DE3854074T2

DE3854074T2 - Interferenzkompensator und Verfahren zur Kompensation einer Interferenz.

Info

Publication number: DE3854074T2
Application number: DE3854074T
Authority: DE
Inventors: Yoshihiro Nozue; Toshiyuki Takizawa
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1987-11-10
Filing date: 1988-11-10
Publication date: 1995-12-07
Anticipated expiration: 2008-11-11
Also published as: EP0315990B1; EP0315990A2; DE3854074D1; EP0315990A3; CA1338153C; US4992798A

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

1. Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Störungskompensator gemäß dem Oberbegriff des nachstehenden Anspruchs 1. Insbesondere betrifft sie einen Kreuzpolarisations- Störungskompensator.
Die JP-A-61 5642 offenbart eine Kompensationssignal- Erzeugungseinrichtung und eine Steuereinrichtung, die die Amplitude eines Kompensationssignals in Abhängigkeit von einer Schwebungsamplituden-Modulationskomponente steuert, die proportional zu der Störung ist.
Ein Kreuzpolarisations-Störungskompensator für QAM- Digitalfunksysteme mit asynchronen Takt und Trägersignalen ist in einem Artikel von Lankl offenbart, der auf Seite 15.3.7 der Proceedings of the IEEE Global Telecommunications, Houston, Texas, USA, Dezember 1986 beginnt.
Bei einem Digitalfunkübertragungssystem zum Übertragen von unabhängigen dualen Daten unter Verwendung von Kreuzpolarisationen, beispielsweise vertikalen (V) und horizontalen (H) Polarisationen des gleichen Kanals wird allgemein ein XPIC (Kreuzpolarisations-Störungskompensator) unter Verwendung eines Kilters vom Transversaltyp als eine Einrichtung zur Kompensation von XPD (Kreuzpolarisations- Unterschediung) verwendet, die sich in dem Übertragungspfad oder Schaltungselement verschlechtert.
Vor XPIC der vorliegenden Erfindung kompensiert die Kreuzpolarisationsstörung und verursacht selbst keine Verschlechterung der XPD.

2. Beschreibung des relevanten Standes der Technik

Figur 1 ist ein Beispiel eines herkömmlichen Equalizers oder Ausgleichers vom Transversaltyp. In Figur 1 ist ein in einem Mehrpegel-QAM-System verwendeter transversaler Equalizer vom analogen Typ dargestellt. Ein Zwischensymbol-Störungselement für das Hauptsignal (nicht dargestellt) der Kanäle I und Q der horizontalen Polarisation wird an dem Ausgangsanschluß O erhalten und die anfängliche Wellenform, die keine Störungsverzerrung umfaßt, kann durch Entfernung des Zwischensymbol-Störungselements von dem Hauptsignal zurückgewonnen werden.
Wie in Figur 1 gezeigt, sieht der herkömmliche Transversal Equalizer für den Kanal I in Kaskade geschaltete Verzögerungsleitungen 21-1 bis 21-6 mit einer Verzögerungszeit und Konstantenmultiplizierer 22-1 bis 22-7, die vor oder nach die Verzögerungsleitungen geschaltet sind, vor. Ferner sind für den Kanal Q Verzögerungsleitungen 23-1 bis 23-6 und Konstantenmultiplizierer 24-1 bis 24-7 vorgesehen.
Die Konstantenmultiplizierer 22-1 bis 22-7 und 24-1 bis 24-7 empfangen jeweils konstante Faktoren C&submin;&sub3; bis C&sub3; und D&submin;&sub3; bis D&sub3; von einer Steuerschaltung 25 und geben Abgriffsausgänge zur Ausgleichung an einen Addierer 26 ab. Der Addierer 26 addiert die Abgriffsausgänge analog und gibt das Ergebnis an den Ausgangsanschluß O aus.
Allgemein kann der Konstantenmultiplizierer in der Praxis als ein veränderliches Dämpfungsglied mit einer Phaseninvertierungsfunktion und einem Dynamikbereich von ungefähr 40-60 dB ausgeblldet werden. Ihm wird die Phaseninformation in Abhängigkeit von einer positiven oder negativen Steuerspannung gegeben. Dem Konstanten- Multiplizierer wird in der Praxis ebenfalls die Dämpfungsinformation durch einen Absolutwert der Steuerspannung der Steuerschaltung 25 gegeben.
Jeder Konstantenmultiplizierer ermittelt den erforderlichen Abgriffsausgang durch Empfang einer Konstanten eines Abgriffs von der Steuerschaltung 25, gibt aber auch ein konstantes Restverschlechterungselement aus, selbst wenn das Hauptsignal sich nicht verschlechtert. Da die einzelnen Restverschlechterungselemente von jedem Konstanten- Multiplizierer in dem Addierer 26 kombiniert werden ist das sich ergebende Gesamtrestverschlechterungselement so groß, daß es nicht vernachlässigt werden kann. Wenn insbesondere eine ablaufende Verzögerungszeitdifferenz eines auszugleichenden Schwunds zu groß wird, da eine Anzahl von Konstatenmultiplizierern ansteigt und die Konstantenmultiplizierer für beide Kanäle I und Q in der QAM benötigt werden, wird das Gesamtrestverschlechterungselement aufgrund der Anzahl von verwendeten Konstantenmultiplizierern beträchtlich. Deshalb ergibt sich ein Problem darin, daß das Hauptsignal, selbst wenn sich das Signal nicht verschlechtert hat, eine intensiviertere feste Verschlechterung von dem Ausgleicher vom Transversaltyp in dem Kreuzpolarisations- Störungskompensator empfängt.
Wenn beispielsweise angenommen wird, daß ein Konstantenmultiplizierer einen dynamischen Bereich von 50 dB aufweist, dann stellt ein Transversaltyp-Ausgleicher mit fünf Angriffen ein D/U (erwünschtes/unerwünschtes) Verhältnis von 40 dB bereit. Allerdings stellt ein Ansgleicher mit 7 Angriffen ein D/U-Verhältnis von 39 dB bereit und ein Ausgleicher mit 9 Angriffen stellt ein D/U-Verhältnis von 38 dB dar. Ganz offensichtlich verschlechtert sich das D/U- erhältnis mit Ansteigen der Anzahl von Angriffen.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Angesichts der Probleme im Zusammenhang mit dem Stand der Technik ist es deshalb eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Anstieg der festen Verschlechterung eines Hauptsignals zu verhindern, wenn ein Kompensationssignal angewendet wird.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine Störung durch ein in dem Hauptsignal erhaltenes sekundäres Signal erfaßt und ein Ausgang des Transversalfilters wird gedämpft, wenn die Störung relativ klein ist. Eine Störung kann direkt ermittelt werden, indem der in dem Hauptsignal enthaltene Hauptsignaltakt und das Schwebungselement durch den sekundären Signaltakt erfaßt wird. Ferner kann die Störung auch indirekt von dem Abgriffssteuersignal eines transversalen Filters ermittelt werden.
Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Störungskompensator gemäß dem Kennzeichnungsteil des nachfolgenden Anspruchs 1 vorgesehen.
In einem zweiten Aspekt umfaßt die vorliegende Erfindung ferner einen Kompensationssignalgenerator zur Verwerdung in dem Störungskompensator des Anspruchs 1, zur Erzeugung eines Kompensationssignals für ein Störungssignal, umfassend eine vorgegebene Anzahl von ersten Kanalverzögerungseinheiten, die auf dem ersten Kanal in Reihe geschaltet sind, eine vorgegebene Anzahl von zweiten Kanalverzögerungseinheiten, die auf dem zweiten Kanal in Reihe geschaltet sind, eine vorgegebene Anzahl von ersten Kanalabgriffskonstanten- Multiplizierern, wobei die vorgegebene Anzahl 1 mehr als die vorgegebene Anzahl von ersten Kanalverzögerungseinheiten ist, die in Zweigen von den ersten Kanälen vor und nach jeder der ersten Kanalverzögerungseinheiten angeschlossen sind, eine vorgegebene Anzahl von zweiten Kanalabgriffs- Konstantenmultiplizierern, wobei die vorgegebene Anzahl eins mehr als die vorgegebene Anzahl von zweiten Kanalverzögerungseinheiten ist, die den Zweigen von dem zweiten Kanal vor und nach jeder zweiten Kanalverzögerungseinheit angeschlossen sind, und eine Vielzahl von Addierern zum Addieren von Ausgängen von vorgegebenen der ersten und zweiten Kanalabgriffs- Konstantenmultiplizierern, und gekennzeichnet durch eine Wielzahl von veränderlichen Dämpfern, die einem der Addierer entsprechen und zum Empfang eines Signals davon angeschlossen sind, wobei jeder der veränderbaren Dämpfer den Ausgang seiner jeweiligen Addierer dämpft und eine Addierereinrichtung, die mit den veränderlichen Dämpfern verbunden ist, zum Empfangen und Addieren von Ausgängen des veränderlichen Dämpfers und zum Ausgeben des Kompensationssignals.
Gemäß einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren zur Störungskompensation gemäß Anspruch 19 vorgesehen.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

In den Zeichnungen zeigen:
Figur 1 ein Blockschaltbild eines Störungskompensators gemäß dem Stand der Technik;
Figur 2 ein grundlegendes Blockschaltbild von ersten und zweiten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung;
Figur 3 ein ausführliches Blockschaltbild der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Figur 4 ein ausführliches Blockschaltbild der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Figur 5 ein Blockschaltbild einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Figur 6 ein Blockschaltbild einer Steuerschaltung zur Erzeugung der Steuersignale für die in Figur 5 dargestellte Ausführungsform:
Figur 7 ein Schaltbild, welches einen Abschnitt der in Figur 6 gezeigten Steuerschaltung darstellt.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Figur 2 ist ein grundlegendes Blockschaltbild der vorliegenden Erfindung.
In dieser Figur wird eine vertikale polarisierte Welle einem Demodulator 1 eingegeben, der ein Basisbandsignal über Kanäle I und Q nach Beseitigung einer Wellenformverzerrung in der polarisierten Welle V ausgibt.
Eine horizontal polarisierte Welle H wird einer Kompensationssignal-Erzeugungsschaltung 2 eingegeben, die einen Abgriffsausgang zur Ausgleichung des Basisbandsignals ausgibt. Wenn sich die XPD des Basisbandsignals, die der Ausgang des Demodulators 1 ist, verschlechtert, werden die Schalter 31, 32 geschlossen und das Störungselement kann von dem Basisbandsignal der V-polarisierten Welle durch Subtraktion des Abgriffsausgangs, der der Ausgang der Kompensationssignal-Erzeugungsschaltung 2 ist, von den I und Q-Kanalelementen des Basisbandsignals an Addierern 41 bzw. 42, die eine Addiereinheit 4 umfassen, beseitigt werden.
Eine Entscheidungsschaltung 5 tastet Ausgänge der Addierer 41, 42 ab und ermittelt die demodulierten Daten in Abhängigkeit von einem Taktsignal, das eine Zeitgaben- Zurückgewinnungs-Schaltung 61 aus dem Ausgang des Addierers 41 ermittelt.
Allgemein unterscheiden sich die Frequenzen von durch die V- -und H-polarisierten Wellen übertragenen Daten geringfügig. Wenn sich die XPD verschlechtert, da das Störungselement in das Basisbandsignal des Ausgangs des Demodulators 1 gemischt wird, wenn das Taktsignal durch die Zeitgaben- Zurückgewinnungsschaltung 42 auf Grundlage eines derartigen verschlechterten Signals zurückgewonnen wird, wird ein mit einer niedrigen Frequenz moduliertes Element mit einer Differenzfreguenz Δf der Datenrate zwischen den polarisierten Wellen V und H zu dem zurückgewonnenen Taktsignal addiert, da das kreuzpolarisierte Element gemischt wird. Eine erschlechterung der XPD kann durch eine Doppelweggleichrichtung des modulierten Elements (Schwebungselement) Δf erfaßt werden. Während die XPD des Basisbandausgangs des Demodulators 1 sich nicht verschlechtert, wendet die Zeitgaben- Zurückgewinnungsschaltung 62 den Ausgang des Kompensationssignal-Erzeugungsschaltung 2 auf die Addierer 41, 42 nicht an; vielmehr werden die Schalter 31, 32 ausgeschaltet. In dieser Weise kann ein Anstieg einer durch die Kompensationssignal-Erzeugungsschaltung 2 verursachte feste Verschlechterung, wenn keine Ausgleichung durchgeführt wird, verhindert werden.
Figur 3 ist ein ausführliches Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform der in Figur 2 allgemein dargestellten vorliegenden Erfindung.
In dieser Figur wird ein einem IF-Eingangsanschluß IV eingegebene Signal durch einen ersten Orthogonaldetektor 11 detektiert und demoduliert. Der erste Orthogonaldetektor 11 gibt das demodulierte Signal über Kanäle I und Q aus. Der Orthogonaldetektor 11 wird gebildet durch ein Hybrid (H) 111, das das empfangene Signal trennt, einen Phasenschieber 113, der Phasen des Trägers verschiebt und ein Paar von Referenzträgern mit einer Phasendifferenz von 90º erzeugt und Detektoren oder Mischer 114 und 115, die synchron die abgetrennten empfangenen Signale mit den Referenzträgern erfassen. Der Ausgang des Orthogonaldetektors 11 wird durch einen transversalen Ausgleicher in der Wellenform ausgeglichen, um die Wellenformverzerrung zur entfernen.
Das Signal einer unterschiedlichen polarisierten Wellenseite wird einem IF-Eingangsanschluß IH eingegeben und durch einen zweiten Orthogonaldetektor 12 wie das Hauptsignal orthogonal detektiert. Dieses Signal wird demoduliert und das demodulierte Signal wird durch die Kompensationssignal- Erzeugungsschaltung 2 verarbeitet, die ein Transversaltyp- Filter verwendet. Das Ausgangssignal von der Kompensationssignal-Erzeugungsschaltung 2 wird mit dem Ausgang des Transversalausgleichers 7 an der Addiereinheit 4 kombiniert, um das Polarisationsstörungselement auszugleichen.
Die Zeitgabenzurückgewinnungsschaltung 61 wird gebildet durch einen Doppelweggleichrichter 611, einen Tankbegrenzer bestehend aus einem Bandverzögerer 612 und einem Komparator 613, und einer Phasenvergleicherschleife bestehend aus einem Phasenkomparator 614, einem Schleifenfilter 615 und einem spannungsgesteuerten Oszillator 616. Diese Schaltung 61 gewinnt das Taktsignal aus einem Ausgang des Addierers 41 zurück. In Abhängigkeit von dem Taktsignal tastet die Entscheidungsschaltung 5 das von der Addiereinheit 4 ausgegebene Basisbandsignal mit Kanälen I und Q ab und gibt einen digitalen Datenzug an Ausgangsanschlüsse OI, OQ aus. Eine Steuerschaltung 8 empfängt ebenfalls die Ausgänge der Entscheidungsschaltung 5 und Signalinformationen von der Kompensationssignal-Erzeugungsschaltung 2 und erzeugt ein Steuersignal für den transversalen Ausgleicher 7 und die Kompensationssignal-Erzeugungsschaltung 2.
Wenn sich die XPD verschlechtert hat, umfaßt der Ausgang der Addiereinheit 4 das Störungs- oder Interferenzelement. Die Zeitgabenzurückgewinnungsschaltung 62 empfängt ebenfalls das der Addiereinheit 4 eingegeben Signal mit dem Störungselement und erfaßt die Existenz des Störungselements.
Die Zeitgabenzurückgewinnungs-Schaltung 62 ist gebildet aus einem Doppelweggleichrichter 621, einem Tankbegrenzer umfassend einen Bandpassfilter 622 und einen Komparator 623, einem Phasenkomparator 624, einem Schleifenfilter 625, einem spannungsgesteuerten Oszillator 662, einem Bandpassfilter 627, einem Doppelweggleichrichter 628 und einer Entscheidungsschaltung 629.
Das Signal mit dem Störungselement, das ein Ausgang des transversalen Ausgleiches 7 ist, wird der Zeitgabenzurückgewinnungsschaltung 62 eingegeben. Das Signal wird zunächst durch den Doppelweggleichrichter 621 gleichgerichtet und danach durch eine Phasenvergleicherschleife bestehend aus dem Phasenkomparator 624, dem Schleifenfilter 625 und dem spannungsgesteuerten Oszillator 626 verarbeitet, nachdem es durch das Bandpaßfilter 622 und den Komparator 623 verarbeitet wird. Das Schwebungselement der Amplitude, das ein Frequenzdifferenzelement eines Paares von Datenraten des Hauptsignals und des Störungssignals ist und einem Grad einer Verschlechterung der XPD (einem Betrag eines Störungselements) entspricht, wird an dem Ausgangsanschluß des Schleifenfilters 625 erzeugt. Dieses Schwebungselement wird mit einem Bandpassfilter 627 extrahiert und dann durch den Doppelweggleichrichter 628 und die Entscheidungsschaltung 629 erfaßt, um eine der Amplitude des Schwebungselements proportionale Spannung zu ermitteln. Diese Spannung steuert einen variablen Dämpfer 33. Wenn ein Ausgang der Zeitgabenzurückgewinnungsschaltung 62 sich Null nähert, dann steigt die Dämpfung durch den variablen Dämpfer 33 entsprechend an.
Anstelle des variablen Dämpfers 33 können die Schalter 31, 32, wie in Figur 2 gezeigt, verwendet werden. In der in Figur 3 dargestellten Ausführungsform kann das Schwebungselement auch durch einen Phasenvergleich mit dem PLL-Aufbau ermittelt werden, aber die vorliegende Erfindung ist nicht nur auf einen derartigen Aufbau beschränkt.
Figur 4 ist ein Blockschaltbild, welches die zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. In Figur 4 tragen Elemente wie die in Figur 3 dargestellten die gleichen Bezugszeichen.
Die in Figur 4 dargestellte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist der in Figur 3 dargestellten sehr ähnlich, wobei sich der einzige Unterschied in der Zeitgabenzurückgewinnungsschaltung 62' aus Figur 4 findet. in der Zeitgabenzurückgewinnungsschaltung 62' wird ein Ausgang eines Tankbegrenzers bestehend aus einem Bandpaßfilter 622' und einem Komparator 623' phasenmäßig mit dem durch die Zeitgabenzurückgewinnungsschaltung 61 ausgegebenen Taktsignal verglichen. Da der Ausgang der Zeitgabenzurückgewinnungsschaltung 61 das Störungselement nicht umfaßt, kann ein Schwebungselement der Amplitude, die dem Betrag des Störungselements entspricht, ermittelt werden, wie voranstehend für die Ausführungsform aus Figur 3 diskutiert, nämlich an dem Ausgangsanschluß durch Anwenden eines Ausgangs eines Phasenkomparators 624' auf ein Schleifenfilter 625'. Eine Steuerspannung des variablen Dampfers 33 kann durch Anwenden des Schwebungselements aur einen Doppelweggleichrichter 628' und einen Komparator 629' erhalten werden, wie voranstehend für die erste Ausführungsform beschrieben. In dieser Ausführungsform wird der spannungsgesteuerte Oszillator 616' auch durch die Zeitgabenzurückgewinnungsschaltung 62' in ihrer Phasenvergleicherschleife verwendet.
Wie voranstehend erläutert, sind der transversale Ausgleicher und die Kompensationssignal-Erzeugungsschaltung 2 derart, daß das Basisbandsignal in dem IF-Band angelegt werden kann, und selbst in einem derartigen Fall kann das Schwebungselement in der gleichen Weise wie voranstehend beschrieben ermittelt werden.
Figur 5 ist ein Blockschaltbild einer Kompensationssignal- Erzeugungsschaltung unter Verwendung eines transversalen Filters gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zum indirekten Ermitteln des Störungselements in dem Hauptsignal. Ferner erzeugt dieses transversale Filter einen Abgriffsausgang, der die XPD des Hauptsignals nicht verschlechtert.
In dieser Figur wird der I-Kanal am Eingangsanschluß I eingegeben und der Q-Kanal wird an einem Eingangsanschluß Q eingegeben. Elemente 21-1 bis 21-6 sind 1-Kanal- Verzögerungsleitungen und Elemente 23-1 bis 23-6 sind Q- Kanalverzögerungsleitungen. Elemente 22-1 bis 22-7 sind Abgriffskonstanten-Multiplizierer des I-Kanals und Elemente 24-1 bis 24-7 sind Abgriffskonstanten-Multiplizierer des Q- Kanals. Die Abgriffskonstanten-Multiplizierer 22-1 bis 22-7 erhalten jeweils die Abgriffskonstanten C&submin;&sub3; bis C&sub3;, während Abgriffskonstanten-Multiplizierer 24-1 bis 24-7 jeweils die Abgriffskonstanten D&submin;&sub3; bis D&sub3; erhalten.
Auf der I-Kanalseite des Transversalfilters werden Ausgange der Abgriffskonstanten-Multiplizierer 22-3 bis 22-5, die um den Abgriffskonstanten-Multiplizierer 34-1 symmetrisch angeordnet sind, in einem Addierer 27-1 kombiniert. Ausgänge der Abgriffskonstanten-Multiplizierer 22-2 und 22-6 werden in einem Addierer 27-2 kombiniert und Ausgänge der Abgriffskonstanten-Multiplizierer 22-1 und 22-7 werden in einem Addierer 27-3 kombiniert. Auf der Q-Kanalseite werden, ähnlich wie voranstehend beschrieben, Ausgänge der Abgriffskonstanten-Multiplizierer 24-3 bis 24-5 in einem Addierer 27-4 kombiniert, während Ausgänge der Abgriffskonstanten-Multiplizierer 24-2 und 24-6 in einem Addierer 27-5 kombiniert werden und Ausgänge der Abgriffskonstanten-Multiplizierer 24-1 und 24-7 werden in einem Addierer 27-6 kombiniert.
Ausgänge der Addierer 27-1 bis 27-6 werden jeweils über variable Dämpfer 34-1 bis 34-6 einem Hybridaddierer 26' eingegeben.
Eine Dämpfung von Signalen an den variablen Dämpfern 34-1 bis 34-6 wird jeweils durch die Steuersignale E&sub1; bis E&sub6; gesteuert. Die Steuersignale E&sub1; bis E&sub6; werden auf Grundlage der Abgriffskonstanten bestimmt. Beispielsweise wird das Steuersignal E&sub1; durch Bestimmung des größeren Wertes von den absoluten Werten der Abgriffskonstanten C&submin;&sub1; bis C&sub1; der Abgriffskonstanten-Multiplizierer 22-3 bis 22-5 berechnet. Die anderen Steuersignale werden auf Grundlage ihrer zugehörigen Abgriffskonstanten in ähnlicher Weise bestimmt, wie in Figur 5 dargestellt (z.B. das Steuersignal E&sub2; wird durch Ermittlung des größeren der absoluten Werte der Abgriffskonstanten C&submin;&sub2; und C&sub2; bestimmt). Durch Anwenden der so erhaltenen Steuersignale auf die Dämpfer 34-1 bis 34-6 wird die Signaldämpfung bestimmt.
Figur 6 ist ein Blockschaltbild eines Beispiels der Steuerschaltung, die die Abgriffskonstanten C&submin;&sub3; bis C&sub3; und D&submin;&sub3; bis D&sub3; erzeugt. In dieser Figur gibt die Steuerschaltung CONT1) 25 die Abgriffskonstanten C&submin;&sub3;, C&submin;&sub2;, C&submin;&sub1;, C&sub0;, C&sub1;, C&sub2;, C&sub3;, D&submin;&sub3;, D&submin;&sub2;, D&submin;&sub1;, D&sub0;, D&sub1;, D&sub2;, D&sub3; in Abhängigkeit von der Amplitude und Gestalt der Verzerrung des Hauptsignals zur Kompensation der Störungswellenform des Hauptsignals aus.
Die Steuerschaltung (CONT2) 27 wird zur Ermittlung der Steuersignale E&sub1; bis E&sub6; verwendet, die auf den Abgriffskonstanten basieren.
Beispielsweise gibt die Steuerschaltung 25 für ein gegebenes Signal mit einer bestimmten Art einer Wellenformverzerrung zur Ausgleichung des Signals eine Abgriffskonstante C&submin;&sub1; aus, um einen Ausgang nur von dem Abgriffskonstanten- Multiplizierer 22-3 bereitzustellen und die Steuerschaltung (CONT2) 27 gibt das Steuersignal E&sub1; aus. Somit wird die Dämpfung durch den variablen Dämpfer 34-1 verkleinert und die Wellenform des Hauptsignals kann ausgeglichen werden. Da die an die variablen Dämpfer 34-2 bis 34-6 angelegten Steuersignale E&sub2; bis E&sub6; Null sind, werden in diesem Fall Ausgänge von allen anderen Abgriffskonstanten-Multiplizierern außer den Abgriffskonstanten-Multiplizierern 22-3 bis 22-5 gedämpft. Infolge dessen kann die feste Verschlechterung des Hauptsignals ohne eine Störung durch alle anderen Abgriffskonstanten-Multiplizierer außer von 22-3 bis 22-5 verhindert werden, und der Dynamikbereich eines Abgriffskonstanten-Multiplizieres kann erweitert werden.
Figur 7 ist ein Schaltbild, welches ein Beispiel eines Abschnitts der in Figur 6 gezeigten Steuerschaltung (CONT2) 27 darstellt. In dieser Figur empfängt eine Absolutwertschaltung 271 eine Abgriffskonstante C&submin;&sub1; und gibt einen Wert entsprechend dem Absolutwert der Abgriffskonstante C&submin;&sub1; aus. Gleichzeitig empfängt die Absolutwertschaltung 272 eine Abgriffskonstante C&sub0; und gibt einen Wert entsprechend ihrem Absolutwert aus, und eine Absolutwertschaltung 273 empfängt eine Abgriffskonstante C&sub1; und gibt einen Wert entsprechend ihrem Absolutwert aus.
Die Schaltungen 271 bis 273 besitzen den gleichen Aufbau. Ein Paar von Operationsverstärkern 274 und 275 sind in Kaskade geschaltet und Ausgänge davon von jeder der Schaltungen 271- 273 werden über jeweilige Dioden 276, 276' und 276" und Widerstände R&sub6;, R6', R6" durch einen Operationsverstärker 277 kombiniert. Dadurch kann der maximale Ausgang der Addierer 27-1 bis 27-6 aus den Ausgängen der Absolutwertschaltungen 271-273 ermittelt werden. Widerstände R&sub1; bis R&sub5; sind der Eingangswiderstand und Rückkopplungswiderstand der Operationsverstärker 274 und 275. Wenn die Widerstände R&sub1; bis R&sub4; eine Beziehung von R&sub2;/R&sub1;=2R&sub3;/R&sub4; besitzen, dann gibt die Absolutwertschaltung 271 eine Spannung von V&sub0;=(R&sub5;/R&sub4;)Vi aus.
Der Zusammenhang von Widerständen R&sub1; bis R&sub4; wird wie folgt ermittelt:
Wenn Vin > 0 ist, dann gilt:
wenn Vin < 0 ist, dann gilt:
Da die Absolutwertschaltung das Ergebnis
V&sub0;(+) = V&sub0;(-) bereitstellt, wenn
V +) = V -) = -V -)
folgt deshalb aus den Gleichungen (1) und (2):
(R&sub2;/R&sub1;) (R&sub5;/R&sub3;) - R&sub5;/R&sub4; = R&sub5;/R&sub4;
(R&sub2;/R&sub1;) (1/R&sub3;) = 2/R&sub4;
R&sub2;/R&sub1; = 2R&sub3;/R&sub4;.
Ausgänge der Absolutwertschaltungen 271 bis 273 sind verbunden und werden dem Verstärker 277 eingegeben, der das Steuersignal E&sub1; ausgibt. Ein wert des Steuersignals E&sub1; entspricht dem größten Absolutwert der Absolutwerte der Abgriffskonstanten C&submin;&sub1; bis C&sub1;. Nur wenn die Absolutwerte von allen drei Abgriffskonstanten C&submin;&sub1; bis C&sub1; klein sind, wird deshalb ein Wert des Steuersignals E&sub1; klein und demzufolge eine Signaldämfung des variablen Dämpfers 34-1 groß. Die übrigen Steuersignale E&sub2; bis E&sub6; werden von ihren zugehörigen Abgriffskonstanten in ähnlicher Weise ermittelt.
In der obigen Ausführungsform sind die Ausgänge der Abgriffskonstanten-Multiplizierer an symmertischen Positionen angeordnet, werden symmetrisch kombiniert und dann an die variablen Dämpfer angelegt. Allerdings ist die vorliegende Erfindung nicht nur auf einen derartigen Aufbau beschränkt. Beispielsweise kann der Ausgang von jedem Abgriffskonstanten- Multiplizierer individuell durch einen variablen Dämpfer gedämpft werden.

Claims

1. Störungskompensator zur Kompensation einer Störung in einem ersten Signal in einem Kommunikationssystem, welches gleichzeitig mehr als ein Signal verarbeitet, wobei der Störungskompensator umfaßt:

eine Ausgleichereinrichtung (7) zum Ausgleichen des ersten Signals;

eine Kompensationssignal-Erzeugungseinrichtung (2) zur Erzeugung eines Kompensationssignals von einem zweiten Signal;

eine Einrichtung (4) zum Anwenden des Kompensationssignals auf das ausgeglichene erste Signal;

gekennzeichnet durch eine Einrichtung (62) zur Erfassung der Störung in dem ausgeglichenen ersten Signal; und

eine erste Steuereinrichtung umfassend eine Dämpfungseinrichtung zum Dämpfen des Kompensationssignals vor einer Anwendung des Kompensationssignals auf das erste ausgeglichene Signal, wobei die Dämpfungseinrichtung gemäß der erfaßten Störung gesteuert wird, um den Betrag einer Dämpfung zu erhöhen, um so eine Verschlechterung des ausgeglichenen ersten Signals durch Rauschen von der Kompensationssignals-Erzeugungseinrichtung zu reduzieren, wenn die erfaßte Störung relativ gering ist.

2. Störungskompensator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Erfassen der Störung eine erste Zeitgabenzurückgewinnungs-Einrichtung (62) umfaßt.

3. Störungskompensator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Störungskompensator sich in einem Empfänger befindet und der Störungskompensator ferner umfaßt:

eine erste Demodulationseinrichtung (11) zum Demodulieren des ersten Signals, bevor das erste Signal durch die Ausgleichungseinrichtung (7) ausgeglichen wird; und

eine zweite Demodulationseinrichtung (12) zum Demodulieren des zweiten Signals, bevor das zweite Signal zur Erzeugung des Kompensationssignals durch die Kompensationssignal-Erzeugungseinrichtung (2) verwendet wird.

4. Störungskompensator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Signale vertikale und horizontale Polarisationen sind, die über einen einzelnen Kanal übertragen werden.

5. Störungskompensator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Zeitgabenzurückgewinnungseinrichtung 62 erfaßt, ob ein Wert der Störung in dem ausgeglichenen ersten Signal größer als ein vorgegebener ist, und die erste Steuereinrichtung das Kompensationssignal auf das ausgeglichene erste Signal nur dann anwendet, wenn der Wert der Störung größer als der vorgegebene Wert ist.

6. Störungskompensator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Zeitgabenzurückgewinnungseinrichtung (62) einen Wert der Störung bestimmt, und die erste Steuereinrichtung eine Dämpfungseinrichtung (33) zur Dämpfung des Kompensationssignals auf Grundlage des bestimmten Werts der Störung umfaßt.

7. Störungskompensator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Steuereinrichtung Schalteinrichtungen (31,32) umfaßt, um die Anwendung des Kompensationssignals auf das ausgeglichene erste Signal auszuschalten, wenn der Wert der Störung geringer als der vorgegebene Wert ist.

8. Störungskompensator nach Anspruch 2, ferner umfassend:

eine Addiereinrichtung (4) zum Addieren des ausgeglichenen ersten Signals und des Kompensationssignals;

eine zweite Zeitgabenzurückgewinnungseinrichtung (61) zum Zurückgewinnen eines Taktsignals aus einem Ausgang der Addiereinrichtung (4);

eine Entscheidungseinrichtung (5) zum Abtasten und Ausgeben des Ausgangs der Addiereinrichtung (4) auf Grundlage des Taktsignals;

eine zweite Steuereinrichtung (8) zum Empfang des Ausgangs der Entscheidungseinrichtung (5) und des Kompensationssignals von der Kompensationssignal- Erzeugungseinrichtung (2) und zum Steuern der Ausgleichungseinrichtung (7) und der Kompensationssignal-Erzeugungseinrichtung (2) auf Grundlage der empfangenen Signale.

9. Störungskompensator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationssignal-Erzeugungseinrichtung (2) einen transversalen Ausgleicher umfaßt.

10. Störungskompensator nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Zeitgabenzurückgewinnungs-Einrichtung (61) umfaßt:

eine Gleichrichtereinrichtung (611) zum Empfangen und Gleichrichten eines Ausgangs der Addierereinrichtung;

eine Begrenzungseinrichtung (612, 613) zum Begrenzen des gleichgerichteten Signals; und

eine Phasenvergleichereinrichtung (614, 615, 616) zum Zurückgewinnen des Taktsignals aus dem Ausgang der Addierereinrichtung (4), wobei die Phasenvergleichereinrichtung (614, 615, 616) einen Phasenkomparator (614), ein Schleifenfilter (615) und einen spannungsgesteuerten Oszillatcr (616) umfaßt, die in Reihe geschaltet sind.

11. Störungskompensator nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Zeitgabenzurückgewinnungseinrichtung (62) das Störungselement durch Erfassung und Extraktion eines Schwebungselements aus dem ausgeglichenen ersten Signal erfaßt, und die erste Steuereinrichtung eine Anwendung des Kompensationssignals auf das ausgeglichene erste Signal auf Grundlage des erfaßten und extrahierten Schwebungselements steuert.

12. Störungskompensator nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Zeitgabenzurückgewinnungseinrichtung (62) umfaßt:

eine erste Gleichrichtungseinrichtung (621) zum Empfangen und Gleichrichten eines Ausgangs der Ausgleichereinrichtung (7);

eine Begrenzereinrichtung (622, 623) zum Begrenzen des gleichgerichteten Signals;

eine Phasenvergleichereinrichtung (624, 625, 626) zur Erzeugung des Schwebungselements des begrenzten gleichgerichteten Signals;

eine Filtereinrichtung (627) zum Extrahieren des Schwebungselements aus dem phasenverglichenen Signal;

eine zweite Gleichrichtereinrichtung (628) zum Erfassen des Schwebungselements bei der Extraktion durch die Filtereinrichtung (627); und

eine Entscheidungseinrichtung (629) zum Ermitteln einer zu der Amplitude des Schwebungselements proportionalen Spannung aus dem extrahierten Schwebungselement.

13. Störungskompensator nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Steuereinrichtung einen Dämpfer (33) zum Dämpfen des Kompensationssignals auf Grundlage der durch die Entscheidungseinrichtung (629) ermittelten Spannung umfaßt.

14. Störungskompensator nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenvergleichereinrichtung einen Phasenkomparator (624), einen Schleifenfilter (625) und einen spannungsgesteuerten Oszillator (626) umfaßt, die in Reihe geschaltet sind.

15. Störungskompensator nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß ein einziger spannungsgesteuerter Oszillator für den spannungsgesteuerten Oszillator (626) für die erste Zeitgabenzurückgewinnungseinrichtung (62) und den spannungsgesteuerten Oszillator (616) für die zweite Zeitgabenzurückgewinnungseinrichtung (61) verwendet wird.

16. Kompensationssignalgenerator zur Verwendung in dem Störungskompensator von Anspruch 1, zur Erzeugung eines Kompensationssignals, um eine Störung in einem ersten Signal zu kompensieren, weiches mit einem zweiten Signal in einem Kommunikationssystem übertragen wird und von diesem gestört wird, aus ersten und zweiten Kanälen des zweiten Signals, umfassend:

eine vorgegebene Anzahl von ersten Kanalverzögerungseinheiten (21-1-21-6), die auf dem ersten Kanal in Reihe geschaltet sind;

eine vorgegebene Anzahl von zweiten Kanalverzögerungseinheiten (23-1-23-6), die auf dem zweiten Kanal in Reihe geschaltet sind;

eine vorgegebene Anzahl von ersten Kanalabgriffs- Konstantenmultiplizierern (22-1-22-7), wobei die vorgegebene Anzahl eins mehr als die vorgegebene Anzahl der ersten Kanalverzögerungseinheiten (21-1-21-6) ist, die in Zweigen von dem ersten Kanal vor und nach jeder der ersten Kanalverzögerungseinheiten (21-1-21-6) geschaltet sind;

eine vorgegebene Anzahl von zweiten Kanalabgriffskonstanten-Multiplizierern (24-1-24-7) wobei die vorgegebene Anzahl eins mehr als die vorgegebene Anzahl von zweiten Kanalverzögerungseinheiten (23-1-23-6) ist, die in Zweigen von dem zweiten Kanal vor und nach jeder der zweiten Kanalverzögerungseinheiten (23-1-23-6) geschaltet sind; und

eine Vielzahl von Addierern (27-1-27-6) zum Addieren von Ausgängen von vorgegebenen der ersten und zweiten Kanalabgriffskonstanten-Muitiplizierern (22-1-22-7; 24- 1-24-7); und gekennzeichnet durch:

eine Vielzahl von veränderbaren Dämpfern (34-1-34-6), die einem Ausgang von einem der Addierer (27-1-27-6) entsprechen und zum Empfang dieses Ausgangs angeschlossen sind, wobei jeder der veränderbaren Dämpfer (34-1-34-6) im Ausgang seines jeweiligen Addierers (27-1-27-6) so dämpft, um das durch den Kompensationssignalgenerator erzeugte Rauschen zu reduzieren, wenn die Störung relativ klein ist; und

eine Addierereinrichtung (26'), die mit den veränderbaren Dämpfern (34-1-34-6) verbunden ist, zum Empfang und Addieren von Ausgängen der veränderbaren Dämpfer (34-1-34-6) und zum Ausgeben des Kompensationssignals.

17. Kompenasationssignalgenerator nach Anspruch 16, ferner umfassend:

eine erste Steuereinrichtung (25) zur Erzeugung von jeweiligen Abgriffskonstanten für jeden der Abgriffskonstanten-Multiplizierer (22-1-22-7; 24-1-24-7) in Abhängigkeit von der Amplitude in Gestalt einer Verzerrung des ersten Signals; und

eine zweite Steuereinrichtung (27) zur Bestimmung von jeweiligen Steuersignaien für jeden der Variablen Dämpfer (34-1-34-6) auf Grundlage der Abgriffskonstanten.

18. Kompenasationssignalgenerator nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Steuereinrichtung (27) die jeweiligen Steuersignale für jeden der veränderbaren Dämpfer bestimmt, indem sie bestimmt, welcher der Abgriffskonstanten, die den Abgriffskonstantenmultiplizierern (22-1-22-7) entsprechen, deren Ansgänge in dem Addierer (27-1-27-6) entsprechend dem zu steuernden Dämpfer (34-1-34-6) addiert werden sollen, den größten Absolutwert aufweist und indem sie den vorbestimmten Wert auf den jeweiligen Dämpfer (34-1-34-6) anwendet.

19. Verfahren zur Kompensation einer Störung zwischen ersten und zweiten Signalen mit einem Kommunikationssystem, umfassend die folgenden Schritte:

(a) Ausgleichen der ersten Signals; und

(b) Erzeugen eines Kompensationssignals aus dem zweiten Signal, welches mit dem ersten Signal übertragen wird, und

gekennzeichnet durch die folgenden Schritte:

(c) Erfassen eines Störungselements in dem ausgeglichenen ersten Signal; und

(d) Dämpfen des Kompensationssignals gemäß der erfaßten Störung, vor Anwendung des Kompensationssignals auf das erste ausgeglichene Signal, um eine Störung in dem ersten Signal zu beseitigen und um eine Verschlechterung des ausgeglichenen ersten Signals durch Rauschen in dem Kompensationssignal zu reduzieren, indem die Dämpfung erhöht wird, wann die erfaßte Störung relativ gering ist.

20. Verfahren zur Kompensation einer Störung gemäß Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt (c) ferner umfaßt: Erfassen, ob ein Wert des Störungselements in dem ausgeglichenen ersten Signal größer als ein vorgegebener Wert ist;

und der Schritt (d) ferner umfaßt: Anwenden des Kompensationssignals auf das ausgeglichene erste Signal, wenn der Wert des Störungselements größer als der vorgegebene Wert ist.

21. Verfahren zur Kompensation einer Störung gemäß Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Signale vertikale und horizontale Polarisationen sind, die über eine einzelnen Kanal übertragen werden.

22. Verfahren zur Kompensation einer Störung gemäß Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt (c) die folgenden Unterschritte umfaßt:

(i) Bestimmen eines Werts des Störungselements; und

(ii) Dämpfen des Kompensationssignals auf Grundlage des bestimmten Werts des Störungselements,

und daß Schritt (d) ferner den folgenden Schritt umfaßt:

Anwenden des gedämpften Kompensationssignais aur das erste ausgegebene Signal.

23. Verfahren zur Kompensation einer Störung gemäß Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt (c) die folgenden Unterschritte umfaßt:

(i) Bestimmen eines Werts des Störungselements; und

(ii) Ausschalten eines Schalters, so daß das Kompensationssignal nicht auf das erste ausgeglichene Signal angewendet wird, wenn der Wert des Störungselements kleiner als ein vorgegebener Wert ist.