-
Fachgebiet
der Erfindung
-
Diese
Erfindung bezieht sich allgemein auf alle Abtast- und Messverfahren,
welche auf zeitlich modulierten Signalen beruhen, vorzugsweise auf
optische Strahlungsfelder, deren örtliche Amplituden- und Phasenänderung
als Funktion der Zeit gemessen werden müssen. Insbesondere bezieht
sie sich auf alle jene Abtast- und Messverfahren, welche dichte
ein- oder zweidimensionale Matrizen von derartigen amplituden- und
phasenempfindlichen Demodulationspixeln erfordern. Diese Verfahren
schliessen optische Kohärenztomographie
(OCT), Flugzeit-Distanzmessung und -Abbildung (TOF) sowie Mehrwellen-Interferometrie ein.
-
Hintergrund
der Erfindung
-
Es
sind viele Abtast- und Messverfahren bekannt, welche auf zeitlich
modulierten optischen Strahlungsfeldern beruhen, deren Amplitude
und Phase in Funktion der Zeit variieren. Diese Verfahren erfordern
die räumlich
und zeitlich aufgelöste
Bestimmung der Amplitude und der Phase, die so genannte Demodulation
des modulierten Strahlungsfeldes. Während mehrere elektronische
Schaltungen und digitale Verarbeitungsalgorithmen vorhanden sind, welche
diese Demodulations-Funktion für
einen einzelnen Messpunkt bieten, erlaubt keine von diesen Lösungen die
Integration in dichte, massiv parallele und zuverlässig arbeitende
Matrizen von Demodulations-Photosensoren.
-
Eine
standardmässige
AM-Demodulation besteht aus einer Bandpassfilterung, Gleichrichtung und
Tiefpassfilterung des Eingangssignals. Dieses Verfahren ist weit
herum bekannt im Falle von AM-Radioempfängern. Sein Nachteil ist die
Notwendigkeit von grossen RC-Konstanten für Frequenzen von weniger als
10 kHz, welche mit der kleinen Pixelgrösse und den neuen CMOS-Verfahren
nicht kompatibel sind.
-
Eine
direkte Erfassung durch Multiplikation des Eingangssignals auf einem
Pfad mit einem Oszillatorsignal, welches der Trägerfrequenz angepasst ist,
und auf einem zweiten Pfad mit dem um 90 Grad versetzten Oszillatorsignal
erlaubt die Erfassung von Amplitude und Phase. Die Signalmultiplikation
ist indessen kompliziert und leistungsverbrauchend im Vergleich
mit der in jedem Pixel vorhandenen Leistung (typischerweise einige
wenige μW),
und sie ist aus diesem Grunde nicht geeignet für eine massive parallele Integration
in einem Pixelfeld.
-
Es
sind mehrere digitale Demodulationsverfahren bekannt, welche auf
einer Überabtastung
des Eingangssignals beruhen. Gemäss
dem Abtasttheorem von Nyquist muss die Abtastrate mehr als zweimal
die Eingangssignalbreite betragen.
-
Algorithmen
für die
digitale Signaldemodulation sind normalerweise zu kompliziert für die Realisierung
in einem Pixel (mehr als 50 Transistoren). Die folgende, nicht erschöpfende Liste
gibt einem Überblick über digitale
Demodulationsverfahren:
- • Ein weit herum verwendetes
Verfahren wendet eine diskrete Fourier-Transformation an, entfernt negative
und Nullfrequenz-Teile und zentriert das Spektrum neu, bevor eine
Rücktransformation
erfolgt. Dieses Verfahren ist in S. S. Chim und G. S. Kino, „Correlation
microscope", Opt.
Lett. 15, Seiten 579, 581,1990, beschrieben.
- • Wenn
das Eingangssignal bei einer Frequenz abgetastet wird, welche das
Vierfache der Modulationsfrequenz des Eingangssignals beträgt, sind verschiedene
Algorithmen für
die örtliche
Hüllkurvengleichrichtung
bekannt. Eine Auswertung befindet sich in K. G. Larkin, „Efficient
nonlinear algorithm for envelope detection in white light interferometry", J. Opt. Soc. Am
13, Seiten 832–843, 1996.
Aber alle von diesen implizieren eine Multiplikation und sind daher
in einer leistungswirksamen Pixelstruktur nicht anwendbar.
- • US-A-4
547 737 zeigt ein Demodulationsverfahren, welches ein Eingangssignal
mit dem Vierfachen seiner Modulationsfrequenz abtastet, die Differenz
zwischen den durch die halbe Modulationsperiode getrennten Proben
berechnet und die erhaltenen Differenzsignale verarbeitet, um das Signal
vollständig
zu demodulieren.
-
Zusammenfassung der Erfindung
-
Es
ist eine Aufgabe der Erfindung, einen elektrischen Schaltkreis zu
liefern, mit welchem die bezüglich
Raum und Zeit aufgelöste
Amplitude und Phase eines zeitlich modulierten Signals zum Zweck der
Demodulation abgetastet wird, welcher jedoch nicht die Nachteile
des bekannten Standes der Technik aufweist. Die Schaltkreise sollten
wegen ihrer kompakten Abmessungen in dichten ein- oder zweidimensionalen Matrizen integrierbar
sein, und sollen einen geringen Energieverbrauch, eine einfache
Ansteuerung, die Fähigkeit
einer unabhängigen
Vorverarbeitung von Signalen sowie die Möglichkeit eines robusten Betriebes
in Bezug auf die Fabrikationstoleranzen von Halbleiterprozessen
aufweisen. Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, einen ein-
oder zwei-dimensionalen Matrix-Sensor
und eine Vorrichtung für
die in Bezug auf Raum und Zeit aufgelöste Demodulation eines modulierten
Signals aufzuzeigen. Diese und andere Aufgaben werden durch den elektrischen
Schaltkreis, den Matrix-Sensor, die Vorrichtung und das Verfahren
erreicht, welche in den unabhängigen
Patentansprüchen
definiert sind. Vorteilhafte Ausführungsformen sind in den abhängigen Ansprüchen definiert.
-
Die
Erfindung teilt die Hüllkurvengleichrichtung
in zwei verschiedene Aufgaben auf:
- (i) in einen
Datenkompressionsteil mit geringem Energieverbrauch für die In-Pixel-Integration,
und
- (ii) in die schliessliche Rekonstruktion der Amplitude und der
Phase, welche eine Multiplikation beinhaltet und welche in-Pixel
durchführbar
ist, falls die Einschränkungen
dies zulassen, oder, je nach den Anforderungen, auch off-Pixel oder
sogar off-Chip.
-
Die
elektrische Schaltung gemäss
der Erfindung führt
die erste (i) der beiden oben identifizierten Aufgaben durch. Das
Eingangssignal wird mit einer Frequenz lokal erfasst und abgetastet,
welche dem Vierfachen der Modulationsfrequenz des Signals entspricht.
Subtraktions/Summenbildungsstufen akkumulieren die Differenzen der
beiden Proben pro Modulationsperiode, getrennt durch die Hälfte der
Periode, während
mehreren Durchschnittsbildenden Perioden; die beiden Stufen sind
in Bezug zueinander zeitlich versetzt, und zwar durch einen definierten oder
vorbestimmten Bruchteil der Modulationsperiode, vorzugsweise durch
eine Viertelperiode. Die resultierenden beiden Ausgangssignale werden
für die Bestimmung
der lokalen Hüllkurvenamplitude
und der zeitlichen Phase in der zweiten Aufgabe (ii) verwendet,
welches ein Mittel über
die Durchschrittsbildenden Perioden darstellt. Diese elektrischen
Schaltungen sind mit Schaltkreisen realisiert, welche sehr wenig
elektrische Energie verbrauchen und kleine Flächen benötigen, wodurch es möglich ist,
grosse Anzahlen von Pixeln in linearen oder zweidimensionalen Matrix-Sensoren
zu realisieren.
-
Demgemäss weist
die erfindungsgemässe elektrische
Schaltung für
die Abtastung eines mit einer Modulationsfrequenz modulierten Signals,
wobei eine Modulationsperiode als Inverse der Modulationsfrequenz
definiert wird, folgendes auf: Wandlermittel zur Wandlung des modulierten
Signals in ein elektrisches Signal, Abtastmittel zur Abtastung dieses
elektrischen Signals mit einer Abtastfrequenz, welche gleich viermal
die Modulationsfrequenz oder ein Vielfaches davon ist, erste Subtraktionsmittel
zur Evaluation einer ersten Differenz zwischen zwei ersten Abtastproben,
welche durch die Hälfte
der Modulationsperiode getrennt sind, sowie zweite Subtraktionsmittel
zur Evaluation einer zweiten Differenz zwischen zwei zweiten Abtastproben,
welche durch die Hälfte
der Modulationsperiode getrennt sind, wobei diese zweiten Abtastproben
in Bezug auf die ersten Abtastproben zeitlich durch eine definierte
Bruchzahl der Modulationsperiode versetzt sind, vorzugsweise eine
Viertelperiode. Die elektrische Schaltung weist ferner auf: erste
Summenbildungsmittel zur Evaluation einer ersten Summe einer Vielzahl
von aufeinanderfolgenden ersten Differenzen, welche durch die ersten
Summenbildungsmittel evaluiert wurden, und zweite Summenbildungsmittel
zur Evaluation einer zweiten Summe einer Vielzahl von aufeinanderfolgenden
zweiten Differenzen, welche durch die zweiten Summenbildungsmittel
evaluiert wurden.
-
Der
erfindungsgemässe
eindimensionale oder zweidimensionale Matrix-Sensor weist eine Vielzahl
von Pixeln auf, wobei mindestens ein Pixel und vorzugsweise jedes
Pixel eine erfindungsgemässe
elektrische Schaltung aufweist.
-
Die
erfindungsgemässe
Vorrichtung zur Demodulation eines modulierten Signals weist Detektionsmittel
für die
Detektion des modulierten Signals auf, sowie Evaluationsmittel zur
Evaluation einer Mantelamplitude und/oder einer zeitlichen Phase
von einem Ausgang der Detektionsmittel. Die Detektionsmittel weisen
eine erfindungsgemässe
elektrische Schaltung auf.
-
Das
Verfahren zur Detektion eines mit einer Modulationsfrequenz modulierten
Signals, wobei eine Modulationsperiode als die Inverse der Modulationsfrequenz
definiert wird, weist die folgenden Schritte auf: Wandlung des modulierten
Signals in ein elektrisches Signal, Abtastung des elektrischen Signals
mit einer Abtastfrequenz, welche gleich viermal die Modulationsfrequenz
oder ein Vielfaches davon ist, Evaluation einer ersten Differenz
zwischen zwei ersten Abtastproben, welche durch die Hälfte der
Modulationsperiode getrennt sind, und Evaluation einer zweiten Differenz
zwischen zwei zweiten Abtastproben, welche durch die Hälfte der
Modulationsperiode getrennt sind, wobei diese zweiten Abtastproben
in Bezug auf die ersten Abtastproben zeitlich durch eine definierte
Bruchzahl der Modulationsperiode versetzt sind, vorzugsweise durch
eine Viertelperiode. Eine erste Summe einer Vielzahl von aufeinanderfolgenden
ersten Differenzen wird evaluiert, und eine zweite Summe einer Vielzahl
von aufeinanderfolgenden zweiten Differenzen wird evaluiert.
-
Es
ist nicht erforderlich, dass die Phasenverschiebung zwischen den
abgetasteten Signalen genau ein Viertel der Modulationsperiode beträgt. Es sind
numerische Verfahren zur Behandlung von ungleichförmigen Rastern
zum Extrahieren der mathematisch richtigen Werte für die Amplitude
und Phase bekannt (siehe A. B. Cain, und J. H. Ferziger und W. C.
Reynolds, „Discrete
orthogonal function expansion for non-uniform grids using the fast
Fourier transform'", J. Computational
Physics 56, Seiten 272, 286, 1984).
-
Es
ist möglich,
die erfindungsgemässe
elektrische Schaltung für
irgendein Eingangssignal zu verwenden, wie etwa ein elektromagnetisches,
ein Ultraschall- oder ein chemisches Signal. In der Folge wird jedoch
die Erfindung für
das Beispiel eines optischen Signals beschrieben.
-
Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
-
Nachfolgend
werden Ausführungsformen der
Erfindung anhand der beiliegenden schematischen Zeichnungen genauer
beschrieben.
-
1 zeigt
ein Blockdiagramm des erfindungsgemässen Demodulationspixels.
-
2 zeigt
ein Schaltschema einer Wandlerstufe, welche Photonen in eine entsprechende
Spannung im erfindungsgemässen
Demodulationspixel umwandelt.
-
3 zeigt
eine Variation der in 2 illustrierten Wandlerstufe,
bei welchem ein Speicherknoten hinzugefügt worden ist.
-
4 zeigt
ein Schaltschema einer Wandlerstufe mit einer verbesserten Offsetkompensation
im erfindungsgemässen
Demodulationspixel.
-
5(a)-(c) zeigen drei Arten von Abtaststufen im
erfindungsgemässen
Demodulationspixel: (a) Schalter, (b) NMOS-Schalter, (c) Übermittlungs-Gates.
-
6 zeigt
einen Querschnitt durch ein Driftfeld-Modulationspixel gemäss der Erfindung.
-
7 zeigt
einen Querschnitt durch ein erfindungsgemässes Synchronisationspixel.
-
8 zeigt
ein Schaltschema eines Schaltkreises, welcher eine Subtraktionsstufe
und eine Summenbildungsstufe enthält.
-
9 zeigt
ein Schaltschema einer Ablesestufe im erfindungsgemässen Demodulationspixel.
-
10 zeigt
schematisch einen erfindungsgemässen
zweidimensionalen Matrix-Sensor.
-
Beschreibung von bevorzugten
Ausführungsformen der
Erfindung
-
Die 1 illustriert
ein Blockdiagramm einer elektrischen Schaltung 1 oder eines
Demodulationspixels gemäss
der Erfindung. Die elektrische Schaltung 1 weist eine Wandlerstufe
T, eine Abtast- oder Abtast- und Haltestufe (sample and hold) S,
zwei Subtraktionsstufen SUB1 und SUB2, zwei Summenbildungsstufen
SUM1, SUM2, eine Signal-Vorverarbeitungsstufe PP und eine Ablesestufe
RO auf. Nach der Abtaststufe S wird das Signal in zwei Kanäle 21, 22 aufgeteilt:
ein erster Kanal 21 beinhaltet die erste Subtraktionsstufe
SUB1 und hinter dieser die erste Summenbildungsstufe SUM1, und ein
zweiter Kanal 22 beinhaltet die zweite Subtraktionsstufe
SUB2 und hinter dieser die zweite Summenbildungsstufe SUM2.
-
Ein
Eingangssignal I, welches vorzugsweise ein optisches Strahlungsfeld
ist, wird in der Wandlerstufe T abgetastet und in ein elektrisches
Signal irgendeiner Art umgewandelt (z. B. in eine Ladung, in eine
Spannung oder in einen Strom, wie zum Beispiel im US-Patent Nr.
6,469,489 von S. Bourquin und P. Seitz beschrieben). Die Wandlerstufe
T weist möglicherweise
eine ungefähre
oder genaue Offsetkompensation, eine nicht-lineare Signalkompression
oder beide von diesen auf. Die Offsetkompensation und die Signalkompression
vergrössern
den dynamischen Bereich des Abtastsystems, weil das Eingangssignal
eventuell einen grossen Gleichstrom-Offset aufweist, welcher keine
nützlichen
Informationen für
den Demodulationsvorgang aufweist.
-
Die
Abtaststufe S tastet das elektrische Signal S mit einer Frequenz
ab, welche das Vierfache der Modulationsfrequenz f beträgt: Si = S(ti),wobei ti = i/4f.
-
Dies
ist mit Schaltern oder ähnlichen
Vorrichtungen durchzuführen.
Im einfachsten Fall ist der Schalter ein einzelner Feldeffekt-Transistor
(FET) für Spannungs-
oder Stromsignale oder ein Ladungsspeicherelement- (CCD) Gate für Ladungssignale. Ein
Driftfeld-Demodulationspixel (siehe Patentanmeldung GB-0214257.8)
oder ein Pixel, welches das Synchronisationsprinzip verwendet (siehe WO-96/15626),
ersetzt dabei beispielsweise die Wandlerstufe T und die Abtaststufe
S.
-
Die
Subtraktionsstufen SUB1, SUB2 bestimmen die Differenz zwischen den
zwei durch die Hälfte der
Modulationsperiode getrennten Proben. Die beiden Subtraktionsstufen
SUB1, SUB2 sind in Bezug aufeinander durch eine Viertelperiode zeitversetzt. Ihre
Signale d I / k und d II / k sind gegeben durch dIk = S4k+2 – S4k für
SUB1 und dIIk = S4k+3 – S4k+1 für
SUB2.
-
Jeder
Subtraktionsstufe SUB1 und SUB2 folgt jeweils die entsprechende
Summenbildungsstufe SUM1 und SUM2. Eine Summenbildungsstufe SUM1,
SUM2 erstellt die Summe von einer bestimmten Anzahl N von Differenzen:
wobei jeweils j = I, II für SUM1 bzw.
SUM2 steht. Die Summenbildungsstufen SUM1, SUM2 weisen möglicherweise
eine nicht-lineare Signalkompression auf, um die Dynamik des Abtastsystems
zu vergrössern.
-
Die
Vorverarbeitungsstufe PP ermöglicht
die Integration von bestimmten zusätzlichen Funktionalitäten, wie
etwa die Berechnung des Verhältnisses der
beiden Summenbildungssignale oder die Summe ihrer Quadrate, usw.
Eine zweite Abtast- und Haltestufe ist eventuell eingeschlossen,
falls dies erforderlich sein sollte. Es ist auch möglich, dass
die Vorverarbeitungsstufe einfach eine Durchgangsstufe ist.
-
Die
Ablesestufe RO dient zum Ablesen der Signale von der Vorverarbeitungsstufe
PP. Sie unterstützt
eventuell eine parallele oder sequentielle Datenübermittlung. Möglicherweise
ist eine dritte Abtast- und Haltestufe eingeschlossen, um die zeitliche Einteilung
des Ablesens vom synchronen Funktionieren der Subtraktions- und
Summenbildungsstufen SUB, SUM unabhängig zu machen. Die Ablesestufe ist
vorzugsweise für
eine Zufallsadressierung ausgelegt.
-
Alle
Stufen sind auf der Modulationsfrequenz f oder einem Vielfachen
oder einem Bruchteil von dieser synchronisiert.
-
Im
Folgenden werden bevorzugte Ausführungsformen
von Schaltungen für
die Pixelstufen T, S, SUB, SUM, PP, RO diskutiert.
-
Die 2 illustriert
eine Ausführungsform
für die
Wandlerstufe T, welche Photonen I in eine entsprechende Spannung
umwandelt. Die Schaltung wird durch eine Erdspannung VSS und eine
Versorgungsspannung VDDA gespeist. Eine Photodiode PD ist das Photonen
abtastende Element und weist eine innere Kapazität Cpd auf. Absorbierte Photonen erzeugen
auf der positiv vorgeladenen Kapazität eine negative elektrische
Ladung, was zu einem Spannungsabfall führt. Die resultierende Spannung
wird durch eine Quellennachlaufsteuerung (Verstärkung Eins, hohe Eingangsimpedanz,
tiefe Ausgangsimpedanz) verstärkt,
welche durch zwei p-Kanal MOS-Transistoren MP2, MP3 gebildet wird,
wobei MP3 die Stromquelle ist. Die Vorspannung des Gates von MP3
vbias definiert den von der Quellennachlaufsteuerung verwendeten
Strom. Eine Ausgangsleitung der Wandlerstufe T wird als T_out bezeichnet. Die
Photodiode PD wird nach einer bestimmten Zeit durch den n-Kanal
MOS-Transistor MN1 auf eine feste Spannung vreset zurückgestellt,
um dadurch den Gleichstrom-Offset
zu subtrahieren. Das Rücksetzsignal
für die
Photodiode rspd steuert den Transistor MN1.
-
Es
ist möglich,
die Wandlerstufe T durch einen Speicherknoten SN zu verbessern,
welcher es ermöglicht,
die Bandbreite der Quellennachlaufsteuerung sowie auch die des folgenden
Teiles der Schaltung zu reduzieren, wodurch das Rauschen im System
verringert wird. Diese modifizierte Ausführungsform der Wandlerstufe
T ist in 3 illustriert. Die n-Kanal MOS-Transistoren
Mstore und Mrsstore funktionieren als Schalter, welche jeweils entsprechend
von ihren Gate-Spannungen store und rsstore gesteuert werden. Bevor
die Photodiode zurückgesetzt
wird, wird der Schalter Mstore geschlossen und wieder geöffnet, um
die Spannung an der Photodiode PD auf dem Kondensator Cstore abzutasten.
Die in Cstore gespeicherte Spannung wird durch die Quellennachlaufsteuerung
MP2, MP3 verstärkt.
Dann schliesst der Schalter Mrsstore und öffnet wieder, wodurch die Spannung
in Cstore auf die Spannung vreset zurückgesetzt wird.
-
Eine
weitere Modifikation der Wandlerstufe T verbessert die Kompensation
des Offsets: eine Stromquelle MP5, welche einen Strom einführt, welcher
gleich dem photo-generierten Gleichstrom durch die Photodiode PD
ist, wird in Serie mit der Photodiode PD angeschlossen. Die 4 illustriert eine
mögliche
Ausführungsform.
Zwei Betriebsarten sind möglich:
- • Kalibrierte
Stromkompensation: ein Transistor MP4 wird als Schalter verwendet.
Eine Stromquelle MP5 verhält
sich wie eine in Vorwärtsrichtung
betriebene Diode, wenn der Schalter MP4 geschlossen ist, und der
Kompensationsstrom genau gleich wie der photogenerierte Strom ist. Wenn
der Schalter MP4 wieder öffnet,
wird der Strom durch MP5 wieder unabhängig von den Variationen des
Photostroms.
- • Tiefpass-gefilterte
Stromkompensation: der Transistor MP4 wird als ein Widerstand verwendet,
welcher mit der Kapazität
des Gates vom Transistor MP5 ein Tiefpassfilter bildet. Ein zusätzlicher
Kondensator ist möglicherweise
notwendig, um die Grenzfrequenz dieses Filters anzupassen. Die Stromquelle
MP5 generiert einen Kompensationsstrom, der von denjenigen Variationen
des Photostroms mit einer höheren
Frequenz als diese Grenzfrequenz des Filters unabhängig ist.
-
Die
Betriebsarten werden durch die richtige Wahl der Gate-Spannung rsoc
von MP4 gewählt.
-
Der
Transistor MP6 ist ein zusätzlicher Schalter,
welcher es möglich
macht, diese verbesserte Stromkompensation auszuschalten. Die Spannung
ocswi steuert den Schalter MP6.
-
Es
ist möglich,
die Abtaststufe S mit einfachen Schaltern zu bauen, z. B., NMOS-Schaltern oder Übermittlungsgates,
wie dies auf den 5(a), 5(b) und 5(c) dargestellt ist, oder sie enthält möglicherweise
einen Speicherknoten. Zusätzliche Speicherknoten
machen einen Abtast- und Haltebetrieb möglich.
-
Es
ist auch möglich,
die Wandlerstufe T und die Abtast- und Haltestufe S in einer Vorrichtung
zu kombinieren, z. B. in einem Driftfeld-Modulationspixel, wie dies
in 6 gezeigt wird, oder als ein Synchronisationspixel,
wie dies in 7 gezeigt wird. Diese Arten
von Pixeln werden in den Patentanmeldungen Nr. GB-0214257.8 und
WO-96/15626 beschrieben, welche hiermit durch Bezugnahme aufgenommen
werden.
-
Die 8 illustriert
eine Ausführungsform von
einer der Subtraktionsstufen SUB1 oder SUB2 und der zugehörigen Summenbildungsstufe
SUM1 oder SUM2. Phase1 und Phase2 sind sich nicht überlappende
entgegengesetzte Phasentaktgeber. Während der Phase1 wird eine
Spannung in einem Kondensator Csub gespeichert, welche proportional
zur Spannungsdifferenz zwischen der ersten Probe des abgetasteten
Signals und einer Referenzspannung vref ist. Während der Phase 2 wird
eine Spannung gespeichert, welche proportional zur Spannungsdifferenz
zwischen der nächsten
Probe des abgetasteten Signals und der Spannung am negativen Eingang eines
Gegenwirkleitwert-Betriebsverstärkers
OTA ist, welche vref nahe kommt. Die Ladungsdifferenz im Kondensator
Csub zwischen der Phasel und der Phase 2 wird zur Ladung
in einem Kondensator Cint hinzugefügt. Dieser Vorgang wird eine
bestimmte Anzahl Male wiederholt. Das Ausgangssignal dieser Stufe
ist aus diesem Grunde proportional zur Summe der Spannungsdifferenzen.
-
Beispiele
der Vorverarbeitungsstufe PP schliessen eine Signalquadrierungs-Stufe
ein, welche die Summe der Quadrate der Signale der Summenbildungsstufe
berechnet, e = (aI)2 + (aII)2,oder eine Stufe, welche deren Verhältnis q = aI/aII berechnet.
Solche Schaltungen sind an sich aus Standard-Lehrbüchern über Halbleiterschaltungen bekannt.
-
Die 9 zeigt
eine Ausführungsform
einer Ablesestufe RO für
ein Signal RO_in mit einem Speicherknoten. Das Signal RO_in wird
durch einen Schalter Mstore in einen Ablesespeicherknoten RSN abgetastet.
Die Kapazität
des Ablesespeicherknotens RSN wird durch ein Moscap MC vergrössert, um das
Rauschen zu verringern. Wenn ein Leseschalter Mrd geschlossen ist,
wird das Signal off-Pixel durch eine Quellennachlaufsteuerung angesteuert,
welche aus den MOS Transistoren Mfollow und Mcs aufgebaut ist.
-
Es
ist möglich,
eine Vielzahl von elektrischen Schaltkreisen 1.11, 1.12,
..., 1.1m; ... 1.nm wie in 1 dargestellt
in einer ein- oder zweidimensionalen Matrix aufzuschichten, wie
dies in der 10 gezeigt wird. Jeder der Schaltkreise 1.11–1.nm besteht aus
einer Photodiode und einer elektronischen Schaltung C, welche die
Stufen S, SUB, SUM, PP und RO aufweist, die im Zusammenhang mit
der 1 beschrieben worden sind. So bilden die Schaltkreise 1.11–1.nm die
Pixel eines Matrix-Sensors, welcher selber Teil einer erfindungsgemässen Vorrichtung 10 für die Demodulation
eines modulierten Signals ist. Die Vorrichtung 10 weist
einen Kolonnenadressen-Entschlüssler
CAD und einen Reihenadressen-Entschlüssler RAD
für die
Auswahl eines Schaltkreises nach dem anderen, indem die entsprechende
Kolonnenadresse CA und Reihenadresse RA angegeben wird. Die Adressenentschlüssler CAD,
RAD werden verwendet, um die Ausgänge von jedem Schaltkreis 1.11–1.nm seriell
auszulesen. Ihr elektrisches Schaltschema entspricht dem bekannten
Stand der Technik und wird aus diesem Grunde hier nicht beschrieben.
-
Es
ist möglich,
dass auf den Kolonnenadressen-Entschlüssler CAD Evaluationsmittel
EV für
eine on-Chip Evaluation einer Hüllkurvenamplitude und/oder
einer zeitlichen Phase von Ausgängen
der elektrischen Schaltkreise folgen. Solche Evaluationsmittel EV
sind wohlbekannt. Es ist auch möglich,
die Evaluationsmittel EV wegzulassen, falls die Evaluation der Hüllkurvenamplitude
und der zeitlichen Phase off-Chip erfolgen. Schliesslich liefert
ein Ausgangsverstärker
OA ein Ausgangssignal von der Vorrichtung auf einer Ausgangsleitung
OL.
-
Es
sollte angemerkt werden, dass in einem erfindungsgemässen zweidimensionalen
Sensor die Schaltkreise 1.11–1.nm auch auf eine
andere Art und Weise als in Reihen und Kolonnen, wie diese in 10 dargestellt
sind, angeordnet sein können. Jede
Form der Anordnung ist im Umfang dieser Erfindung enthalten.
-
Diese
Erfindung ist nicht auf die oben beschriebenen, bevorzugten Ausführungsformen
beschränkt,
an welchen Variationen und Verbesserungen vorgenommen werden können, ohne
dass vom Umfang des Schutzes des vorliegenden Patentes abgewichen
wird.
-
- 1
- Elektrische
Schaltung
- 10
- Vorrichtung
- 21
- Erster
Kanal
- 22
- Zweiter
Kanal
- CA
- Spaltenadresse
- CAD
- Spaltenadressenentschlüssler
- EV
- Evaluationsmittel
- I
- Eingangssignal
- OA
- Ausgangsverstärker
- OL
- Ausgangsleitung
- OTA
- Operations-Gegenwirkleitwertverstärker
- PD
- Photodiode
- PP
- Vorverarbeitungsstufe
- RA
- Zeilenadresse
- RAD
- Zeilenadressenentschlüssler
- RO
- Ablesestufe
- RSN
- Ablesespeicherknoten
- S
- Abtaststufe
- SN
- Speicherknoten
- SUB1,
SUB2
- Subtraktionsstufen
- SUM1,
SUM2
- Summenbildungsstufen
- T
- Wandlerstufe
- VDDA
- Versorgungsspannung
- VSS
- Erdpotenzial
