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Die
Erfindung betrifft einen adaptiven Matrixsensor für eine Pixel-Parallel-Detektion
von modulierten Signalen mit einem hohen dynamischen Bereich, eine
On-Chip elektrische Schaltung hierzu sowie ein Verfahren für die adaptive
Detektion eines modulierten Signals. Die zu detektierenden Signale sind,
beispielsweise, kohärente
oder analoge intensitätsmodulierte
optische Heterodynsignale. Die Erfindung ist besonders gut geeignet
für das
Gebiet der optischen Messtechnik, wo es erforderlich ist, die Amplitude
einer geringen Lichtintensitäts-Modulation zu
detektieren, welche einem sich langsam bewegenden Hintergrund überlagert
ist. Dies ist üblicherweise
bei interferometrischen Messverfahren, zum Beispiel Einzel- oder
Mehrfachwellenlängen-Interferometrie und
insbesondere bei der optischen Niedrigkohärenz-Tomographie (OLCT).
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Ein
Beispiel von Mehrtachwellenlängen-Interferometrie ist
offenbart in E. Zimmermann, Y. Salvadé und R. Dändliker, "Durch elektronische Mittel stabilisierte
Dreiwellenlängenquelle
für absolute
Distanzmessungen von hoher Genauigkeit (engl. Stabilized three-wavelength
source calibrated by electronic means for high-accuracy absolute
distance measurement)",
Opt. Lett. 21 (7), 531 (1996). Das Prinzip von und Beispiele für OLCT sind
gegeben in, z.B., E. A. Swanson et al., "Optische-Kohärenzdomänen-Reflektometrie mit hoher
Geschwindigkeit (engl. High-speed optical coherence domain reflectometry)", Optics Letters
17(2), 151–153,
1992 oder in G. J. Tearney, B. E. Bouma, S. A. Boppart, B. Golubovic, E.
A. Swanson, J. G. Fujimoto, "Schnelle
Erfassung von in vivo biologischen Bildern durch die Verwendung
der optischen Kohärenz-Tomographie
(engl. Rapid acquisition of in vivo biological images by use of
optical coherence tomography)",
Opt. Lett., Vol. 21(17), 1408 (1996).
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Der
verwandte Stand der Technik bezieht sich auf Matrixsensoren, welche
die Messwerterfassung und Demodulation eines periodischen Signals von
bekannter Frequenz unter Verwendung eines CCDs (bspw. FR-2 664 048)
oder eines synchronisierten CCDs (bspw. DE-44 40 613) durchführen. Eine
Off-Chip elektrische Aufbereitung oder Software-Signalaufbereitung
ist erforderlich, um die Information über die Amplitudenmodulation
zu erhalten. Die Nachteile solcher Techniken sind die folgenden:
- – Es
ist erforderlich, die Frequenz des Modulationssignals genau zu kennen.
- – Es
ist erforderlich, eine wesentliche Signalnachverarbeitung durchzuführen, um
die Hüllkurve
der Intensitäts-Modulation
zu extrahieren. Dies verlängert
auch die gesamte Messdauer und erhöht die Komplexität des Systems.
- – Die
Verwendung von standardmässigen
CCD Vorrichtungen schränkt
die Trägerfrequenz
des zu detektierenden optischen Signals ein, dies wegen der Bildfrequenzrate
des Sensors. In der Tat ist es notwendig, mehr als zwei Messwerte
pro Periode der Trägerfrequenz
zu erfassen, um die Amplitude der Modulation zu erhalten. Dies bedeutet,
dass die Bildfrequenzrate mehr als zweimal schneller als die Trägerfrequenz
sein muss.
- – Der
Lichthintergrund schränkt
den dynamischen Bereich von Standard-CCD-Bildsensoren ein.
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Die
vorliegende Erfindung überwindet
alle diese Nachteile durch das Vorsehen einer In-Pixelschaltung
mit einer adaptiven Rückkopplungsschlaufe.
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Eine
Wechselstrom-Verstärkerschaltung
mit einer Rückkopplungs-Schlaufe
ist bereits in US-5,376,813 beschrieben worden. Sie betrifft eine adaptive
Photorezeptor-Halbleiterschaltung für die kontinuierliche Adaptation
mit langer Zeitkonstante. Das Prinzip beruht auf einem Quellennachlaufrezeptor
mit einer Rückkopplungsschlaufe
für die
Adaptation an langsame Änderungen
des Hintergrundlichts. Diese Schaltung wurde entwickelt, um bei
der Zeitdomänen-Bildverarbeitung
verwendet zu werden, beispielsweise bei der Bewegungsberechnung.
Sie ist bei Systemen nützlich,
welche sich um die Kontrast-Änderung
in einem Bild kümmern,
und nicht um die absoluten Intensitäten. Die Verwendung des Quellennachläuferprinzips
für die
Detektionsstufe hat jedoch den Nachteil, dass eine niedrige Impedanz
in Serie mit der Photodiode gebracht wird. Dies bedeutet, dass die
Wechselstrom-Transimpedanz-Verstärkung gering
ist.
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Die
Erfindung hat das Ziel, eine On-Chip elektrische Schaltung für die adaptive
Detektion von modulierten Signalen zur Verfügung zu stellen, welche nicht
unter den oben dargelegten Nachteilen leidet. Die Erfindung hat
des weiteren das Ziel, einen eindimensionalen oder zweidimensionalen
adaptiven Matrixsensor zur Verfügung
zu stellen, welcher eine Vielzahl von solchen Schaltungen umfasst.
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Die
elektrische Schaltung gemäss
der Erfindung umfasst Sensormittel für die Überführung eines Eingangssignals
in ein elektrisches Signal, Verstärkungsmittel mit einem Eingang
und einem Ausgang, und Rückkopplungsmittel
mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei der Eingang mit dem Ausgang des
Verstärkungsmittels
verbunden ist. Die Rückkopplungsmittel
schliessen Frequenzfiltermittel ein für das Durchlassen von elektrischen
Signalen, welche mit Frequenzen innerhalb eines gewählten Frequenzbereiches
moduliert sind, und für
das Blockieren von elektrischen Signalen, welche mit Frequenzen
ausserhalb des gewählten
Frequenzbereiches moduliert sind, gefolgt von einem Integrator,
wobei die Filtermittel einen Tiefpassfilter umfassen. Die Schaltung
weist des weiteren eine Stromquelle mit einem Eingang und einem
Ausgang auf, wobei ihr Ausgangsstrom von einem elektrischen Eingangssignal gesteuert
wird, der Eingang mit dem Ausgang des Filtermittels verbunden ist,
und der Ausgang mit dem Sensormittel in einem gemeinsamen Knotenpunkt
in Serie geschaltet ist. Der gemeinsame Knotenpunkt der Stromquelle
und der Sensormittel ist mit dem Eingang des Verstärkungsmittels
verbunden.
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Die
Wechselstrom-Transimpedanz-Verstärkung
der elektrischen Schaltung gemäss
der Erfindung ist grösser
als mit einem Quellennachläufer.
Die elektrische Schaltung gemäss
der Erfindung ist auch besser angepasst für Wechselstromverstärkung mit hohem
Verstärkungsfaktor,
und die Änderung
des Wechselstrom-Verstärkungsfaktors
in Abhängigkeit vom
Gleichstromniveau des Eingangssignals ist geringer als bei der Schaltung
gemäss
US-5,376,813. Die vorliegende Erfindung betrifft vorzugsweise ebenfalls
eine Gesamtschaltung für
Amplituden-Demodulation, was bei der in US-5,376,813 beschriebenen Schaltung nicht
der Fall ist. Keine zusätzliche
Signalverarbeitung ist erforderlich; in der Tat ist die gewünschte Information,
das heisst die Amplitude der Modulation, direkt und gleichzeitig
jederzeit am Ausgang der Schaltung ablesbar.
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An
sich ist der Frequenzbereich der Schaltung gemäss der Erfindung nicht eingeschränkt; typische
zu detektierende Modulationsfrequenzen liegen zwischen 1 kHz und
1 GHz.
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Das
Verfahren für
die adaptive Detektion eines modulierten Signals gemäss der Erfindung
umfasst die Schritte der Umwandlung des Signals in ein erstes elektrisches
Signal, der Verstärkung
eines zweiten elektrischen Signals einschliesslich des ersten elektrischen
Signals, und die Verwendung eines Teils des verstärkten Signals
für eine
Rückkopplung. Der
für eine
Rückkopplung
verwendete Teil des verstärkten
elektrischen Signals wird frequenzgefiltert, so dass die mit Frequenzen
innerhalb eines gewählten
Frequenzbereiches modulierten elektrischen Signale durchgelassen
werden und die mit Frequenzen ausserhalb des gewählten Frequenzbereiches modulierten
elektrischen Signale mittels eines Tiefpassfilters blockiert werden.
Die gefilterten elektrischen Signale steuern ein drittes elektrisches
Signal, und vor der Verstärkung
wird das erste elektrische Signal mit dem dritten elektrischen Signal
zusammengelegt, wodurch das zweite elektrische Signal erhalten wird.
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Die
Erfindung betrifft ebenfalls einen (ein- oder zweidimensionalen)
Matrixsensor, welcher eine Vielzahl von ähnlichen oder identischen Schaltungen gemäss der Erfindung
aufweist, mit parallelen Ausgängen.
Dieser Sensor mit "Smart
Pixels" ermöglicht die
Durchführung
einer gleichzeitigen kohärenten oder
Heterodyndetektion von modulierten Signalen, parallel für alle Pixel.
Der Matrixsensor hat einen hohen dynamischen Bereich und, im Falle
eines optischen Sensors, eine Leistungsfähigkeit nahe der Schrotrauschgrenze
des Lichts. Die Rückkopplungsschlaufe
jeder Schaltung kompensiert jegliche Unvollkommenheit oder Diskrepanz
des Matrixsensorchips; derartige Unvollkommenheiten sind unvermeidlich
und verschlechtern die Leistungsfähigkeit eines Sensors gemäss dem Stand
der Technik. Es ist möglich,
dass der erfindungsgemässe
Matrixsensor das analoge, kohärente
oder Heterodyn-Detektionsverfahren verwendet. In diesem Fall bedeutet "analog" ohne Probenahme
der Trägerfrequenz.
Im Vergleich mit dem Direktdetektionsverfahren hat die Heterodyndetektion
die folgenden Vorteile:
- – Sie ist unempfindlich in
Bezug auf unerwünschtes
Hintergrundlicht, mit welchem der lokale Oszillator nicht mischt;
- – die
Interferenzerzeugung ist einer der wenigen Wege, um eine in Bezug
auf Photonenrauschen beschränkte
Detektion im Infrarotbereich zu erreichen, wo das Hintergrundrauschen
derart vorherrschend ist.
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Der
Matrixsensor und die elektrische Schaltung gemäss der Erfindung kann für irgendwelche Eingangssignale
verwendet werden, wie etwa elektromagnetische, Ultraschall- oder
chemische Signale. In der Folge wird jedoch die Erfindung am Beispiel eines
optischen Signals beschrieben.
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Die
Erfindung wird untenstehend genauer beschrieben, mit Bezug auf die
angehängten
schematischen Zeichnungen.
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1 zeigt
(a) eines typisches lichtintensitäts-moduliertes Signal, welches
ein Pixel des Sensors errreicht, und (b) das gewünschte elektrische Signal am
Ausgang des Sensors.
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2 zeigt
ein Blockdiagramm einer Sensorschaltung gemäss der Erfindung.
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3 zeigt
die Intensität
eines optischen Signals über
die Zeit.
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4 zeigt
das elektrische Signal am Ausgang eines Verstärkers in der Schaltung von 2 über die
Zeit.
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5 zeigt
das elektrische Signal am Ausgang eines Gleichrichters in der Schaltung
von 2 über
die Zeit.
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6 zeigt
das elektrische Signal am Ausgang der Schaltung der 2 über die
Zeit.
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7 zeigt
eine eindimensionale Anordnung von Schaltungen gemäss der Erfindung.
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8 zeigt
eine zweidimensionale Anordnung von Schaltungen gemäss der Erfindung.
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9 zeigt
Einzelheiten einer Ausführungsform
der Sensorschaltung gemäss
der Erfindung.
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Die 1 (a)zeigt
ein typisches moduliertes Eingangssignal I, beispielsweise eine
Lichtintensität, über die
Zeit t beim Erreichen eines Pixels eines Sensors. Das Signal I ist
eine Überlagerung
einer kleinen Lichtintensitäts-Modulation
auf einem hohen sich langsam bewegenden Untergrund. Bei vielen Anwendungen,
wie etwa der Einzel- oder
Mehrfachwellenlängen-Interferometrie
und insbesondere bei der optischen Niedrigkohärenz-Tomographie (OLCT), ist die
Amplitude des schwachen Signals von Interesse, nicht jedoch das
Hintergrundsignal.
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Das
Ausgangssignal V des Sensors über
die Zeit t, welches bei solchen Anwendungen gewünscht ist, wird in der 1 (b)
schematisch dargestellt.
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Die 2 zeigt
ein Blockdiagramm einer Schaltung 1, welche für ein Pixel
des Matrixsensors gemäss
der Erfindung ausgelegt ist. Die Schaltung umfasst einen Sensor,
beispielsweise einen Photosensor PS, einen Verstärker AMP, eine Rückkopplung
FB, eine Stromquelle CS, einen Gleichrichter RF und ein Tiefpassfilter
LPF. Ein zu messendes Eingangssignal I, z.B., intensitäts-moduliertes
Licht, erreicht den Photosensor PS, wird in der Schaltung 1 verarbeitet
und wird als ein elektrisches Ausgangssignal V beim Ausgang des
Tiefpassfilters LPF ausgegeben.
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Das
zu detektierende Signal I ist typischerweise zusammengesetzt aus
einer Modulation geringer Intensität auf einem hohen sich langsam
bewegenden Untergrund, beispielsweise von Licht, wie in der 3 über die
Zeit t dargestellt. Die nachfolgende Verarbeitung wird durchgeführt, um
die zeitabhängige
Amplitude dieser Modulation zu erlangen: die Signaldetektion, die
Verstärkung
des Signals bei der Trägerfrequenz
und die Extraktion der Hüllkurve.
Diese Schritte werden im Detail mit Bezugnahme auf die Zeichnungen 2 und 3 bis 6 erläutert.
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Das
in der 3 dargestellte Lichtsignal I wird von einem Photosensor
PS detektiert, welches den einfallenden Photonenfluss in einen elektrischen Strom
umwandelt. Dieser Photosensor ist in Serie mit einer spannungsgesteuerten
Stromquelle verbunden. Der resultierende Strom, welcher die Differenz zwischen
dem durch die Stromquelle eingestellten Strom und dem durch die
Photodiode fliessenden Strom ist, wird durch den Verstärkerblock
AMP verstärkt.
Das Signal am Ausgang des Verstärkers
wird zum FB Block zurückgeschickt,
welcher die Stromquelle steuert. Die Aufgaben der Rückkopplungsschlaufe
sind den Verstärker
auf seinem Betriebspunkt zu halten und den zu verstärkenden
Frequenzbereich zu wählen.
Der in der Schaltung verwendete Filter für die Rückkopplung ist ein Tiefpassfilter,
typischerweise gefolgt von einer PID (proportional, integral, derivativ)
Steuerschaltung. Das Tiefpassfilter bestimmt die Grenzfrequenz der
verstärkten
Frequenzen. In der Tat wird, wenn das die Photodiode erreichende
optische Signal mit einer Trägerfrequenz moduliert
wird, welche kleiner als die Grenzfrequenz ist, der Tiefpassfilter
für diese
Trägerfrequenz
transparent und die Rückkopplungsschlaufe
wird geschlossen. Dies bedeutet, dass diese Variation vollständig durch
den nachfolgenden Integrator und die Stromquelle kompensiert wird,
und der Strom am Eingang des Verstärkers AMP konstant gehalten wird.
In diesem Fall ist die Verstärkung
bei Frequenzen, die kleiner als die Grenzfrequenz sind, null oder beinahe
null. Wenn das die Photodiode erreichende optische Signal mit einer
Trägerfrequenz
moduliert wird, welche höher
als die Grenzfrequenz des Tiefpassfilters ist, unterdrückt das
Filter die Trägerfrequenz
und die Rückkopplungsschlaufe
ist offen. Dies bedeutet, dass diese Frequenz nicht durch den Integrator
kompensiert wird, sondern mit einem durch AMP gegebenen Verstärkungsfaktor
verstärkt
wird. Die PID-Schaltung ermöglicht
die Einstellung der Kompensationsgeschwindigkeit des an die Stromquelle
anzulegenden Korrektursignals auf solche Weise, dass dies so schnell
wie möglich
und ohne Schlaufenoszillationen erfolgt.
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Das
modulierte Signal VAMP am Ausgang des Verstärkers (4)
wird durch den Block RF gleichgerichtet. Dies kann ein Vollwellengleichrichter
sein, welcher beide Seiten des Wechselstromsignals verwendet, oder
ein Halbwellengleichrichter, welcher eines der Vorzeichen abschneidet,
wie in der 5 dargestellt. Das Ausgangssignal
VRF des Gleichrichters RF wird dann vom
Block LPF gefiltert, welcher typischerweise ein Tiefpassfilter ist.
Die Grenzfrequenz dieses Blocks wird so gewählt, dass sie die Trägerfrequenz
des gleichgerichteten Signals entfernt. Das Signal V am Ausgang
des Tiefpassfilters LPF wird in der 6 gezeigt.
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Es
gibt viele Möglichkeiten,
elektrische Schaltungen, wie sie in der 2 gezeigt
sind, zusammen anzuordnen:
- – Diese Schaltung kann in einem
Einkanalsystem verwendet werden.
- – Eine
Vielzahl von solchen Schaltungen 1.1, 1.2, ..., 1.m können in
einer Reihe aufgereiht werden (1D Matrix), wie in der 7 illustriert.
Jede der Schaltungen 1.1, 1.2, ..., 1.m besteht
aus einem Photosensor PS und einer elektronischen Schaltung 11 bestehend
aus den Bestandteilen AMP, FB, CS, RF und LPF, wie in 2 beschrieben. Eine
Möglichkeit
ist die Implementation der gleichen Anzahl m von Ausgängen wie
Schaltungen vorhanden sind. Wenn jedoch eine grosse Zahl m von solchen
Schaltungen vorhanden sind, ist es besser einen Adressdecoder 2 zu
verwenden, welcher es ermöglicht,
auf alle Ausgänge
dieser Schaltungen entweder seriell zuzugreifen oder einen oder
mehrere gegebene Schaltungsausgänge
zu wählen,
indem eine entsprechende Pixeladresse 21 angegeben wird.
Der Adressdecoder 2 wird von einem Ausgangsverstärker OA
gefolgt, welcher ein Ausgangssignal VOA liefert.
- – Eine
Vielzahl von solchen Schaltungen 1.1, 1.2, ..., 1.m können in
einer 2D Matrix aufgereiht werden, wie in der 8 dargestellt.
Wie oben ist es möglich,
einen Ausgang pro Schaltung zu implementieren, oder einen Kolonnenadressdecoder 2 und
einen Reihenadressdecoder 3 zu implementieren, um eine
Schaltung nach der anderen zu wählen,
oder eine Gruppe von Schaltungsausgängen gleichzeitig, indem die
entsprechenden Kolonnenadressen 21 und Reihenadressen 31 angegeben
werden.
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Die
Adressdecoder 2,3 werden zum seriellen Auslesen
der Ausgänge
jeder Schaltung 1.1, ..., 1.m; 1.11,
..., 1.mn verwendet. Ihr elektrisches Schema ist bekannter
Stand der Technik, und wird deshalb hier nicht beschrieben. Es gibt
jedoch eine vollständige Beschreibung
in O. Vietze, "Aktive
Pixelbildsensoren mit anwendungsspezifischer Leistung auf der Grundlage
von Standard-Silizium-CMS-Verfahren
(engl. Active pixel image sensors with application specific performance
based on standard silicon CMS processes)", Dissertation ETHZ Nr. 12038, Seiten
47–51, 1997,
welche als Bezug in diese Beschreibung aufgenommen wird.
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Es
sollte angemerkt werden, dass es möglich ist, in einem 2D Sensor
gemäss
der Erfindung die Schaltungen 1.11, ..., 1.mn auf
eine andere Art und Weise anzuordnen als in Reihen und Kolonnen,
wie in 8 dargestellt.
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Nachfolgend
wird eine Ausführungsmöglichkeit
der elektrischen Schaltung gemäss
der Erfindung beschrieben, mit Bezugnahme auf die 9.
In diesem Fall beruht die Konstruktion der Schaltung auf der CMOS
N-Well Technologie. Trotzdem gibt es viele andere Gestaltungsmöglichkeiten
für diese
gleichen Funktionalitäten.
V1 bis V8 bezeichnen externe Spannungen, mit welchen die Eigenschaften
der Schaltung abstimmbar sind; für
eine bestimmte Anwendung haben sie normalerweise feste Werte.
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Der
verwendete Photosensor PS ist eine Photodioden-Vorrichtung PD. Die
Anode ist mit Masse verbunden. Der durch die Diode PD fliessende Photostrom
IPD ist proportional zur einfallenden modulierten
Lichtintensität
I. Die innewohnende Kapazität
CPD der Photodiode PD wandelt diesen Strom
IPD in eine Spannung U um, gemäss der Formel U = (1/CPD)∫/PD·dt.
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Die
Stromquelle CS is mit einem PMOS Transistor M1 implementiert. Dessen
Drain-Anschluss ist mit der Kathode der Photodiode verbunden und
dessen Source-Anschluss mit einer konstanten Spannung V1. Der Massenknotenpunkt
ist mit dem Source-Anschluss
verbunden. Der durch den Transistor fliessende Strom wird durch
die Gate-Source-Spannung eingestellt. Die konstante Sourve-Spannung V1 ermöglicht es,
die Stromquellen-Vorrichtung an den Bereich der von der Rückkopplung
FB stammenden und an das Gate von M1 angelegten Spannung solcherart
anzupassen, dass der durch die Stromquelle fliessende Strom in der gleichen
Grössenordnung
ist wie der durch die Photodiode fliessende Strom. Für kleine
Ströme
(< 10 nA) arbeitet
der Transistor im Unterschwellenwertmodus und der Strom ist eine
exponentielle Funktion der Gate-Source-Spannung. Für höhere Ströme (> 10 mA) arbeitet der
Transistor über
der Schwellenspannung und befindet sich im Sättigungsmodus. Der Strom ist
dann proportional zum Quadrat der Gate-Source-Spannung.
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Der
Verstärker
AMP besteht aus einem Wechselrichterverstärker. Er enthält einen
NMOS Transistor M2 und einen PMOS Ballasttransistor M3. Die Kathode
der Photodiode ist mit dem Gate von M2 verbunden. Der Source-Anschluss
von M2 ist mit Masse verbunden und der Drain-Anschluss ist mit dem
Drain-Anschluss von M3 verbunden, welcher dem Ausgangsknoten des
Verstärkers
entspricht. Der Source-Anschluss von M3 ist auf eine feste Spannung
Vdd eingestellt. Beide Massenknotenpunkte sind mit ihren jeweiligen
Quellenknotenpunkten verbunden. Die am Gate von M3 angelegte Vorspannung
V2 stellt den im Verstärker
AMP fliessenden Strom ein. Er ermöglicht es, einen Kompromiss zwischen
hohem Verstärkungsfaktor
und langsamer Geschwindigkeit (V2 nahe bei Vdd) oder kleinem Verstärkungsfaktor
und hoher Geschwindigkeit (V2 nahe beim Massepotential) zu finden.
Es ist möglich,
dass der Verstärker
AMP ein linearer oder logarithmischer Verstärker ist; ein logarithmischer
Verstärker
liefert einen noch besseren dynamischen Bereich.
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Die
in dieser Schaltung verwendete Rückkopplung
FB ist ein Tiefpassfilter gefolgt von einem Integrator. Der Tiefpassfilter
enthält
eine Zelle erster Ordnung (M4 PMOS Transistor als Widerstand und C2
als Kondensator). Der Drain-Anschluss von M4 ist mit dem Ausgang
des Verstärkers
AMP verbunden. C2 ist zwischen dem Source-Anschluss von M4 und einer
festen Spannung angeschlossen, in diesem Fall Vdd. Die Grenzfrequenz
fIp des Tiefpassfilters ist durch einen
Eigenwiderstand RM4 und C2 gegeben und ist
gleich fIp = 1/(2π RM4C2).
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Für Trägerfrequenzen
kleiner als fIp ist der Verstärkungsfaktor
null oder beinahe null. Für
Trägerfrequenzen
höher als
fIp wird der Verstärkungsfaktor durch die Transimpedanzverstärkung resultierend aus
der Eigenkapazität
der Photodiode PD und dem Widerstand der Stromquelle CS, und ebenfalls
durch den Verstärkungsfaktor
des Verstärkers
AMP bestimmt. Der Integrator enthält einen Differentialverstärker (M6,
M6' NMOS Transistoren,
und M7, M7' PMOS
Transistoren), einen Widerstand RM5, welcher mit
einem PMOS Transistor M5 implementiert ist, und einem Kondensator
C3. Dieser Differentialverstärker ist
ein Differentialpaar, welches mit einem Stromspiegel belastet ist.
Das Differentialpaar besteht aus zwei aneinander angepassten NMOS
Transistoren (M6 und M6').
Der Stromspiegel besteht aus zwei aneinander angepassten PMOS Transistoren
(M7 und M7'). Der
Widerstand RM5 ist zwischen dem Ausgang des
Tiefpassfilters (Drain-Anschluss von M5) und dem negativen Eingang
des Differentialverstärkers angeschlossen.
C3 ist in der negativen Rückkopplung
des Differentialverstärkers
angeschlossen. Die Zeitkonstante τi
des Integrators ermöglicht
es, die Kompensationsgeschwindigkeit einzustellen und Oszillationen
in der Schlaufe zu verhindern. Sie wird durch den einstellbaren
Widerstand RM5 und den Kondensator C3 durch τi
= RM5C3eingestellt.
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Im
Falle der Ausführung
einer Vielzahl von solchen elektrischen Schaltungen muss der positive Teil
des Differentialverstärkers
(M6' und M7' dargestellt durch
gestrichelte Linien in der 9) nur einmal
implementiert werden, gemeinsam für alle Schaltungen. Die Spannung
V5' stellt den Arbeitspunkt
des Systems ein. In der Tat ist sie stabilisiert, wenn die Differenz
zwischen der Gate Spannung von M6 und V5' gleich null ist. Die Quellen und die
Massen der beiden Widerstände
der NMOS Transistoren sind miteinander verbunden, um die Schaltung
zu vereinfachen (für
die N-Well Technologie).
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Der
verwendete Gleichrichter RF ist ein Halbwellengleichrichter. Er
enthält
einen Differentialverstärker
(M8, M10, NMOS Transistoren und M9, M11 PMOS Transistoren), eine
Diode D2 und einen Widerstand, welcher mit einem PMOS Transistor M12
implementiert ist. Das Eingangssignal wird in das Gate von M8 eingeführt, welches
der positive Eingang des Differentialverstärkers ist. Dieser Verstärker ist
ein durch einen Stromspiegel geladenes Differentialpaar. Das Differentialpaar
besteht aus zwei zusammenpassenden NMOS Transistoren (M8 und M10).
Der Stromspiegel besteht aus zwei zusammenpassenden PMOS Transistoren
(M9 und M11). Die Diode D2 ist in der negativen Rückkopplungsschlaufe
angeordnet, mit der Anode angeschlossen an den negativen Eingang
des Differentialverstärkers
und mit der Kathode am Ausgang des Differentialverstärkers. Diese Konfiguration
hat den Vorteil, dass die Schwellenspannung der Diode unterdrückt wird.
Der mit dem PMOS Transistor M12 implementierte Widerstand ist zwischen
dem negativen Eingang des Differentialverstärkers und einer Vorspannung
V6 angeschlossen. Letztere stellt die Offset-Spannung ein, bei welcher
das Eingangssignal gleichgerichtet wird. In der Tat, wenn die Eingangsspannung
(Gate von M8) tiefer als V6 ist, leitet D2 und der Differentialverstärker wird
zu einem Nachläufer
mit Verstärkungsfaktor
eins. Das Gate von M10 wird auf die gleiche Spannung eingestellt
wie der Eingang. Wenn die Eingangsspannung höher als V6 ist, wird D2 blockiert
und das Gate von M10 wird auf V6 eingestellt. Die am Gate M12 angebrachte
Spannung V7 stellt den Widerstandswert RM12 ein,
welcher die Ausgangsimpedanz des Gleichrichters bestimmt. Alle Massenknotenpunkte
sind mit ihren jeweiligen Quellenknotenpunkten verbunden. Zusätzlich ist
es möglich,
einen Kondensator C4 zwischen dem negativen Eingang des Differentialverstärkers und
einer festen Spannung, in diesem Falle Vdd, anzubringen. Dies ermöglicht es,
eine Tiefpassfilterzelle zu bilden, um die Trägerfrequenz zu entfernen. Die
Grenzfrequenz fIp' wird durch RM12 und
C4 durch fIp' = 1/(2π RM12 C4) bestimmt.
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Das
gleichgerichtete Signal wird dem negativen Eingang des Differentialverstärkers präsentiert. Es
ist ebenfalls möglich,
einen Vollwellenverstärker zu
implementieren, um die Restwelligkeit zu verringern. Jedoch benötigt diese
Lösung
eine Schaltung, welche mehr Grundfläche erfordert, welches für die Stapelung
einer Matrix nicht wünschenswert
ist.
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Der
Tiefpassfilter LPF ist eine RC Zelle erster Ordnung. Er enthält einen
PMOS Nachläufer
(M13 und M14) und einen Kondensator C5. Das Eingangssignal ist am
Gate von M13 angeschlossen. Der Drain-Anschluss von M14 ist geerdet
und der Source-Anschluss
ist mit dem Drain-Anschluss von M14 verbunden. Der Source-Anschluss von M14
ist mit Vdd verbunden. Ihr Massenknotenpunkt ist mit ihrem entsprechenden
Quellenknotenpunkt verbunden. In dieser Konfiguration funktioniert
M14 als eine spannungsgesteuerte Widerstandsbelastung.
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Die
am Gate von M14 angebrachte Spannung V8 stellt den Widerstandswert
RM14 ein. Der Kondensator C5 ist zwischen
dem Ausgang des Nachläufers
(Source-Anschluss von M13 und Drain-Anschluss von M14) und einer festen
Spannung, in diesem Falle Vdd, angeschlossen. Das gefilterte Signal
ist am Ausgang des Nachläufers vorhanden.
Die Grenzfrequenz des Tiefpassfilters fIp'' wird dann durch den Widerstand RM14 und den Kondensator C5 durch fIp'' =
1/(2π RM14 C5)bestimmt.
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Diese
Grenzspannung wird derart gewählt, dass
alle Halbwellen der Trägerfrequenz
integriert sind, und dass das Ausgangssignal der Hüllkurve
der Amplitude dieser Modulation entspricht. Im Falle eines von einem
Halbwellengleichrichter stammenden Eingangssignals ist es möglich, RM14 und C5 durch die folgende Formel zu bestimmen: RM14·C5 = 100/(F·rr),wobei
f die Trägerfrequenz
und rr die Restwelligkeit in Prozent sind. Man beachte, dass es
ebenfalls möglich
ist, eine NMOS Nachläuferstruktur
zu verwenden. Die Wahl hängt
vom gewünschten
Bereich der Eingangs- und Ausgangsspannungen ab.
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Es
wird vorgeschlagen, einen derartigen Matrixsensor zu verwenden,
welcher diese oben beschriebenen elektrischen Schaltungen verwendet, um
die Photodetektion und Amplituden-Demodulation von optischen Störrandbereichen
in OLCT durchzuführen.
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Optische
Signale bei der Niedrigkohärenz-Tomographie sind
typischerweise charakterisiert durch eine kleine Wechselstrom-Modulation
des Lichts über
einem langsam sich ändernden
Hintergrund. Da die relevanten Informationen in der zeitabhängigen Amplitudenverteilung
des Modulationssignals enthalten sind, ist ein System erforderlich,
um die Hüllkurve
der Modulation zu extrahieren. In der Tat ist die Amplitude der
Modulation proportional zur Intensität des Lichtes, welches durch
die zu prüfende Vorrichtung
bis zu einer durch die Zeit gegebenen Tiefe reflektiert wird, bei
welcher die Modulation stattfindet. Dann ermöglicht es die Aufzeichnungen
der Hüllkurve
der Randbereiche während
der Zeit das Erlangen eines Intensitätsprofits des in die Vorrichtung reflektierten
Lichtes (E. A. Swanson et al., "Optische-Kohärenzdomänen-Reflektometrie
mit hoher Geschwindigkeit (engl. Highspeed optical coherence domain
reflectometry)",
Optics Letters 17(2), 151–153,
1992).
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Das
Standardverfahren zur Erlangung eines 2D Querschnittsbildes oder
eines 3D Volumenbildes ist die Verwendung eines Transversalscanners
im Probenarm des Tomographen und die serielle Akquisition einer
Vielzahl von optischen Scans (G. J. Tearney, B.
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E.
Bouma, S. A. Boppart, B. Golubovic, E. A. Swanson, J. G. Fujimoto, "Schnelle Erfassung
von in vivo biologischen Bildern durch die Verwendung der optischen
Kohärenz-Tomographie
(engl. Rapid acquisition of in vivo biological images by use of
optical coherence tomography)",
Opt. Lett., Vol. 21 (17), 1408 (1996).). Dieses Verfahren erfordert
indessen Zeit, um eine ganzes Bild zu aufzunehmen.
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Die
Verwendung des Matrixsensors gemäss dieser
Erfindung in einem für
diese Anwendung adaptierten Tomographen ermöglicht es, ein 2D (Einliniensensor)
oder ein 3D (2D Sensor) Bild mit nur einem Tiefenscan aufzunehmen,
ohne Transversalscanner. Dies ermöglicht eine Verringerung der
Messzeit und die Erreichung von Akquisitionszeiten für vollständige Tomogramme
(2D und 3D) von mehreren Hertz, auch das Lesen und Überbieten
von konventionellen Videobildgeschwindigkeiten von 25 oder 30 Hz.
Im Vergleich mit seriellen Tomographiesystemen mit Transversalscannern
wird die Akquisitionszeit durch die Anzahl der im Matrixsensor vorhandenen
Photodetektoren wesentlich verringert.
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Die
Verwendung der Heterodyn-Detektion ermöglicht die Realisierung eines
Tomographen, welcher einen hohen dynamischen Bereich aufweist und durch
Schrotrauschen begrenzt ist.