wandlung angeordnet ist; und
6b ein Blockdiagramm eines alternativen Ausführungsbeispiel des modusgesteuerten adaptiven blinden Filters der vorliegenden Erfindung in einem FM-Stereoempfängers ist, bei dem die Leistungsnormalisierung-AGC in digitaler Form implementiert und nach der Analog-Digital-Wandlung angeordnet ist.
Gleichungen 1, 3 und 4 in Kombination mit Gleichungen 5-7 stellen die mathematische Grundlage für den modusgesteuerten adaptiven blinden Transversalfilter der vorliegenden Erfindung dar. 2a ist ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels der Erfindung. 2b ist ein Blockdiagramm eines alternativen Ausführungsbeispiels der Erfindung.
Die den Transversalfilter charakterisierenden Koeffizienten sind in einem Vektor W gespeichert. Für einen durch N Koeffizienten charakterisierten Filter hat der Vektor W N Elemente. Die Anpassungen von L willkürlichen Koeffizientenvektorelementen, wobei N > L ≥ 1 ist, wird gemäß Gleichungen 2-4 bestimmt (d.h. ein oder mehrere Koeffizienten werden gemäß der Constant Modulus Fehlerschätzung e_cm angepasst). Die übrigen N-L Koeffizientenelemente werden gemäß der nachstehenden Gleichungen 6 und 7 angepasst. Der Index g bezieht sich auf die gemäß Gleichungen 2-4 angepassten L-Koeffizienten, und der Index h bezieht sich auf die anderen mit der Wechselmodusfehlerschätzung e_vm gemäß Gleichung 7 angepassten N-L Koeffizienten. Die L Koeffizienten müssen nicht durchgehend indizierte Elemente im Koeffizientenvektor W sein. Die gewählten L Elemente können irgendeine willkürliche Untermenge der N Koeffizientenelemente sein. wg(k + 1) = wg(k) – μecm(k)Xg *(k) Gleichung 5, wobei w, μ, e_cm(k) und x(k) wie zuvor definiert. wh(k + 1) = wh(k) – μevm(k)xh *(k) Gleichung 6 evm(k) =[|y(k)|2 – (1 – α(k))R]y(k) Gleichung 7, wobei das e_vm(k)-Signal als Wechselmodusfehlerschätzsignal bezeichnet wird, das α(k)-Signal als Moduswechselsignal bezeichnet wird, und R ein willkürlicher konstanter Wert ist. Die Erfindung ist nicht auf die Wahl von R beschränkt. In einem Ausführungsbeispiel wird R auf den Wert R₂ gesetzt, der in Gleichung 4 definiert ist. Bei dem Ausführungsbeispiel, bei dem die Erfindung in einem FM-Empfänger verwendet wird, ist E[y(k)] = R₀, so dass der Wert von R₂ = R₀ ² wird. Es sei bemerkt, dass R₀ konstant ist für FM.
Ferner wird in einem Ausführungsbeispiel der erste Koeffizient wo gemäß einem Constant Modulus Algorithmus entsprechend Gleichungen 2-4 eingestellt, und alle anderen Koeffizientensignale werden unter Verwendung der Wechselmodusfehlerkriterien gemäß Gleichungen 6-7 eingestellt.
Im System der 2a wird ein Eingangssignal zuerst vom Vorrechner 210 empfangen, der ähnlich wie der Vorrechner 10 des Systems 100 der 1 aus dem Stand der Technik arbeitet. Die Ausgabe des Vorrechners 210 gelangt dann durch den Leistungsnormalisierungsblock 220. Da diese Funktion vor dem ADC 230 angeordnet ist, wird sie typisch in analoger Form implementiert. Ein AGC-Schaltkreis kann zum Durchführen einer Leistungsnormalisierungsfunktion verwendet werden. AGC-Schaltungen sind im Stand der Technik bekannt und werden nicht detaillierter beschrieben.
2b ordnet die Leistungsnormalisierung 320 nach dem ADC 330 an. Wiederum kann eine AGC-Schaltung zum Bereitstellen der Leistungsnormalisierungsfunktion verwendet werden. In diesem Fall arbeitet die AGC-Funktion typisch in digitaler Form. Techniken zum Durchführen einer digitalen AGC-Funktion sind wohl bekannt und werden hier nicht weiter im Detail beschrieben.
Die Leistungsnormalisierungsfunktionen der oben beschriebenen Blöcke 220 und 320 treten vorzugsweise als Funktion der Zeit mit einer Rate auf, die ausreichend geringer als die Rate ist, mit der die Koeffizienten des adaptiven Filters angepasst werden, so dass der adaptive Filter gegen einer Lösung konvergiert.
Andere Ausführungsbeispiele können die Leistungsnormalisierung mit dem Algorithmus durchführen, der die Filterkoeffizienten einstellt. Ein Beispiel eines solchen Algorithmus ist der normalisierte LMS Algorithmus (NLMS). Die Leistungsnormalisierung wird im NLMS durch Teilen des Adaptionsschrittgrößenparameters m (der eine Konstante im LMS ist) durch eine Schätzung der im berechneten Fehlersignal enthaltenen Leistung durchgeführt. Der Durchschnittsfachmann kann diese Leistungsnormalisierungstechnik leicht zur Verwendung im CMA anpassen.
Die Erfindung ist nicht auf die Form der verwendeten Leistungsnormalisierungsfunktion eingeschränkt. Die Erfindung ist auch nicht auf den Ort der Leistungsnormalisierungsfunktion eingeschränkt. Die Leistungsnormalisierung kann in AGCs durchgeführt werden, die vor oder nach der Analog-Digital-Wandlung angeordnet sind, oder als Teil des adaptiven Filteralgorithmus enthalten sind. Ein Ausführungsbeispiel verwendet einen vor dem ADC angeordneten analogen AGC. Das Anordnen des AGC an dieser Stelle hat den Vorteil, dass der dynamische Bereich des ADC erhöht wird.
Die im Signalpfad angeordnete Leistungsnormalisierung arbeitet etwas anders als die innerhalb des adaptiven Algorithmus durchgeführte Leistungsnormalisierung, da die Leistungsnormalisierung innerhalb des adaptiven Algorithmus die Leistung im Fehlersignal, und nicht im SOI normalisiert. Der Effekt der Leistungsnormalisierung ist jedoch in jedem Fall im wesentlichen der gleiche. All die beschriebenen Leistungsnormalisierungsmethoden werden zum Verbessern der Adaptionsperformance des Systems verwendet, und all die beschriebenen Methoden erzielen ähnliche Verbesserungen.
In 2a wird die Ausgabe des Leistungsnormalisierungsblocks 220 dann vom ADC 230 digitalisiert, und die Ausgabe des ADC 230 wird dem Eingang des Transversalfilters 240 und dem Koeffizientensignalbestimmungsblock 250 zugeführt. In 2b wird die Ausgabe des Vorrechners 310 vom ADC 330 digitalisiert. Die Ausgabe des ADC 330 wird dem Leistungsnormalisierungsblock 320 zugeführt, der dann den Eingang des Transversalfilters 340 und des Koeffizientenbestimmungsblocks 350 speist.
Die Transversalfilter 240 und 340 verarbeiten Signale gemäß Gleichung 1, um Ausgaben bereitzustellen, die von den Eingangsdaten und dem Koeffizientenvektor abhängen. Die Ausgaben der Transversalfilter 240 und 340 werden in Datendemodulatoren 270 bzw. 370 und in Spektralmittenfrequenzdetektoren (SMFD) 272 bzw. 372 eingegeben. Die Funktion der Datendemodulatoren 270 und 370 ist das Wiederherstellen der gewünschten Modulation. Die Erfindung kann mit zahlreichen Modulationsverfahren verwendet werden, und ist nicht auf ein spezielles Verfahren beschränkt. Beim Ausführungsbeispiel zur Verwendung der Erfindung in einem Stereo RF FM Empfänger umfasst der Datendemodulator einen FM-Detektor.
Es kann eine zusätzliche Dekodierung des demodulierten Signals erforderlich sein, falls das modulierte Signal kodiert war. Die Erfindung ist nicht auf die Form der Kodierung und Dekodierung beschränkt, mit der sie zusammen verwendet wird.
Die SMFD 272 und 372 erfassen die mittlere Spektralfrequenz der Ausgabe der Transversalfilter 240 und 340. Dieses Signal wird als eine Anzeige des Vorliegens einer Störung benachbarter Kanäle verwendet. Hierzu kann irgendein Detektor verwendet werden, der die Eigenschaft besitzt, die mittlere Spektralfrequenz eines Signals zu erfassen, und die Erfindung ist nicht auf irgendeinen speziellen Detektortyp beschränkt. Die Detektoren können zur Verwendung mit der vorliegenden Erfindung in analoger oder digitaler Form realisiert werden, und können in Hardware oder Software oder als Kombination davon implementiert sein.
Ein SMFD kann wie in 3a implementiert sein. Der SMFD 110 der 3a setzt sich aus einem Momentanfrequenzdetektor 150 zusammen, der im Ausführungsbeispiel als ein FM-Detektor implementiert ist (FM-Detektoren erfassen typischerweise die Momentanfrequenz eines Signals), gefolgt von einer Mittelungsoperation, die vom Tiefpassfilter 52 durchgeführt wird. Das Tiefpassfiltern der Ausgabe eines FM-Detektors mittelt die Ausgabe des FM-Detektors, was zu einem Signal führt, das die mittlere Spektralfrequenz darstellt. Der Tiefpaßfilter 52 kann ein einfacher Tiefpassfilter erster Ordnung sein. Die Erfindung ist jedoch nicht auf den verwendeten Typ an Tiefpassfilter beschränkt. Der im SMFD 110 verwendete Tiefpassfilter muß nicht notwendigerweise irgendwelche speziellen Durchlassband- und Stoppband-Eigenschaften besitzen. Außerdem kann der Tiefpassfilter eine Skalierung durchführen, falls gewünscht. Es kann eine andere Verarbeitung für den Tiefpassfilter 52 ersetzt werden, um die Mittelungsfunktion durchzuführen (wie einen gleitenden Mittelwertfilter). Die Erfindung ist nicht auf die Verarbeitungsweise eingeschränkt, die zum Durchführen einer Mittelungsfunktion angewandt wird.
Im Ausführungsbeispiel eines FM-Empfängers wird der zum Erfassen der Momentanfrequenz verwendete FM-Detektor auch als der Datendemodulator verwendet. Dies ist in 6a und 6b gezeigt. Die Ausgaben der FM-Detektoren 870, 970 werden jeweils in zwei Wege aufgeteilt. Ein Weg führt zum Tiefpassfilter 875 und 975 (die Teile des SFMD sind), wie oben beschrieben. Der andere Pfad ist das gewünschte Signal, das erforderlichenfalls dekodiert werden kann.
Der FM-Detektor 120 ist in 3b gezeigt. FM-Detektoren können in analoger oder digitaler Form, in Hardware oder in Software oder einer Kombination daraus implementiert sein. Die Erfindung ist nicht auf die Art und Weise eingeschränkt, in der ein FM-Detektor implementiert ist. Ein Arg-Block 61 des FM-Detektors 120 extrahiert zuerst das Argument (oder Winkel) des modulierten Signals. Ein Entpackblock 62 entpackt dann den extrahierten Winkel zum Entfernen von Unstetigkeiten. Ein d/dt-Block 63 differenziert dann den entpackten Winkel bzgl. der Zeit. Die Ausgabe der Differentiation wird dann vom Verstärkungsblock 64 skaliert. Die Ausgabe des Verstärkungsblocks 64 ist das Signal von Interesse (die wiederhergestellten Daten).
FM-Detektoren sind im Stand der Technik weit bekannt, daher werden spezielle Ausführungsformen hier nicht weiter im Detail beschrieben. Ein FM-Detektor könnte in der vorliegenden Erfindung mit irgendeiner der zahlreichen bekannten Techniken implementiert sein.
Die SMFD-Ausgaben 272 und 372 werden den Wechselmodussteuerblöcken 274 bzw. 374 eingegeben, die diese Information zur Bestimmung verwenden, wie der Operationsmodus des adaptiven Filters geändert werden soll. Die Ausgabe der Wechselmodussteuerblöcke 274 und 374 ist das Moduswechselsignal α(k). Das α(k)-Signal ist eine Funktion der SMFD-Ausgabe. Das α(k)-Signal ist vorzugsweise eine positive, semidefinite, monotone, um Null herum symmetrische Funktion der Ausgabe des SMFD. Es gibt zahlreiche Funktionen, die erzeugt werden könnten, die die obigen Eigenschaften haben, und irgendeine von diesen kann bei der Erfindung angewandt werden. Irgendeine Funktion oder Funktionen, die den genannten Präferenzen genügen, würden bei der Erfindung arbeiten, und die Erfindung ist nicht auf die Form der Funktion, die zum Genügen dieser Präferenzen verwendet wird, eingeschränkt.
In einem Ausführungsbeispiel ist der Bereich an Werten für α(k) vorzugsweise zwischen 0 und 1 begrenzt (auch wenn die Erfindung nicht auf eine Operation nur in diesem Wertebereich eingeschränkt ist). Zudem implementiert das Ausführungsbeispiel ein kleines Totband, bei dem α(k) auf einem Wert Null für kleine Werte der SMFD-Ausgabe gehalten wird. Der Vorgang des Begrenzen des Wertebereiches von α(k) und das Hinzufügen eines Totbandbereiches ist nicht für die Funktion eines modusgesteuerten adaptiven Blindfilters erforderlich. Das Einbeziehen dieser Merkmale verbessert jedoch die Eigenschaften des Systems, sich an das gewünschte Signal anzupassen.
4a ist ein Blockdiagramm, das die Bestimmung des α(k)-Signals in einem Ausführungsbeispiel darstellt. Eine geeignete Annahme ist, dass der zum Erfassen der Mittenspektralfrequenz verwendete SMFD bei Basisbandfrequenzen arbeitet. Für ein FM-Signal am Basisband führt eine komplexe Frequenzmodulation zu einer Momentanfrequenz des modulierten Signals mit einer sowohl positiven als auch negativen Frequenzabweichung um die Mittenfrequenz . Die Ausgabe des SMFD ist ein um Null variierender Gleichspannungspegel.
Die vorliegende Erfindung kann bei IF- oder RF-Frequenzen arbeiten, falls erforderlich. Dies würde lediglich einen Offset zur Ausgabe des SMFD hinzuaddieren, der leicht in einer nachfolgenden Stufe entfernt werden könnte. Es ist jedoch geeignet, am Basisband zu arbeiten, da ein Entfernen dieses Offsets nicht benötigt wird. Das komplette, die Erfindung umfassende System könnte so skaliert werden, dass es bei IF- oder RF-Frequenzen arbeitet, ohne seine Allgemeingültigkeit zu verlieren.
Das Signal am Ausgang des Tiefpassfilters 52 des SMFD wird symmetrisch um Null (für den Betrieb beim Basisband) und monoton sein. Dies ist die Eingabe an die Wechselmodussteuerung 272 und 372, deren Operation weiter in Verbindung mit 4a beschrieben wird. Die Wechselmodussteuerung 130 aus 4a nimmt zuerst den Absolutwert der Ausgabe des Tiefpassfilters in einem Absolutwertblock 71. Das Hernehmen des Absolutwertes gibt dem resultierenden Signal eine positive semidefinite Eigenschaft. Dieses Signal besitzt zu diesem Zeitpunkt die Eigenschaften, die die Erfindung zu ihrem Funktionieren benötigt.
Ein Ausführungsbeispiel addiert eine Offsetkonstante 73 zur Ausgabe des Absolutwertblockes 71 unter Verwendung eines Addierers 72. Der Offset wird zum Bereitstellen eines Totbandes um Null für α(k) verwendet. Der Betrag des verwendeten Offsets kann für einen Feineinstellvorgang der Erfindung für spezielle Anwendungen variiert werden. Das Totband kann den α(k)-Signalwert für geringe Variationen der SMFD-Ausgabe um Null herum gleich Null setzen.
Das resultierende Signal gelangt dann durch den Verstärkungsblock 74 und den Sättigungsblock 75. Die Verstärkung ist ein weiterer Parameter, der für das Feinabstimmverhalten des Systems für spezielle Anwendungen eingestellt werden kann. Der Sättigungsblock 75 begrenzt in einem Ausführungsbeispiel das resultierende Signal auf Werte zwischen Null und Eins, auch wenn andere Bereichswerte gewählt werden könnten, falls gewünscht. In 4b ist eine Graphik gezeigt, die die Beziehung zwischen der SMFD-Ausgabe und α(k) im bevorzugten Ausführungsbeispiel darstellt.
Die Ausgaben der Transversalfilter 240 und 340 und der Wechselmodussteuerungen 274 und 374 sind die Eingaben an die Wechselmodusfehlerbestimmungsblöcke 273 und 373. Die Ausgabe der Wechselmodusfehlerbestimmungsblöcke 273 und 373 ist das Wechselmodusfehlerschätzsignal e_vm. Die Bestimmung von e_vm basiert auf diesen Eingaben und dem Wert der Konstante R (die der Erwartungswert des Modulus der Transversalfilterausgabe ist, und gleich R₀ in einem Ausführungsbeispiel ist), gemäß Gleichung 7.
Die Eingaben an die Constant Modulus Fehlerschätzblöcke 260 und 360 sind die Ausgaben der Transversalfilter 240 bzw. 340. Die Constant Modulus Fehlerschätzung wird gemäß Gleichung 3 bestimmt, und ist die gleiche, wie sie bzgl. des Constant Modulus Fehlerblocks 60 der 1 beschrieben worden ist.
Die Ausgaben der Fehlerschätzblöcke 260, 360, 273, 373 und die digitalisierten Eingangsdaten werden alle den Koeffizientenbestimmungsblöcken 250 und 350 zugeführt. Die Koeffizientenbestimmungsblöcke 250 und 350 bestimmen Koeffizientenanpasssignale gemäß Gleichungen 5 und 6. Gleichung 5 beschreibt die Anpassbestimmung für L Transversalfilterkoeffizient(en), der (die) gemäß einem Constant Modulus Fehlerkriterium anzupassen ist (sind), und Gleichung 6 beschreibt die Anpassberechnung für die N-L Transversalfilterkoeffizienten, die gemäß einem Wechselmodusfehlerkriterium anzupassen sind. Im Ausführungsbeispiel wird der erste Filterkoeffizient gemäß Gleichung 5 angepasst, und alle anderen Koeffizienten werden gemäß Gleichung 6 angepasst.
Das Moduswechsel-α(k)-Signal wird zum Modifizieren des Betrags der Konstante R verwendet, die bei der Bestimmung des e_vm[k]-Signals verwendet wird. Das heißt, dass das α(k)-Signal das Fehlerkostenfunktionssignal modifiziert, das zum Einstellen der N-L Koeffizientensignale des adaptiven Transversalfilters verwendet wird, die dazu bestimmt sind, basierend auf dem Wechselmodusfehlerkriterium angepasst zu werden (d.h. das α(k)-Signal variiert den Modus des Adaptivfilters).
Das α(k)-Signal ist eine Variable, die auf irgendeine Weise gesteuert werden kann. Wenn das α(k)-Signal auf Null gesetzt ist, ist e_vm[k] = e_cm [k] , und das auf dem Wechselmodusfehler basierende Koeffizientensignal ist identisch dem auf dem Constant Modulus Fehler basierenden Koeffizientenanpasssignal ist. Im Ausführungsbeispiel ist für den Fall, dass das α(k)-Signal = 0 ist, das Wechselmodusfehlerkriterium identisch dem Constant Modulus Fehlerkriterium, und eine Operation des Systems degeneriert in das CMA 2-2-Verhalten.
Der Operationsmodus des adaptiven Transversalfilters kann konstant gehalten werden oder kann eine Variation zulassen, indem entweder (a) das α(k)-Signal konstant gehalten wird oder (b) das α(k)-Signal auf irgendeine Weise zeitlich variierend gelassen wird. Die Erfindung ist nicht auf die Art und Weise beschränkt, in der der Wert der Modusvariable zeitlich verändert wird. Das Ausführungsbeispiel der Erfindung lässt zu, dass die Modusvariable sich zeitlich ändert.
Wie zuvor für das Ausführungsbeispiel bemerkt (bei dem das erste Filterkoeffizientensignal mit einem Constant Modulus Fehlerkriterium angepasst wird und die übrigen Koeffizientensignale mit einem Wechselmodusfehlerkriterium angepasst werden), verhält sich das System als ein CMA 2-2 basierter adaptiver Filter, wenn die Modusvariable auf Null gesetzt wird. Wenn die Modusvariable auf Eins gesetzt wird, verhält sich der adaptive Filter auf eine Weise, die als "Kurtosis-Weißwäscher (Kurtosis Whitener)" bezeichnet wird. Signalweißwäscher (Signal Whitener) sind im Stand der Technik bekannt (ein einstufiger linearer Prädiktor ist ein Beispiel) und werden oftmals verwendet, das Inverse der in einem Signal vorhandenen Energie als Funktion der Frequenz zu schätzen. Diese Verwendung ist auch die Funktion eines Kurtosis-Weißwäschers bei der Erfindung.
Der Kurtosis-Weißwäscher minimiert die Korrelation der Kubikzahl (dritte Potenz) der Filterausgabe gegen alle Abgriffe des adaptiven Filters außer dem ersten, der den normalisierten Kurtosis der Filterausgabe minimiert (mit der Einschränkung, dass der gemittelte Modulus bei oder nahe R gehalten wird). Der Kurtosis-Weißwäscher erzeugt eine glatte Schätzung des Inversen der Signalenergie.
Das Ausführungsbeispiel der Erfindung kann sein Verhalten zwischen dem Betrieb als ein CMA-basierter adaptiver Filter und dem Betrieb als ein Kurtosis-Weißwäscher variieren. Mit anderen Worten kann das System sein Verhalten zwischen dem Invertieren der Übertragungsfunktion der irgendwo im Signalpfad zwischen der Ausgabe einer Modulationsoperation und der Eingabe des Adaptivfilters angeordneten linearen Verarbeitung und dem Invertieren des Spektrums des am Filtereingang vorliegenden Signals ändern.
Das Verhalten des Ausführungsbeispiels der Erfindung für Moduswerte zwischen Null und Eins ist schwer exakt zu beschreiben. Das System hat Eigenschaften, die zwischen denen der oben diskutierten beiden Extreme variiert. Das heißt, dass das Verhalten des kompletten Systems glatt zwischen dem Invertieren der Übertragungsfunktion der zwischen dem Modulator und dem Transversalfilter angeordneten linearen Vorgänge und dem Invertieren des Spektrums des am Transversalfiltereingang vorliegenden Signals mit der Variation des α(k)-Signals variiert.
Das Verhalten der Erfindung, bei dem eine erste willkürliche Untermenge an Koeffizientensignal basierend auf einem Konstantfehlerkriterium angepasst wird und eine zweite komplementäre Menge an Koeffizientensignalen basierend auf einem Wechselmodusfehlerkriterium angepasst wird, ist auch schwer exakt zu beschreiben. Das Verhalten der Erfindung für den Fall, dass L klein im Vergleich zu N ist, wird ähnlich dem Verhalten sein, bei dem L = 1 ist, das oben für das Ausführungsbeispiel beschrieben wurde.
Die Erfindung arbeitet über einem Bereich an Moduswerten, anstatt zwischen einigen verschiedenen diskreten Werten (z.B. Null und Eins) umzuschalten. Der Moduswert steuert die Be stimmung der Fehlerschätzung für den Adaptivfilter. Änderungen im Moduswert treten vorzugsweise glatt auf.
Wenn ein starkes Störsignal vorliegt, arbeitet der Adaptivfilter vorzugsweise anfangs als ein Signalweißwäscher. Das wird bei der Erfindung durch die Aktion der SFMD-Blöcke 272 und 373 und der Wechselmodussteuerblöcke 274 und 374 bewirkt. Wenn ein Störsignal detektiert wird, wird die Ausgabe des SFMD 272 und 372 ungleich Null, und das Moduswechsel-α(k)-Signal steigt von Null auf einen irgendeinen positiven Wert an (zwischen Null und Eins im Ausführungsbeispiel), abhängig von der Stärke des Störsignals relativ zum gewünschten Signal. Der Modus des Adaptivfilters des Ausführungsbeispiels variiert so, dass er sich eher als ein Kurtosis-Weißwäscher verhält, wenn ein benachbartes Störsignal detektiert wird. Je stärker das Störsignal ist, umso größer wird der Wert des α(k)-Signals und umso stärker nähert sich das Verhalten des Adaptivfilters an das Kurtosis-Weißwaschen an.
Die Weißwasch-Kräfte des Adaptivfilters dämpfen die vom Störsignal hervorgerufene Energie bzgl. des gewünschten Signals, wenn das Störsignal stark ist. Das heißt, dass die Koeffizienten der Transversalfilter 240 und 340 durch die Wechselmodussteuerung 274 und 374 eingestellt worden sind, um eine Lösung zu finden, die das Störsignal bzgl. des gewünschten Signals dämpft, wenn das Störsignal stark ist. Diese Lösung wird einen Ort auf der Fehleroberfläche haben, der näher am Ort der Lösung des lokalen Minimums ist, die das gewünschte Signal bevorzugt und das Störsignal aussondert.
Nachdem das Signal weißgewaschen worden ist, wird die Ausgabe der Adaptivfilter 240 und 340, auf der die SFMD 272 und 372 die Detektion durchführen, ein flaches Spektrum haben. Die Glätt-(oder Weißwasch-)Operation vermindert den Pegel des an den Filterausgängen vorliegenden Störsignals bzgl. des gewünschten Signals, und im Ergebnis die Ausgaben der SFMD 272 und 372 entsprechend. Mit Abnahme der Ausgaben der SFMD 272 und 372 (das α(k)-Signal strebt gegen Null) , nähert sich das Fehlerkostenfunktionssignal dem CMA-Betrieb. Ein Vorteil der Erfindung ist, dass in diesem Fall das Fehlerkostenfunktionssignal sich dem CMA nähert, jedoch die Koeffizientensignale effektiv an einem Punkt initialisiert werden, von dem der CMA die gewünschte Lösung finden wird. Während das System die Koeffizientensignale weiter anpasst und die Lösung sich der gewünschten Lösung nähert, wird das an den Ausgängen der Transversalfilter 240 und 340 vorliegende Störsignal weiter gedämpft. Die Ausgabe der SFMD 272 und 372 fällt weiter bis zu dem Punkt ab, ab dem die in der Berechnung des α(k)-Signals enthaltene Totbandfunktion das α(k)-Signal auf Null setzt.
5a ist ein Blockdiagramm eines FM-RF-Empfängers aus dem Stand der Technik, der die Effekte der Mehrwegestörung auf einem empfangenem FM-Stereofunksignal zu vermindern versucht. Die einzigen Unterschiede zwischen dem System 600 aus 5a und dem System 100 aus 1 des Standes der Technik sind: 1) ein Vorrechnerblock 610 ist nunmehr als ein RF-Vorrechner gezeigt, 2) ein Leistungsnormalisierungsblock 220 ist durch einen AGC 620 ersetzt worden, 3) ein Demodulationsblock 70 ist durch den FM-Detektor 670 ersetzt worden, und 4) ein Demultiplexerblock 671 ist hinzugefügt worden. 5b ist ähnlich 5a, außer dass der AGC 720 hinter den AGC 730 gelegt, und digital statt analog implementiert worden ist. Die Performance des Systems 600 aus 5a und des Systems 700 aus 5b sind andernfalls identisch, so dass nun nur noch der Betrieb des Systems 600 nachstehend weiter diskutiert wird.
Der FM-Detektor 670 demoduliert das FM-Signal und der Demultiplexer 671 trennt das demodulierte Signal in separate linke und rechte Kanalaudiosignale. Den Demultiplexer 671 kann man sich so vorstellten, als ob er eine Datendekodierfunktion bereitstellt. Dieses System arbeitet auf die gleiche Weise, wie sie für das allgemeine System 100 der 1 beschrieben worden ist. Das System 600 passt die Koeffizientensignale des Transversalfilters 640 mit dem Versuch an, die Ausgabe des Transversalfilters 640 so einzustellen, dass sie eine Constant Modulus Charakteristik hat.
Die Erfindung ist insbesondere vorteilhaft bei Verwendung in einem FM-Empfänger. Eine Störung benachbarter Kanäle liegt oftmals in FM-Empfängern vor, insbesondere bei Mobilempfängern (wie in Fahrzeugen). Ferner können die relativen Signalstärken benachbarter Kanäle in einem Mobilempfänger erheblich variieren, da eine Bewegung des Empfängers dazu führt, dass die relativen Übertragungsfunktionen zwischen der Quelle des gewünschten und des Störsignals bzgl. des Empfängers variieren.
6a ist ein Blockdiagramm des Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung, das in einem RF-Stereo-FM-Empfänger verwendet wird. Dieses System ist sehr ähnlich dem System aus 2a im Betrieb, mit den folgenden kleinen strukturellen Unterschieden; 1) der Vorrechner 210 ist durch den RF-Vorrechner 810 ersetzt worden; 2) der Abwärtswandler-ADC 830 ist durch den ADC 230 ersetzt worden; 3) der Leistungsnormalisierungsblock 220 ist durch den AGC 820 ersetzt worden; 4) der FM-Detektor 870 wird in Kombination mit einem Tiefpaßfilter 875 verwendet, der den SFMD 372 ersetzt; 5) der als Teil des SFMD verwendete FM-Detektor 870 ersetzt auch den Datendemodulator 270 (da die Modulation von Interesse hier die Frequenzmodulation ist) und 6) eine Demultiplexfunktion 871 ist hinzugefügt worden, um das linke und das rechte Stereokanalsignal vom Ausgang des Demodulators zu extrahieren. 6b ist im wesentlichen identisch mit dem System aus 6a, außer dass die Leistungsnormalisierung in Form eines AGC nach dem AGC angeordnet und in digitaler Form implementiert ist. Der Betrieb der Systeme 800 und 900 ist im wesentlichen identisch, außer der Anordnung der AGC-Funktion. Daher wird lediglich der Betrieb des Systems 800 beschrieben. Der Betrieb des Systems 900 kann direkt aus der Beschreibung des Systems 800 abgeleitet werden.
Der Abwärtswandler-ADC 830 ist zur Erläuterung gezeigt, dass die Funktionen des Adaptivfilters und der Modussteuerung bei Basisbandfrequenzen arbeiten. Die Abwärtswandler-ADCs sind im Stand der Technik wohl bekannt und werden hier nicht weiter im Detail beschrieben. Ein Abwärtswandler-ADC führt gleichzeitig eine Digitalisierung eines Signals und eine Frequenzumwandlung (von RF oder IF zum Basisband) durch. Es können auch getrennte Digitalisierungs- und Abwärtswandlungsschritte angewandt werden, und die Erfindung ist nicht darauf beschränkt, wie diese speziellen Funktionen durchgeführt werden.
Einige Blöcke sind zu Klarheitszwecken weggelassen worden. Beispielsweise sind keine Antialias-Filter, D/A-Wandler und Rekonstruktionsfilter gezeigt worden. Der Durchschnittsfachmann kann die erforderlichen Verarbeitungsschritte implementieren, um die Signale erforderlichenfalls zwischen analoger und digitaler Form zu wandeln. Im System der 6b würde eine logische Stelle zum Durchführen der D/A-Wandlung im Pfad zwischen dem FM-Detektor 870 und dem Demultiplexer 871 sein. Mit dieser Anordnung könnte der gesamte adaptive Algorithmus komplett im Digitalbereich durchgeführt werden, ohne zusätzliche A/D (die erforderlich wäre, falls der FM-Detektor als Analogfunktion implementiert wäre).
Selbstverständlich kann der Durchschnittsfachmann zahlreiche Modifikationen und Ausgangspunkte an den hier offenbarten Vorrichtungen und Techniken vornehmen, ohne die erfindungsgemäßen Konzepte zu verlassen. Daher ist die Erfindung so auszulegen, als ob sie alle und jedes neue Merkmal und neue Kombination von Merkmalen, die in den hier offenbarten Vorrichtungen und Techniken vorliegen oder in ihnen enthalten sind, umfasst, und lediglich vom Umfang der Ansprüche eingeschränkt ist.
FIGURENLEGENDE
1

PRIOR ART STAND DER TECHNIK
10 FRONT END VORRECHNER
20 POWER NORMALIZATION LEISTUNGSNORMALISIERUNG
30 ADC ADC
40 TRANSVERSAL FILTER TRANSVERSALFILTER
50 COEFFICIENT DETERMINATION KOEFFIZIENTENBESTIMMUNG
60 CM ERROR ESTIMATION CM-FEHLERSCHÄTZUNG
70 DEMODULATOR DEMODULATOR

2A

210 FRONT END VORRECHNER
220 POWER NORMALIZATION LEISTUNGSNORMALISIERUNG
230 ADC ADC
240 TRANSVERSAL FILTER TRANSVERSALFILTER
250 COEFFICIENT DETERMINATION KOEFFIZIENTENBESTIMMUNG
260 CM ERROR ESTIMATION CM FEHLERSCHÄTZUNG
270 DATA DEMODULATOR DATENDEMODULATOR
272 SMFD SMFD
273 VM ERROR ESTIMATION VM-FEHLERSCHÄTZUNG
274 VARIABLE MODE CONTROLLER WECHSELMODUSSTEUERUNG

2B

310 FRONT END VORRECHNER
330 ADC ADC
320 POWER NORMALIZATION LEISTUNGSNORMALISIERUNG
340 TRANSVERSAL FILTER TRANSVERSALFILTER
350 COEFFICIENT DETERMINATION KOEFFIZIENTENBESTIMMUNG
360 CM ERROR ESTIMATION CM-FEHLERSCHÄTZUNG
370 DATA DEMODULATOR DATENDEMODULATOR
372 SMFD SMFD
373 VM ERROR ESTIMATION VM-FEHLERSCHÄTZUNG
374 VARIABLE MODE CONTROLLER WECHSELMODUSSTEUERUNG

3A

51 INSTANTANEOUS DETECTOR MOMENTANFREQUENZDETECTOR FREQUENCY
52 LOW PASS FILTER TIEFPASSFILTER

3B

PRIOR ART STAND DER TECHNIK
62 UNWRAP ENTPACKE

4A

71 ABSOLUTE VALUE ABSOLUTWERT
73 CONSTANT OFFSET KONSTANTER OFFSET
75 SATURATION SÄTTIGUNG

5A

PRIOR ART STAND DER TECHNIK
610 FRONT END VORRECHNER
620 ADC ADC
630 DOWN CONVERTING ADC ABWÄRTSWANDLER-ADC
640 TRANSVERSAL FILTER TRANSVERSALFILTER
650 COEFFICIENT DETERMINATION KOEFFIZIENTENBESTIMMUNG
660 CM ERROR ESTIMATION CM-FEHLERSCHÄTZUNG
670 FM DETECTOR FM-DETECTOR
671 DEMULTIPLEXER DEMULTIPLEXER

5B

PRIOR ART STAND DER TECHNIK
710 FRONT END VORRECHNER
730 DOWN CONVERTING ADC ABWÄRTSWRNDLER-ADC
730 DIGITAL ADC DIGITALER ADC
740 TRANSVERSAL FILTER TRANSVERSALFILTER
750 COEFFICIENT DETERMINATION KOEFFIZIENTENBESTIMMUNG
760 CM ERROR ESTIMATION CM FEHLERSCHÄTZUNG
770 FM DETECTOR FM-DETECTOR
771 DEMULTIPLEXER DEMULTIPLEXER

6A

810 RF FRONT END RF-VORRECHNER
820 AGC AGC
830 DOWN CONVERTING ADC ABWÄRTSWANDLER-ADC
840 TRANSVERSAL FILTER TRANSVERSALFILTER
650 COEFFICIENT DETERMINATION KOEFFIZIENTENBESTIMMUNG
860 CM ERROR ESTIMATION CM-FEHLERSCHÄTZUNG
870 FM DETECTOR FM-DETECTOR
871 DEMULTIPLEXER DEMULTIPLEXER
873 VM ERROR ESTIMATION VM-FEHLERSCHÄTZUNG
874 VARIABLE MODE CONTROLLER WECHSELMODUSSTEUERUNG
875 LOW PASS FILTER TIEFPASSFILTER

6B

910 RF FRONT END RF-VORRECHNER
930 DOWN CONVERTING ADC ABWÄRTSWANDLER-ADC
920 AGC AGC
940 TRANSVERSAL FILTER TRANSVERSALFILTER
950 COEFFICIENT DETERMINATION KOEFFIZIENTENBESTIMMUNG
960 CM ERROR ESTIMATION CM-FEHLERSCHÄTZUNG
970 FM DETECTOR FM-DETECTOR
971 DEMULTIPLEXER DEMULTIPLEXER
973 VM ERROR ESTIMATION VM-FEHLERSCHÄTZUNG
974 VARIABLE MODE CONTROLLER WECHSELMODUSSTEUERUNG
975 LOW PASS FILTER TIEFPASSFILTER

Claims

Demodulationsvorrichtung mit: einem Transversalfilter (240) mit Koeffizienten, der einen Signaleingang zum Empfangen eines eine Modulation tragenden Signals, einen Koeffizienteneingang zum Empfangen von Koeffizientensignalen und einen Ausgang aufweist, einem Koeffizientenbestimmer (350), der einen mit dem Signaleingang des Transversalfilters (240) gekoppelten Eingang und einen mit dem Koeffizienteneingang des Transversalfilters (240) gekoppelten Ausgang aufweist, der so eingerichtet und angeordnet ist, dass er die Koeffizienten darstellende Koeffizientensignale liefert, und einen ein Constant Modulus Fehlerschätzsignal empfangenden Constant Modulus Fehlereingang und einen ein Wechselmodusfehlerschätzsignal empfangenden Wechselmodusfehlereingang aufweist, einem Constant Modulus Fehlerschätzer (360), der einen an den Ausgang des Transversalfilters (240) gekoppelten Eingang und einen an den Constant Modulus Fehlereingang gekoppelten Ausgang aufweist, und gekennzeichnet ist durch einen Wechselmodusfehlerschätzer (273, 373), der einen an den Ausgang des Transversalfilters (240) gekoppelten Eingang, einen Steuereingang und einen an den Wechselmodusfehlereingang gekoppelten Ausgang aufweist, einen Spektralmittenfrequenzdetektor (272, 372), der einen an den Ausgang des Transversalfilters (240) gekoppelten Eingang und einen Ausgang aufweist, und eine Wechselmodussteuerung (274, 374), die einen an den Ausgang des Spektralmittenfrequenzdetektors (272, 372) gekoppelten Eingang und einen an den Steuereingang des Wechselmodusfehlerschätzers (273, 373) gekoppelten Ausgang aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, ferner mit einem Datendemodulator (270), dessen Eingang mit dem Ausgang des Transversalfilters (240) gekoppelt ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die Quelle des Signals, das an den Eingang des Transversalfilters (240) und des Koeffizientenbestimmers (350) gekoppelt ist, eine Serienkombination eines Leistungsnormalisierers (AGC) und eines Analog-Digital-Wandlers (330) ist, die so eingerichtet und angeordnet ist, dass sie ein digitales Signal an den Transversalfilter (240) und den Koeffizientenbestimmer (350) liefert.
Vorrichtung nach Anspruch 3, bei dem der Analog-Digital-Wandler (330) zwischen den Eingang des Transversalfilters (240) und den Leistungsnormalisierer (AGC) geschaltet ist.
Vorrichtung nach Anspruch 3, bei dem der Leistungsnormalisierer (AGC) zwischen den Transversalfiltereingang und den Analog-Digital-Wandler (330) geschaltet ist.