DE60225653T2 - Verfahren und Vorrichtung zur Leitungsisolierung in einer datenzugriffsanordnung mittels einer PWM-Steuerung - Google Patents

Verfahren und Vorrichtung zur Leitungsisolierung in einer datenzugriffsanordnung mittels einer PWM-Steuerung Download PDF

Info

Publication number
DE60225653T2
DE60225653T2 DE60225653T DE60225653T DE60225653T2 DE 60225653 T2 DE60225653 T2 DE 60225653T2 DE 60225653 T DE60225653 T DE 60225653T DE 60225653 T DE60225653 T DE 60225653T DE 60225653 T2 DE60225653 T2 DE 60225653T2
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
data signal
pwm
signal
circuit
analog
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
DE60225653T
Other languages
English (en)
Other versions
DE60225653D1 (de
Inventor
Wayne T. Mountain View Holcombe
Matthijs D. Sunnyvale Pardoen
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Silicon Laboratories Inc
Original Assignee
Integration Associates Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Integration Associates Inc filed Critical Integration Associates Inc
Publication of DE60225653D1 publication Critical patent/DE60225653D1/de
Application granted granted Critical
Publication of DE60225653T2 publication Critical patent/DE60225653T2/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
    • H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
    • H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
    • H04L25/4902—Pulse width modulation; Pulse position modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B14/00—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B14/02—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation
    • H04B14/026—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation using pulse time characteristics modulation, e.g. width, position, interval
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0264—Arrangements for coupling to transmission lines
    • H04L25/0266—Arrangements for providing Galvanic isolation, e.g. by means of magnetic or capacitive coupling
    • H04L25/0268—Arrangements for providing Galvanic isolation, e.g. by means of magnetic or capacitive coupling with modulation and subsequent demodulation

Description

  • Bereich der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Datenzugriffsanordnungs-(DAA-)Schaltungen. Spezieller ausgedrückt, bezieht sie sich auf die Übertragung von Information über eine Isolationsbarriere in einer DAA.
  • Hintergrund der Erfindung
  • DAAs werden benutzt, um eine dielektrisch isolierte Schnittstelle zwischen einem Telefonleitungspaar (Tip- bzw. Spitze- und Ringpaar) und einer Telefoneinrichtung, wie z. B. einem Modem oder einem Fax-Gerät, bereitzustellen. Eine DAA ist typischerweise in eine Schaltung auf der Leitungsseite zum Bilden der Schnittstelle für die Spitze- und Ringkontakte und einer Schaltung auf der Modemseite zum Schnittstellenbilden für das Modem oder die Rechnereinrichtung geteilt. 1 ist ein Funktionsblockdiagramm, welches ein Beispiel einer DAA 1 darstellt, welche eine Schaltung 10 auf der Leitungsseite zum Schnittstellenbilden mit den TIP-(Spitze-) und RING-Anschlüssen und eine Modemseite 30 für das Schnittstellenbilden für die Datensende-TX- und Empfangs-RX-Anschlüsse beinhaltet. Es gibt mehrere Funktionen, welche auszuführen von einem DAA im Allgemeinen gefordert wird.
  • Typischerweise sollte die Schaltung auf der Leitungsseite des DAA eine gesteuerte AC-(Wechselstrom-)Impedanz von ungefähr 600 Ohm darbieten. Eine weitere Anforderung besteht darin, dass die DAA einen Haltestrom im Bereich von 20 bis 120 Milliampere (mA) zieht, um einen Aushängezustand an der Spitze und an dem Ring zu signalisieren. In einigen Ländern bestehen die Regelanforderungen darin, dass die DAA den Haltestrom auf 50–60 mA begrenzen muss. Durch das Ziehen des Haltestroms aus der Telefonleitung signalisiert die DAA dem Telefonzentralamt, dass es aktiv (ausgehängt) ist, um entweder eine Kommunikationsverbindung mit dem Zentralamt zu erstellen oder darauf zu antworten. Ein DAA liefert typischerweise auch ein Ringdetektieren, und manchmal Hilfsleitungsstatusfunktionen; wie z. B. Leitung im Gebrauch, Detektieren des Schleifenstroms, Leitungswechseldetektieren, Einhänge-Audio-Überwachung für Anrufer-Identitätsfunktionen, etc. Ein DAA kann auch eine 2-4-Drahthybridfunktion liefern.
  • Schließlich muss eine DAA all diese Funktionen über eine dielektrische Hochspannungsisolationsbarriere hinweg liefern.
  • In dem Einhängezustand kann die Schaltung auf der Leitungsseite typischerweise nicht mehr als wenige Milliamperes an Strom ziehen, um ein irrtümliches Signalisieren zu dem Zentralamt zu vermeiden. Zusätzlich müssen Telefoneinrichtungen zum Warten der Leitungen, um das Identifizieren einer Ableitung zu erleichtern, müssen Telefoneinrichtungen laut Vorschrift (die exakten Anforderungen hängen von dem jeweiligen Land ab) den Einhänge-DC-Widerstand auf typischerweise über 1 Megaohm (MΩ) beschränken, was den Strom, welcher für Einhängefunktionen verfügbar ist, auf wenige Mikroampere eingrenzt. Beispielsweise begrenzt in den Vereinigten Staaten der FCC-Teil 68 den Einhänge-DC-Widerstand auf über 5 MΩ.
  • Im Aushängezustand müssen die DAA eine korrekte Wechselstromabschlussimpedanz für das Telefonleitungspaar liefern, um eine richtige zwei-zu-vier-drahthybride Balance des Zentralamtes zu gestatten, um den Echoeffekt zu minimieren. Dies führt, wie oben aufgeführt, zu einem Impedanzwert von ungefähr 600 Ohm in den Vereinigten Staaten und in den meisten Ländern der Welt.
  • Eine andere Anforderung der DAA besteht darin, eine dielektrische Isolation zwischen den Telefonleitungsspannungen und dem lokalen Erdpotenzial zu liefern, da die Spannungsversorgung des Telefonleitungspaares gewöhnlich geographisch von der DAA getrennt ist und signifikante Erdpotenzialunterschiede auftreten können. Folglich ist das Telefonleitungspaar-Erdpotenzial an der DAA nicht abgeschlossen. Die DAA isoliert deshalb die Schaltung auf der Leitungsseite von der Schaltung auf der Modemseite.
  • Auch die Schaltung auf der Leitungsseite muss sich mit einer unterschiedlichen Skala von Spannungen von der Schaltung auf der Modemseite befassen. Beispielsweise beträgt die Schleifen- bzw. Ringspannung auf dem Leitungspaar in den Vereinigten Staaten typischerweise –48 Volt Gleichstrom (VDC). Die Klingelspannung in den Vereinigten Staaten ist typischerweise ein 88-Volt-RMS-Signal mit 20-Hertz (Hz). Auch die Schaltung auf der Leitungsseite kann Überspannungszuständen unterliegen, welche aufgrund eines Blitzschlages oder eines Hochspannungsleitungsknotens auftreten können.
  • Die Schaltung auf der Modemseite arbeitet typischerweise bei einer Versorgungsspannung von beispielsweise 3 bis 5 VDC und beinhaltet Komponenten, welche einer Beschädigung ausgesetzt sind, wenn sie mit Spannungen beaufschlagt werden, welche in der Schaltung auf der Leitungsseite vorhanden sind. Die DAA beinhaltet typischerweise ein Zwei-zu-vier-Drahthybrid, welches ein Auslöschen eines Übertragungsechosignals der ersten Ordnung liefert.
  • Folglich sind die Schaltungen auf der Leitungsseite und der Modemseite typischerweise voneinander isoliert. Eine herkömmliche Vorgehensweise, um die Isolation zu erreichen, besteht darin, einen Transformator zu benutzen, wie z. B. einen Transformator 20, welcher in 1 dargestellt ist, um die Schaltungen auf der Leitungsseite und auf der Modemseite zu trennen. Im US-Patent Nr. 5,369,666 für Folwell et al. für ein Modem mit Digital-Isolation und im US-Patent Nr. 5,790.656 für Rahamin für eine Datenzugriffsanordnung mit Telefonschnittstelle sind zwei Beispiele von Vorgehensweisen aufgeführt, wobei Transformatoren für die Isolation benutzt werden. Opto-Isolatoren und Kondensatoren werden auch benutzt, um eine Isolationsbarriere zu liefern. Das US-Patent Nr. 5,946,393 für Holcombe zeigt ein Beispiel einer DAA, welche mit einem Opto-Isolator funktionieren kann. Das US-Patent Nr. 5,500,895 für Yurgelites zeigt ein Beispiel einer DAA, welche konfiguriert ist, um mit Kondensatoren, welche die Isolation liefern, zu funktionieren. 2 stellt ein Beispiel einer DAA 40 dar, welche Kondensatoren für die Isolation benützt. Eine Schaltung auf der Leitungsseite der DAA 40 ist über ein Wechselstromsignal an die Schaltung 44 auf der Modemseite über Isolationskondensatoren 45, 48, 50 und 52 gekoppelt.
  • Das US-Patent Nr. 5,654,984 für Hershbarger et al. und die US-Patente mit den Nummern 5,870,046 ; 6,107,948 ; und 6,137,827 für Scott et al. zeigen weitere Beispiele der DAA-Isolationstechniken, welche so aufgebaut sind, dass sie mit Kondensatoren funktionieren, welche eine Isolation liefern, wobei digitale Hochgeschwindigkeitssignale benutzt werden, um Daten über die Isolationsbarriere hinweg zu übertragen. Eine DAA muss Signale zwischen der angefügten Modemeinrichtung und dem Telefonleitungspaar übertragen. Das Übertragen von Signalen über die Isolationsbarriere hinweg ist eine signifikante Herausforderung in der Gestaltung von DAAs. Die Isolationsbarriere verhindert das direkte Koppeln von Signalen zwischen den Schaltungen auf der Leitungsseite und auf der Modemseite. Auch unterliegen die Signale, wel che über die Isolationsbarriere hinweg geführt werden, starken gewöhnlichen Modemrauschsignalen.
  • Für Fachleute, es wurde eine große Vielfalt von Isolationstechniken erforscht, wobei beispielsweise bidirektionale Transformatoren, eindirektionale Transformatoren, modulierte Träger unter Benutzung von Transformatoren, Grundband-bidirektionale Transformatoren, Grundband-bidirektionale Kondensatoren oder audiomodulierte Subträger beinhaltet sind. In einigen Anwendungen werden Analogsignale über die Isolationsbarrieren hinweg gesendet. In anderen Anwendungen werden digitalisierte Signale, welche diskrete Bits darstellen, über die Barriere hinweg übertragen (wie dies in den oben aufgeführten Patenten veröffentlicht ist). Da analoge Grundband-Audio-signale im niedrigen Frequenzbereich von 200 Hz bis 4 kHz sind, erfordern diese Frequenzsignale große Koppeleinrichtungen für die Isolation, um eine Übertragung zu gestatten. Koppeleinrichtungen mit kleiner Abmessung können bei höheren Frequenzsignalen benutzt werden, jedoch erfordert dies ein Modulieren oder Codieren des Grundbandsignals hinauf zu einem Hochfrequenzträgersignal, welches für die Übertragung über die Isolationsbarriere hinweg geeignet ist. Ein Verfahren besteht darin, Audio mit einem Delta-Sigma-Bitstrom mit hoher Datenrate zu digitalisieren und diese Bits über die Isolationsbarriere hinweg zu senden. Siehe hierfür Hershbarger et al. und die Patente von Scott et al. beispielsweise für Signale, welche für die Übertragung delta-sigma-gewandelt sind. Es ist allgemein entsprechend dem Stand der Technik davon auszugehen, dass kapazitives Koppeln eines codierten oder trägermodulierten Signals die Isolationslösung mit den niedrigsten Kosten ist, da die erforderlichen Kondensatoren weniger kosten und kleiner sind als andere alternative Koppeltechniken.
  • Jedoch sind diskrete Hochspannungskondensatoren verhältnismäßig teure Einrichtungen, speziell, wenn es notwendig ist, dass sie hochangepasst sind, und zusätzlich erfordert eine diskrete Komponente eine Anordnung auf einer gedruckten Leiterplatte. Größere und teurere als Standard-Hochspannungskondensatoren sind jene, welche so gestaltet sind, dass sie die Standards der europäischen Norm EN60950 oder ähnliche elektrische Sicherheitsstandards erfüllen, da sie entweder (1) strukturelle minimale Isolationsdickenanforderungen von 0,4 mm und eine minimale Kriechstromentfernung von 2,5 mm erfüllen müssen oder (2), falls Standardkondensatoren benutzt werden, viele Kondensatoren benutzt und in Serie platziert werden müssen, wodurch die Kosten und die Platinenfläche erhöht werden.
  • Obwohl kleine Kondensatoren, wie z. B. jene, die auf einer Schaltplatine implementiert werden, bekanntlich arbeiten bzw. funktionieren, erfordert das Gebrauchen derartiger Kondensatoren hochspezielle Design- bzw. Gestaltungstechniken für die Netzversorgung, um ein Einschalten und eine Einhängoperation auf der Leitungsseite zu gestatten, ohne einen exzessiven Strom von dem Telefonleitungspaar zu ziehen. Große Kondensatoren über 300 pF werden in einigen Verfahren benutzt, um höhere Strompegel zu liefern, um sowohl die Telefongabelsteuerung als auch die aktive Schaltung, wenn sie im Einhängezustand ist, mit Spannung zu versorgen, jedoch beinhalten diese größeren Einrichtungen größere Kosten und unterliegen Größenbegrenzungen. Zusätzlich müssen aufgrund der höheren Strompegel der Signale, welche über die Kondensatoren gesendet werden, hochabgeglichene Differenzialtreiber und hochabgeglichene Kondensatoren benutzt werden, um das gewöhnliche Moden- bzw. Gleichtaktrauschen, welches über Vorschriftengrenzen hinausgeht, zu verhindern.
  • Im Aushängezustand beinhaltet eine herkömmliche Vorgehensweise, Audiosignale über die Isolationsbarriere mit einer guten Rausch-Immunität zu übertragen, das Codieren der Signale, wobei Pulsbreitenmodulations-(PWM-)Codieren benutzt wird, und das Übertragen der sich ergebenden Flanken über die Isolationsbarriere hinweg, wobei ein Differentialverstärker benutzt wird. 3 ist ein funktionelles Blockdiagramm, welches die Vorgehensweise des US-Patents Nr. 4,835,486 für Somerville darstellt, welches ein Beispiel eines Isolationsverstärkers 60 zeigt, welcher benutzt wird, um Signale über eine kapazitive Isolationsbarriere hinweg zu übertragen. Der Isolationsverstärker 60 beinhaltet ein PWM-Codierglied 62, welches ein digitales Dateneingangssignal codiert, um ein PWM-codiertes digitales Signal herzustellen, welches in den Differentialtreiber 64 eingegeben wird. Das sich ergebende PWM-codierte Digitalsignal neigt dazu, einen dazwischenliegenden Frequenzinhalt für die PMW-codierten Flanken zu besitzen. Diese Flanken sind differentiell durch den Treiber 64 verstärkt, welcher das sich ergebende differentielle digitale PWM-Signal über die Isolationskondensatoren 46 und 48 treibt, wo sie durch den Differentialempfangsverstärker 70 empfangen werden. Der Differentialempfangsverstärker 70 wandelt das differentielle digitale PWM-Signal in ein einzelgetaktetes, empfangenes digitales PWM-Signal, welches in die Vergleichsglieder 72 und 74 eingegeben wird. Das Vergleichsglied 72 vergleicht das einzelgetaktete, empfangene digitale PWM-Signal mit einer positiven Schwellwertspannung VTH+, um ein logisch hohes Signal zu erzeugen, welches zu einem Stellanschluss des SR- Flip-Flops 76 eingegeben wird. Das Vergleichsglied 74 vergleicht das einzelgetaktete digitale PWM-Signal mit einer negativen Schwellwertspannung VTH-, um ein logisch niedriges Signal zu erzeugen, welches zu einem Rückstellanschluss des SR-Flip-Flop 76 eingegeben wird. Der SR-Flip-Flop 76 wandelt den Ausgang des Vergleichsgliedes 72 und 74 in ein empfangenes digitales PWM-Signal an den invertierenden und nicht invertierenden Ausgängen des Flip-Flop 76, welches umgekehrt ein PWM-Decodierglied 78 treibt, welches das empfangene digitale PWM-Signal in ein empfangenes Digitalsignal wandelt.
  • Die differentielle Vorgehensweise, welche in 3 dargestellt wird und auch typisch für viele Designs bzw. Ausführungsformen entsprechend dem Stand der Technik ist, wobei das US-Patent Nr. 5,500,895 für Yurgelites beinhaltet ist, hat mehrere Nachteile. Ein offensichtlicher Nachteil ist die Notwendigkeit für zwei Isolationskondensatoren, um beide Seiten des Differentialsignals zu behandeln, welches vom Treiber 64 zum Empfangsverstärker 70 übertragen wird. Der Markt für DAAs unterliegt einem hohen Wettbewerb, und die Kosten, welche für viele Isolationskondensatoren pro Signalpfad erforderlich sind, können die Wettbewerbsfähigkeit des sich ergebenden Designs untergraben. Ferner wendet Yurgelites ein Amplitudenmodulations-(AM-)System an, welches ein Analogsignal, welches an dem Telefonleitungspaar empfangen wird, AM-codiert. Jedoch bringt das AM-Codieren im Allgemeinen nur eine geringe Rauschimmunität mit sich und ist anfällig gegenüber dem Annehmen von Funkfrequenzsignalen, am meisten bemerkbar von AM-Radiofunk-stationen im 550-kHz- bis 1650-kHz-Band. Radiofrequenzsignale mit niedrigem Pegel erzeugen auch Audio-Heterodyne. Da Modems mit hoher Geschwindigkeit Signal/Rausch-Verhältnisse bis zu 80 dB benötigen, können sogar Heterodyne mit sehr niedrigem Pegel die Leistungsfähigkeit beeinträchtigen. Tatsächlich ist es dieses Problem, welches es erfordert, dass bei den Kondensatoren, den Differentialtreibern, den Differentialempfängern und bei dem Leiterplatten-Layout ein sehr hoher Grad an Balance bzw. Abgeglichenheit sein muss, um die Effekte der Radiofrequenz-Interferenz zu minimieren.
  • Die Lösung, welche in der Veröffentlichung von Scott et al. gezeigt wird, beschreibt das Gebrauchen eines spannungsversorgten Digitalcodierers/-decodierers (CODEC) auf einer Leitungsseite. Obwohl ein Modem-DAA-System mit hoher Geschwindigkeit typischerweise irgendwo in dem System ein CODEC benötigt, führt das Platzieren des CODEC auf der Leitungsseite zu weiteren Design-Schwierigkeiten, da die Schaltung auf der Leitungsseite sowohl digitale als auch komplexe analoge Schaltungen benötigt, welche von dem Telefonleitungspaar mit Spannung zu versorgen sind. Auch arbeiten diese Schaltungen alle miteinander und erfordern eine hohe Sorgfältigkeit im Design und spezielle Techniken, um unerwünschte Beeinflussungen zwischen den Schaltungen zu verhindern und um zu verhindern, dass Schaltungslastrauschen zurück auf das Telefonleitungspaar gelangt. Das DAA-Patent von Holcombe beschreibt einige dieser Techniken.
  • Eine andere Vorgehensweise mit Festkörper-DAAs, welche für das Gebrauchen mit Hochgeschwindigkeitsmodems vorgesehen sind, besteht darin, dass aufgrund der Tatsache, dass die Leitungsseite typischerweise von dem Telefonleitungspaar mit Spannung versorgt wird und von Natur aus analog ist, diese Schaltung schwieriger zu gestalten ist und häufig mehr Revisionen erfordert als der IC auf der Modemseite. Auch ist es aufgrund minimaler Betriebsspannungserfordernisse und komplexer Analogerfordernisse wünschenswert, die Schaltung auf der Leitungsseite herzustellen, wobei ein bipolarer komplementärer Metalloxid-Halbleiter-(BICMOS)Herstellprozess mit wenigstens einer 3-V-Befähigung hergestellt wird. Dies rührt daher, dass BICMOS-Prozesse die beste Mischung aus analogen Komponenten liefern; wobei diese Breitband-Kondensatoren, Breitband-Widerstände mit breiten Widerstandsbereichen, komplementäre Bipolartransistoren und komplementäre MOS-Transistoren sind. Das Anwenden eines Herstellprozesses mit einer minimalen Betriebsspannung von 3–5 V ist wünschenswert, da analoge Designs, welche für den Betrieb bei oder unterhalb von 2,4 Volt gedacht sind, spezielle Design-Techniken für Niederspannung erfordern, welche nicht flächeneffizient sind und auch in ihrer Leistungsfähigkeit bezüglich des Rauschens, des dynamischen Bereiches, der Spannungsversorgung, der Bandbreite etc. begrenzt sind. Ein BICMOS-Prozess, welcher bezüglich der Kosten oder Leistungsfähigkeit für ein analoges Design optimal ist, ist häufig bezüglich der Kosten oder der Leistungsfähigkeit für Breitband-Digital-ICs nicht optimal. Im Allgemeinen besitzen Schaltungen, welche unter Benutzung von digitalen CMOS-Prozessen hergestellt sind, niedrigere Maximalbetriebsspannungen bis hinunter zu 1,8 V und besitzen nicht die reiche Auswahl von analogen Komponenten, welche bei BICMOS-Prozessen verfügbar sind.
  • In der EP 973305 wird ein Modem beschrieben, wobei eine kapazitive Isolierbarriere in Form eines Paares von Kondensatoren benutzt wird, welche durch ein differentielles PWM-System getrieben werden.
  • Die vorliegende Erfindung ist auf eine verbesserte Vorgehensweise zum Übertragen von Signalen über eine Isolationsbarriere hinweg gerichtet.
  • Zusammenfassung der Erfindung
  • Entsprechend der vorliegenden Erfindung werden ein Verfahren zum Übertragen von Information von einer Telefonleitung über eine Isolationsbarriere hinweg, wie in Anspruch 1 definiert, und eine Isolationsschaltung, wie in Anspruch 12 oder 15 definiert, geliefert. Die angehängten Ansprüche definieren bevorzugte und vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung.
  • Gemäß der vorliegenden Erfindung beinhaltet eine Ausführungsform eines Verfahrens zum Übertragen von Information von einem Telefonleitungspaar über eine Isolationsbarriere hinweg das Empfangen eines analogen Empfangsdatensignals von dem Telefonleitungspaar, ein Pulsbreitenmodulierungs-(PWM-)Codieren des empfangenen analogen Empfangsdatensignals in ein PWM-codiertes Datensignal, welches das empfangene analoge Datensignal direkt wiedergibt, und das Treiben des PWM-codierten Datensignals über die Isolationsbarriere hinweg. Das Verfahren stellt ferner das Empfangen des PWM-codierten Datensignals über die Isolationsbarriere hinweg und das Decodieren des empfangenen PWM-codierten Datensignals dar. Eine Weiterentwicklung dieser Ausführungsform erfordert in einem Einhängezustand das Wandeln des empfangenen analogen Empfangsdatensignals in ein frequenzcodiertes Datensignal und den Schritt des Pulsbreitenmodulations-(PWM-)Codierens des empfangenen analogen Empfangsdatensignals und weist ferner das PWM-Codieren des frequenzcodierten Datensignals in ein PWM-codiertes Datensignal auf. In einer noch weiteren Weiterentwicklung dieser Ausführungsform weist der Schritt des Decodierens des empfangenen PWM-codierten Datensignals ferner das Decodieren des empfangenen PWM-codierten Signals in einen digitalen Zählwert auf. Und in einer noch weiteren Weiterentwicklung dieser Ausführungsform beinhaltet das Verfahren ferner den Schritt des direkten Verarbeitens des digitalen Zählwertes, um eine Ringdetektierung, eine Anrufüberwachung im Einhängzustand, eine Leitungsspannungsmessung im Einhängzustand, Halteschaltungen im Aushängzustand, 2-4-Drahthybrid im Aushängzustand, Übertragen und Empfangen von Audio im Aushängzustand und die Telefongabelsteuerung durchzuführen.
  • Eine Ausführungsform einer Eintakt-Isolationsschaltung entsprechend der vorliegenden Erfindung beinhaltet einen ersten Treiber, welcher einen Eingangsanschluss zum Empfangen eines ersten Datensignals und einen Ausgangsanschluss zum Ausgeben des ersten Datensignals an einen ersten Anschluss eines ersten Isolationskondensators besitzt. Der erste Treiber ist in einer Schaltung auf der Leitungsseite angeordnet und so aufgebaut, dass er von der Versorgungsspannung der Leitungsseite aus arbeitet. Die Schaltung beinhaltet auch einen Komparator bzw. ein Vergleichsglied, welches einen nicht invertierenden Eingangsanschluss, einen invertierenden Anschluss und einen Ausgangsanschluss besitzt. Der erste Komparator ist in einer Schaltung auf der Modemseite angeordnet und so konfiguriert, dass er von der Versorgungsspannung auf einer Modemseite arbeitet. Der nicht invertierende Anschluss des Komparators ist so aufgebaut, dass er das erste Datensignal von einem zweiten Anschluss des ersten Isolationskondensators empfängt, und der invertierende Anschluss ist so aufgebaut, dass er an den ersten Anschluss eines zweiten Isolationskondensators gekoppelt ist. Ein erster Widerstand ist zwischen dem nicht invertierenden Eingangsanschluss des Komparators und einem Referenzschaltungsknoten aufgebaut, um eine Referenzspannung auf der Modemseite zu empfangen. Ein zweiter Widerstand ist zwischen dem invertierenden Eingangsanschluss des Komparators und dem Referenzschaltungsknoten gekoppelt. Ein dritter Widerstand ist zwischen dem Ausgang des Komparators und dem nicht invertierenden Eingangsanschluss des Komparators gekoppelt. Ein vierter Widerstand ist zwischen einem zweiten Anschluss des zweiten Isolationskondensators und einem anderen Schaltungsknoten gekoppelt, welcher aufgebaut ist, um eine Referenzspannung auf der Leitungsseite zu empfangen. In einer weiteren Weiterentwicklung dieser Ausführungsform wird die Referenzspannung auf der Modemseite so ausgewählt, dass sie ungefähr im Zentrum der Versorgungsspannung auf der Modemseite ist.
  • Eine andere Ausführungsform einer Isolationsschaltung entsprechend der vorliegenden Erfindung beinhaltet einen Treiber, welcher einen Eingangsanschluss für das Empfangen eines Datensignals von einem Leitungspaar und einen Ausgangsanschluss für das Ausgeben des Datensignals zu einem ersten Anschluss eines Isolationskondensators besitzt, wobei der erste Treiber so aufgebaut ist, dass er von einer ersten Versorgungsspannung aus arbeitet, welche von dem Leitungspaar erhalten wird. Die Schaltung beinhaltet einen Verstärker, welcher einen nicht invertierenden und einen invertierenden Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss besitzt, wobei der nicht invertierende Einganganschluss des Verstärkers so aufgebaut ist, dass er an einen zwei ten Anschluss des Isolationskondensators gekoppelt ist, wobei der Verstärker so aufgebaut ist, dass er von einer zweiten Versorgungsspannung aus arbeitet. Ein erster Widerstand ist zwischen dem Ausgangsanschluss des Verstärkers und dem nicht invertierenden Eingangsanschluss des ersten Verstärkers gekoppelt. Ein zweiter Widerstand ist zwischen dem invertierenden Eingangsanschluss des Verstärkers und einem Schaltungsknoten gekoppelt, welcher aufgebaut ist, um eine Referenzspannung zu empfangen. Und ein dritter Widerstand ist zwischen den nicht invertierenden Eingangsanschluss des Verstärkers und dem Schaltungsknoten gekoppelt, welcher so aufgebaut ist, dass er eine Referenzspannung empfängt. Eine weitere Feinheit dieser Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beinhaltet einen Pulsbreitenmodulations-(PWM)Codierer, welcher zwischen dem Leitungspaar und dem Treiber zum PWM-Codieren des Datensignals angeordnet ist, um ein PWM-codiertes Datensignal für den Eingang zu dem Treiber herzustellen, wobei der PWM-Codierer einen Eingangsanschluss zum Empfangen des Datensignals und einen Ausgangsanschluss besitzt, welcher an den Eingangsanschluss des ersten Treibers gekoppelt ist, um das PWM-codierte Datensignal zu dem Treiber auszugeben. Diese Feinheit beinhaltet auch einen PWM-Decodierer zum Decodieren des PWM-codierten Datensignals und zum Ausgeben des ersten Datensignals, wobei der PWM-Decodierer einen Eingangsanschluss für das Empfangen des PWM-codierten Datensignals von dem Ausgangsanschluss des Verstärkers und einen Ausgangsanschluss für das Ausgeben des Datensignals besitzt. In einer noch weiteren Feinheit beinhaltet diese Ausführungsform ferner einen Spannung-zu-Frequenz-Wandler (VFC), welcher zwischen dem PWM-Codierer und dem Leitungspaar angeordnet ist und so aufgebaut ist, dass er das Datensignal in ein Frequenzsignal für den Eingang des PWM-Codierers wandelt. In einer noch weiteren Weiterentwicklung dieser Ausführungsform ist der PWM-Decodierer so aufgebaut, dass er ein digitales Zählsignal erzeugt und die Schaltung ferner einen Prozessor für das Empfangen des digitalen Zählwerts und das Ausführen einer Ringdetektierung, eine Anrufüberwachung im Einhängzustand, eine Leitungsspannungsmessung im Aushängzustand, Halteschaltungen im Aushängzustand, 2-4-Drahthybrid im Aushängezustand, Übertragen und Empfangen von Audio im Aushängezustand und eine Steuerung der Telefongabel beinhaltet.
  • Diese, sowie auch andere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden für Fachleute offensichtlich, indem die folgende detaillierte Beschreibung gelesen wird, mit geeignetem Bezug auf die beigefügten Zeichnungen.
  • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • Die vorliegende Erfindung wird hier mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, in welchen ähnliche Ziffern entsprechende Teile in den Figuren bezeichnen, in welchen:
  • 1 ein funktionelles Blockdiagramm ist, welches ein Beispiel einer herkömmlichen DAA darstellt, wobei ein Transformator als eine Isolationsbarriere benutzt wird;
  • 2 ein funktionelles Blockdiagramm ist, welches ein Beispiel einer herkömmlichen DAA darstellt, wobei Kondensatoren für die Isolationsbarriere benutzt werden;
  • 3 ein Schaltdiagramm mit hohem Pegel ist, welches ein Beispiel einer herkömmlichen Differential-Isolationsschaltung darstellt, wobei Kondensatoren für die Isolationsbarriere benutzt werden;
  • 4 ein funktionelles Blockdiagramm ist, welches eine Ausführungsform einer DAA entsprechend der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 5 ein Schaltdiagramm mit hohem Pegel ist, welches eine Ausführungsform einer Eintakt-Isolationsschaltung entsprechend einem Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 6 ein Schaltdiagramm ist, welches eine Ausführungsform eines Verstärkers darstellt, welcher für das Gebrauchen in der Eintakt-Isolationsschaltung der 5 geeignet ist;
  • 7 ein Schaltdiagramm mit hohem Pegel ist, welches eine Ausführungsform einer Eintakt-Isolationsschaltung darstellt, entsprechend einem anderen Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung;
  • 8 ein Frequenzantwort-Diagramm ist, welches den Betrieb der Isolationsschaltung der 7 darstellt;
  • 9 ein Wellenform-Diagramm ist, welches den Betrieb der Isolationsschaltung der 7 darstellt;
  • 10 ein Schaltdiagramm mit hohem Pegel ist, welches eine Ausführungsform einer Eintakt-Isolationsschaltung entsprechend noch einem anderen Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung darstellt;
  • 11 ein Schaltdiagramm mit hohem Pegel ist, welches eine Ausführungsform eines bidirektionalen Kommunikationssystems entsprechend einem noch weiteren Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung darstellt, wobei die Eintakt-Isolationsschaltung der 10 benutzt wird; und
  • 12 ein Wellenform-Diagramm ist, welches ein Beispiel des Betriebs des Kommunikationssystems der 11 darstellt.
  • Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und ein Gerät zum Übertragen von Daten über eine Isolationsbarriere, wobei binäre amplitudenmodulierte Pulse mit schnellen Flanken benutzt werden. Die analoge Information wird über Flankenzeitabstimmung codiert, mit Hilfe des Benutzens der Frequenzmodulation, wenn ein Einhängezustand vorliegt, und mit Hilfe des Benutzens von Pulsbreitenmodulation, wenn ein Aushängezustand vorliegt. Die binären, in der Amplitude modulierten Pulse werden über Kapazitäten mit einem Eintaktverstärker gesendet und können entweder über einen Eintakt- oder einen Differentialverstärker empfangen werden.
  • Herkömmlicherweise wird gut verstanden, dass das Wandeln von Analogsignalen in digitale Bits vor dem Senden dieser über einen verrauschten Kommunikationskanal (in diesem Fall die Isolationskapazitäten) ein Verfahren ist, um eine inkrementale Abschwächung der Signale aufgrund von Rauschen oder Störung zu verhindern. Digitale Informationsbits können auf der binären Amplitude eines Trägersignals oder auf den Flankenpositionen von Anstiegszeiten in einem binären Trägersignal codiert sein. Damit Bits verfälscht werden, muss das Rauschen oder die Störung auf dem Kommunikationskanal gleich oder wenigstens der Hälfte der Größe der Bitamplitude sein. Für Telefonsysteme ist das Digitalisieren von Audio vor dem Senden über das Netz klarerweise besser gegenüber älteren analogen Systemen, um die Verschlechterung von Signalen zu verhindern, wenn sie über weite Entfernungen und viele Kommunikationsverbindungen transportiert werden.
  • Im Zeitalter des Gestaltens der digitalen Signalisierung jedoch wird es nun im Allgemeinen weniger gut verstanden, dass analoge Information über einen Kommunikationskanal mit sehr kleiner Verschlechterung aufgrund der Effekte des Rauschens versendet wird, wenn die Bandbreite des modulierten Trägers verglichen mit der Informationssignalbandbreite sehr breit ist. Als ein Beispiel, wird dies prinzipiell in Breitband-FM-Systemen verwendet und ist für das schnelle demodulierte Rausch-Ruhigstellen verantwortlich, wenn ein Signal über das Rauschen in dem Kanal ansteigt.
  • Die vorliegende Erfindung zieht Nutzen aus der Tatsache, dass in einer DAA, welche in einem Kondensator isoliert und mit modernen IC-Prozessen hergestellt wurde, der Pulsträger eine Bandbreite über 1 GHz hinaus besitzen kann, während im Gegensatz dazu die Telefonsignal-Informationsbandbreite kleiner als 4 kHz ist. Die vorliegende Erfindung nutzt sehr schnelle Flankenpulse, um analoge Information über Flankenabstimmen zu codieren. Es gibt eine Anzahl von Wegen, um Flankenabstimmen analog auf einem binären Amplitudenpuls zu codieren; wie z. B. Frequenz-, Phasen-, Pulsbreitenmodulation etc. In der vorliegenden Erfindung werden Einhängezustandssignale vorzugsweise mit der Frequenz aus Gründen codiert, welche vorher diskutiert wurden, während Aushängezustandssignale mit Pulsbreitenmodulation (PWM) codiert werden.
  • Als ein Beispiel der Immunität gegenüber Rauschen der PWM mit sehr schnellen Flanken würden die Isolationskapazitäten typischerweise mit Rail-to-Rail- bzw. Schiene-zu-Schiene-Pulsen von 3–5 Volt betrieben werden, abhängig von der Versorgungsspannung. Rauschsignale können die Signale nicht stören, es sei denn, sie übersteigen eineinhalbmal die Pulsspannung. Rauschen mit niedrigem Pegel kann Pulsflanken-Jitter hervorrufen, aber diese Zeitabfolgefehler müssen immer kleiner als die Anstiegs- oder Abfallzeit des Grundträgersignals sein. Deshalb, wenn eine analoge Information aufgrund der Flankenabstimmung codiert wird, ist es wünschenswert, die Flankengeschwindigkeit zu minimieren (Maximieren der Modulationsbandbreite) und den gesamten Flankenabstimmungsbereich zu maximieren (Minimieren der Informationsbandbreite). In einem spezielleren Beispiel, falls die Pulsamplitude 3 V ist und der maximale Bereich der Flan kenabstimmung 10 Mikrosekunden ist und die Anstiegs/Abfallszeit der Flanke 300 Pikosekunden (z. B. eine Flankengeschwindigkeit, welche mit modernen IC-Prozessen möglich ist) ist, dann kann das Rauschen nur einen maximalen Abstimmungsfehler von 1 Teil pro 30.000 hervorrufen. Wenn das Flankenabstimmen ein Spannungssignal linear codiert, so ist damit ein 90-dB-Signal-zu-Rausch-Verhältnis für ein Rauschsignal geringfügig kleiner als 3 V. Für geringere Rauschsignale nimmt die Signal-Rausch-Verschlechterung linear ab.
  • Die integrierte Schaltung auf der Leitungsseite (IC), welche mit der vorliegenden Erfindung erreichbar ist, besitzt eine verhältnismäßig einfache Struktur, welche die Designschwierigkeiten erleichtert, wobei eine minimale IC-Fläche zugelassen ist, ohne die Leistungsfähigkeit zu beeinträchtigen. Es gibt nur zwei Betriebszustände, eingehängt und ausgehängt, ohne einen Zustand für das Leitungsüberwachen, wie dies beispielsweise für das Durchführen der Anruferidentifikation (Caller ID) benutzt wird.
  • Die vorliegende Erfindung gestattet das Gebrauchen sowohl der Oberseite als auch der Unterseite der gedruckten Leiterplatte, um kleine, im Wesentlichen freie Kondensatoren herzustellen, welche die Isolationsanforderungen der EN60950 erfüllen, sogar auf sehr dünnen gedruckten Leiterplatinen (PCBs), wie z. B. auf jenen, welche auf Modem-Cards des PCMCIA-Typs benutzt werden. Diese Kondensatoren sind in der Größenordnung von 0,3 Pikofarad in ihrem Wert und sind physikalisch kleiner als wenige Millimeter im Durchmesser. Ein anderer Vorteil dieser kleinen Kondensatoren besteht darin, dass sie mit dem Eintakttreiber getrieben werden können, welcher benutzt wird, da der Koppelstrom ungefähr 1000-mal kleiner als die Signalströme in den kapazitiven DAAs ist, welche typischerweise Kondensatoren von 300 pF nutzen. Folglich sind die gewöhnlichen Wechselströme noch um eine Größenordnung kleiner als ein hochabgeglichenes Differential-Treiber- und Kapazitätspaar, welches aus angepassten 300-pF-Kondensatoren besteht.
  • Im Einhängezustand nutzt die vorliegende Erfindung eine Spannung-zu-Frequenz-Wandlung (VFC), um analoge Daten, welche sich auf das Telefonleitungspaar beziehen, zu codieren. In der vorliegenden Erfindung stellt der Tastgrad eine Polarität des analogen Datensignals dar, während eine Frequenz der Pulse die absolute Größe darstellt. Der VFC-Tastgrad ist einer von zwei Zuständen, wobei ein Tastgrad, welcher größer als 50% ist, eine Polarität darstellt, und ein Tast grad, welcher kleiner als 50% ist, die entgegengesetzte Polarität darstellt. Die Frequenz der Hochgeschwindigkeitspulse wird benutzt, um die Amplitude des Signals bei T(Spitze) und R(Ring) darzustellen, wie z. B. 100 bis 500 Pulse pro Volt. Die Anzahl der Pulse pro Volt wird ausgewählt, um die Amplitude mit einer ausreichenden Frequenz oder Abtastrate darzustellen, um direkte Stromsignale weiterzuleiten und alle Anrufsignale mit adäquater Auflösung aufzulösen.
  • Ein Vorteil der VFC-Technik der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass eine Schaltung derart konfiguriert werden kann, dass der Strom, welcher erforderlich ist, die Signale zu übertragen, welche die Spannungsgröße darstellen, die verfügbare Spannung zu T und zu R ziehen wird, um die Spannung-zu-Frequenz-Wandlung mit Leistung zu versorgen. Da die Frequenz des sich ergebenden Pulssignals direkt proportional zur absoluten Leitungsspannung ist, wenn die Schaltung auf der Leitungsseite eingehängt ist, ist der Stromverbrauch der V-zu-F-Schaltung proportional zur Frequenz, welche umgekehrt proportional zur Leitungsspannung ist. Diese Tatsache, kombiniert mit dem Gebrauchen der kleinen Isolationskondensatoren, z. B. kleiner als 1 pF, und auch zusammen mit dem Gebrauchen einer verhältnismäßig niedrigen Frequenz pro Volt des Wandlungsverhältnisses, führt zu einer niedrigen Strom-zu-Volt-Versorgungsanforderung, welche für Versorgungsgeräte einer Einhängezustandsleitung erforderlich ist, welche Vorschriftsgrenzen für einen Einhängezustandsstromverbrauch einhalten müssen.
  • Man beachte, dass, während die vorliegende Erfindung im Kontext von Isolationskondensatoren diskutiert wurde, viele der hier beschriebenen Techniken für das Gebrauchen mit anderen Formen der Isolationsbarrieren zusätzlich zu den Isolationskondensatoren adaptiert werden können.
  • Man nehme beispielsweise eine differentielle Spannung-zu-Frequenz-Schaltung mit Kondensatoren von 300 pF an, welche bei 500 Hz/V arbeitet. Wenn die Kondensatoren mit einem 3-Volt-Spitze-zu-Spitze-(VPP-)Signal getrieben werden, dann wird der minimale Strom, welcher von der Leitung verbraucht wird, 2 × 300 pF × 500 Hz/V oder 300 nA/V sein, welches äquivalent zu einem effektiven Gleichstromlastwiderstand von 3,3 Megaohm (MΩ) ist. Eine derartige Schaltung, wobei keine anderen Schaltstromanforderungen zählen, würde den FCC-Teil 68 der Verlustgrenzen des Einhängezustands verletzen. Im Gegensatz dazu gestattet die vorliegende Erfindung, dass eine effektive Impedanz von 10 MΩ erreicht wird, was zusammen mit einer Einhän gezustandsspannung von 10 V zu einem Einhängzustandsstromverbrauch in der Größenordnung von 1 μAmpere führt.
  • Im Einhängzustand reduziert die vorliegende Erfindung ferner die Komplexität durch das Eliminieren der Notwendigkeit für eine Ringdetektierschaltung. Wie oben festgestellt, sendet in dem Einhängzustand die Schaltung auf der Leitungsseite eine analoge Darstellung der Leitungsspannung, codiert als ein in der Spannung-zu-Frequenz-gewandeltes (VFC-)Signal, welches proportional zu der Leitungsspannung ist und dessen Polarität mit der Taktrate codiert ist. In der Schaltung auf der Modemseite kann das VFC-Signal mit einem digitalen Signalwert der Leitungsspannung gewandelt werden, indem seine Frequenz mit einem digitalen Zählglied gemessen wird. Diese Vorgehensweise hat den Vorteil, dass das Signal mit digitalem Wert der Leitungsspannung direkt durch einen digitalen Signalprozessor (DSP) verarbeitet werden kann, um den Leitungsstatus zu bestimmen. Diese Vorgehensweise wird weiter unten mit Bezug auf 11 diskutiert.
  • Alternativ kann das VFC-Signal, welches an der Schaltung auf der Modemseite empfangen wird, in ein analoges Spannungssignal gewandelt werden, welches das Leitungsspannungssignal an dem Telefonleitungspaar wiedergibt. Diese Vorgehensweise hat den Vorteil, dass eine Schaltung, welche entsprechend der vorliegenden Erfindung arbeitet, direkt benutzt werden kann, um eine herkömmliche Isolationsschaltung zu ersetzen, welche aufgebaut ist, um Analogsignale zu empfangen und auszugeben, und welche deshalb in Kombination mit existierenden Kommunikationsschaltungen angewendet werden kann, welche aufgebaut sind, um Schnittstellen unter Benutzen von Analogsignalen zu bilden.
  • In jedem Fall, sobald die Schaltung auf der Modemseite eine Darstellung der Leitungsspannung entweder in digitaler oder analoger Form besitzt, kann sie das Ring-Detektiersignalverarbeiten ausführen. Als ein weiterer Nutzen dieses Verfahrens, da der Absolutwert und die Polarität der Leitungsspannung unabhängig in dem gesendeten Signal für die Modemseite ist, kann es direkt über die Leitungsspannung, welche für das Bestimmen des Leitungsstatus nützlich ist, berichten; ob die Leitung untätig, tot, in Gebrauch, beim Klingeln oder gesperrt ist (für das Signalisieren der Anruferidentität benutzt wird).
  • Im Einhängezustand sendet die vorliegende Erfindung PWM-Signale, wie z. B. zwei Anstiegs-PWM, über die Isolationsbarriere hinweg, welche linear das abgetastete Analogsignal an den T- und R-Anschlüssen des Telefonleitungspaars darstellen. Ähnlich wie die Einhängezustands-Spannung-zu-Frequenz-Wandlung ist die analoge Vorgehensweise der vorliegenden Erfindung einfacher als andere Leitungs-DAA-Vorgehensweisen und erzielt eine sehr hohe Genauigkeit. Die analoge Vorgehensweise der vorliegenden Erfindung kann auch ein Signal-zu-Rausch-Verhältnis herstellen, welches über 90 dB hinausgeht, und gestattet sowohl eine einfache Wandlung zurück in ein Analogsignal auf der Modemseite oder eine direkte digitale Messung der Pulsbreite, um diese direkt in einen Digitalwert auf der Modemseite zu wandeln. Tatsächlich ist die direkte digitale Wandlung mit dem Verfahren, welches in dem nächsten Patent definiert ist, weniger komplex als die Standard-Delta-Sigma-Wandlung, welche in vielen herkömmlichen Lösungen benutzt wird, wie z. B. jene von Scott et al. und Hershbarger et al., welche oben aufgeführt wurden.
  • 4 ist ein funktionelles Blockdiagramm auf hoher Ebene, welches eine Ausführungsform einer DAA entsprechend der vorliegenden Erfindung darstellt. In 4 beinhaltet die DAA 100 eine Schaltung 102 auf der Leitungsseite, um eine Schnittstelle für die TIP- bzw. SPITZE- und RING-Kontakte eines Telefonleitungspaares zu bilden. Eine Schaltung 104 auf der Modemseite ist von der Schaltung 102 auf der Leitungsseite durch Isolationskondensatoren 110, 120 und 130 getrennt. Die Schaltung 104 auf der Modemseite ist so aufgebaut, dass sie eine Schnittstelle mit einem Rechner oder einer anderen Einrichtung bildet, um Daten zu und von dem Telefonleitungspaar zu übertragen und zu empfangen. Man beachte, dass die Schaltung auf der Leitungsseite typischerweise mit einer Spannungsversorgung arbeitet, welche durch das Telefonleitungspaar geliefert wird, wobei die Erde eine Schwebe- bzw. Leerlauferde ist, welche ungefähr um einen Diodenspannungsabfalls größer als die größte negative Spannung entweder an dem TIP bzw. der SPITZE oder dem RING ist.
  • 5 ist ein Schaltdiagramm, welches ein Beispiel eines Übertragungspfades und eines Empfangspfades über die Isolationskondensatoren hinweg darstellt, wobei einzelgetaktete Verstärker entsprechend einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung benutzt werden. In der Schaltung 102 auf der Leitungsseite ist ein Anschluss eines komplementären Metalloxid-Halbleiter-(CMOS-)Treibers 112 mit einem Schaltungsknoten gekoppelt, um ein Empfangseingangsdaten signal RX DATA IN zu empfangen. Der CMOS-Treiber 112 puffert die RX DATA IN und gibt das gepufferte Signal an einem Ausgangsanschluss aus, welcher an einem ersten Anschluss des Isolationskondensators 110 gekoppelt ist, welcher in dieser Ausführungsform ein 300-Femtofarad-(fF-)Kondensator ist. Der Treiber 112 ist so aufgebaut, dass er über Versorgungsspannungen arbeitet, welche von den TIP- und RING-Anschlüssen des Telefonleitungspaares aus abgeleitet sind und welche durch die Versorgungsspannungen VLCC und VLGND dargestellt werden. Eine Weise, um den Treiber 112 zu implementieren, besteht darin, einen CMOS-Inverter aufzubauen, welcher einen Widerstand treibt.
  • Ein zweiter Anschluss des Isolationskondensators 110 ist an einen nicht invertierenden Eingang eines Komparators 116 gekoppelt, welcher in der Schaltung 104 auf der Modemseite untergebracht ist. Der Treiber 112 treibt das gepufferte Signal über den Isolationskondensator 110 zu dem Hystereseverstärker 116. Der Hystereseverstärker 116 arbeitet von einer Versorgungsspannung VMCC auf der Modemseite, welche durch einen ersten Versorgungsspannungsanschluss geliefert wird, und einer Erdspannung GND auf der Modemseite, welche durch einen zweiten Versorgungsspannungsanschluss geliefert wird. Der nicht invertierende Anschluss des Komparators 116 ist auch über einen 1-kΩ-Widerstand 114 an einen Referenzspannungsanschluss gekoppelt, um einen Referenzspannungspegel der Versorgungsspannung auf der Modemseite zu liefern, wie z. B. als 1/2 VMCC, welche als Schwellwertspannung für den Vergleich dient, welcher durch den Hystereseverstärker 116 durchgeführt wird. Die Referenzspannung ist vorzugsweise eine Vorspannung bei ungefähr der Mitte des Signalhubes des eingehenden Signals, welches im Wesentlichen ungefähr bei 1/2 VMCC liegt. Die Auswahl des 1/2 VMCC wird bevorzugt, da diese die maximal verfügbare Rauschsignalimmunität im gewöhnlichen Modus in dieser Ausführungsform liefert. Ein invertierender Anschluss des Hystereseverstärkers 116 ist an einen Anschluss des Kondensators 120 gekoppelt, welcher auch an den Referenzspannungspegel, welcher 1/2 VMCC in dieser Ausführungsform ist, über den Widerstand 124 gekoppelt ist. Es ist vorzuziehen, dass die Impedanz des Widerstands 124 an die Impedanz des Widerstands 114 angepasst ist. Ebenfalls ist es vorzuziehen, dass die Impedanz des Treibers 112 an die Impedanz des Widerstandes 122 angepasst ist. Der Vorteil der angepassten Impedanzen besteht darin, ein gutes Sperren des Rauschsignals im gewöhnlichen Modus zu besitzen, wobei im Allgemeinen gewöhnliches Modenrauschen in die Schaltung über die Leerlauf-Erdpotenziale eintritt. Außerdem ist es im Allgemeinen vorzuziehen, das die Kondensatoren 110 und 120 den gleichen Kapazitätswert besitzen.
  • Der CMOS-Treiber 112 treibt RX DATA IN über den Isolationskondensator 110 zu dem Hystereseverstärker 116, um ein Empfangsdatenausgangssignal RX DATA OUT an einem Ausgangsanschluss des Hystereseverstärkers 116 herzustellen. Der Isolationskondensator 110 wirkt als Hochpassfilter für RX DATA IN, wenn dieses von der Schaltung 102 auf der Leitungsseite zu der Schaltung 104 auf der Modemseite läuft. Der Kondensator 120 liefert einen Rückpfad für ein Wechselstrom-(AC-)Signal von der Schaltung 104 auf der Modemseite zur Schaltung 102 auf der Leitungsseite.
  • In ähnlicher Weise beinhaltet die Schaltung 104 auf der Modemseite einen CMOS-Treiber 136. Ein Eingangsanschluss des CMOS-Treibers 136 ist an einen Schaltungsknoten zum Empfangen eines Empfangseingangsdatensignals TX DATA IN gekoppelt. Der CMOS-Treiber 136 puffert das TX DATA IN und gibt das gepufferte Signal an einem Ausgangsanschluss ab, welcher an einen ersten Anschluss des Isolationskondensators 130 gekoppelt ist, welcher in dieser Ausführungsform ein 300 fF-Kondensator ist und die Kapazität des Kondensators 120 anpasst. Die Impedanz des CMOS-Treibers 136 wird an die Impedanz des Widerstandes 124 in der Schaltung 104 auf der Modemseite angepasst. Ein zweiter Anschluss des Isolationskondensators 130 ist an einen nicht invertierenden Eingang eines Eintakt-Verstärkers/Komparators 132 gekoppelt, welcher auf der Schaltung 102 auf der Leitungsseite liegt. Der nicht invertierende Eingang eines Hystereseverstärkers 132 ist auch an eine Referenzspannung auf der Leitungsseite gekoppelt, wie z. B. 1/2 VLCC. Die Referenzspannung ist vorzugsweise eine Vorspannung bei ungefähr der Mitte des Signalhubes des eingehenden Signals, welche im Wesentlichen ungefähr 1/2 VLCC ist.
  • Der Treiber 136 treibt das gepufferte Signal über den Isolationskondensator 130 hinweg zu dem Hystereseverstärker 132. Der Hystereseverstärker 132 arbeitet von der Versorgungsspannung auf der Leitungsseite aus, welche von den T- und R-Anschlüssen des Telefonpaars abgeleitet wird. Der nicht invertierende Anschluss des Komparators 132 ist auch über den Widerstand 134, welcher vorzugsweise 1 kΩ ist, an den Referenzspannungspegel 1/2 VLCC auf der Leitungsseite gekoppelt. Ein nicht invertierender Anschluss des Komparators 132 ist an einen Anschluss des Kondensators 120 gekoppelt, welcher auch an die Referenzspannung auf der Leitungsseite über den Widerstand 122 gekoppelt ist. Die Impedanz des Widerstandes 122 ist vorzugsweise an die Impedanz, welche durch den Widerstand 134 gegeben ist, für die Zwecke des Sperrens des Rauschens im allgemeinen Modus angepasst. Ferner besitzt der Isolationskondensator 130 vorzugsweise die gleiche Kapazität wie der Isolationskondensator 120.
  • Man beachte, dass die Vorgehensweise, welche in der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung genutzt wird, welche in 5 gezeigt wird, es gestattet, dass ein Isolationskondensator eliminiert wird.
  • 6 stellt eine Ausführungsform des Hystereseverstärkers 116 der 5 dar. In 6 wird ein Verstärker 156 mit einem positiven Rückkopplungspfad über den Widerstand 158 von einem Ausgangsanschluss zu einem nicht invertierenden Eingang des Verstärkers geliefert. Man beachte in dieser Ausführungsform, dass es notwendig ist, die Widerstandswerte für die Widerstände 114 und 158 derart auszuwählen, dass der kombinierte Widerstand an die Impedanz des Widerstandes 124 für die Rauschsperrung im allgemeinen Modus angepasst ist. Andere Ausführungsformen der Hystereseverstärker werden entsprechend dem Stand der Technik gut verstanden. Beispielsweise arbeiten Schmitt-Trigger mit Hysterese ebenso wie Verstärker, welche mit lokaler Rückkopplung gestaltet sind, wobei eine Stromquelle verwendet wird. Zusätzliche Beispiele von Hystereseverstärkern und Komparatoren, welche für den Gebrauch in der vorliegenden Erfindung geeignet sind, werden in Abschnitt 7 von Allen und Holberg, CMOS Analog Circuit Design, Holt, Rinehart and Winston, 1987, (ISBN 0-03-006587-9) beschrieben.
  • 7 stellt eine andere Ausführungsform einer Isolationsschaltung 150 entsprechend der vorliegenden Erfindung dar, wobei ein AC-Signal-Rückpfad über ein AC-Koppeln aufgrund eines Antenneneffektes von einem Ausgang der Schaltung auf der Modemseite zurück zu der Schaltung auf der Leitungsseite geliefert wird. In 7 treibt ein CMOS-Treiber 152 das Empfangsdateneingangssignal RX DATA IN über den Isolationskondensator 110 hinweg. Die Schaltung auf der Modemseite beinhaltet einen Hystereseverstärker 159, welcher von VMCC und VMGND für die Schaltung auf der Modemseite arbeitet. Der nicht invertierende Eingang des Verstärkers 159 ist über den Widerstand 155 an die Referenzschaltung der Modemseite gekoppelt, welche in dieser Ausführungsform 1/2 VMCC ist. Ein invertierender Eingang des Verstärkers 159 ist auch über den Widerstand 154, welcher bevorzugt ein 1 kΩ-Widerstand in dieser Ausführungsform ist, an die Referenzspannung von 1/2 VMCC auf der Modemseite gekoppelt. Die Impedanz des Widerstandes 155 ist vorzugsweise an die Impedanz des Widerstandes 154 für die Gleichtakt-Rauschsperrung angepasst.
  • Der Hystereseverstärker 159 wirkt regenerativ, so dass, sobald der nicht invertierende Eingang des Verstärkers in einen logischen Zustand getrieben wird, z. B. oberhalb oder unterhalb des Schwellwertpegels, welcher durch die Referenzspannung, z. B. 1/2 VMCC, auf der Modemseite geliefert wird, der Ausgang des Verstärkers den Zustand des Verstärkers auf diesem logischen Zustand latcht. Deshalb wird, wenn eine ansteigende Flanke durch den Isolationskondensator 110 läuft, der nicht invertierende Eingang des Verstärkers 159 oberhalb der Referenzspannung auf der Modemseite getrieben, dann geht der Ausgang des Verstärkers 159 auf einen hohen Spannungspegel, und die Rückkopplung auf dem Ausgang zu dem nicht invertierenden Eingang latcht den Ausgang des Verstärkers 159 bei dem hohen Spannungspegel. Auf ähnliche Weise, wenn eine nach unten führende Flanke durch den Isolationskondensator 110 führt, wird der nicht invertierende Eingang des Verstärkers 159 unterhalb der Referenzspannung auf der Modemseite getrieben, dann geht der Ausgang des Verstärkers 159 zu einem niedrigen Spannungspegel, und die Rückkopplung von dem Ausgang des nicht invertierenden Eingangs latcht den Ausgang des Verstärkers 159 bei dem niedrigen Spannungspegel. Mit anderen Worten, der Ausgang des Verstärkers 159 wird von einer Versorgungsspannungsschiene zu der anderen Versorgungsspannungsschiene in Antwort auf die Flanken schwingen, welche bei dem nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 159 empfangen werden.
  • In der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, welche in 7 gezeigt wird, muss das Signal, welches von dem Treiber 152 zum Verstärker 159 übertragen wird, einen ausreichend hohen Frequenzinhalt besitzen, um ein AC-Signalkoppeln zwischen dem RX DATA OUT-Anschluss der Schaltung auf der Modemseite und dem RX DATA IN-Anschluss der Schaltung auf der Leitungsseite zu liefern. Beispielsweise kann der Frequenzinhalt des Signals ungefähr 300 MHz betragen. Bei ausreichend hohen Frequenzen wird die Signalkennader für das Koppeln des Ausgangs des Verstärkers 159 an den RX DATA OUT-Anschluss der Schaltung auf der Modemseite als eine Übertragungsantenne agieren, welche ein AC-Rücksignal an die Signalkennader strahlt, welche den RX DATA IN-Anschluss der Schaltung auf der Leitungsseite an den Eingang des Treibers 152 koppelt. Man beachte, dass das Schaltdiagramm der 7 einen Empfangspfad von der Leitungsseite zu der Modemseite über einen Isolationskondensator darstellt und dass eine andere Isolationssignalpfadschaltung für einen Signalpfad in Übertragungsrichtung von der Modemseite zu der Leitungsseite über einen anderen Isolationskondensator geliefert wurde.
  • Wie oben festgestellt, ist bei der Gestaltung der vorliegenden Erfindung eine Beachtung der Signalquellen des Gleichtaktrauschens. Die Vorgehensweise, um die Probleme zu reduzieren, welche mit dem Gleichtaktrauschen zusammenhängen, welches bei vielen herkömmlichen Designs mit auftritt, ist das Gebrauchen von Differentialtreibern, um das Datensignal über die Isolationsbarriere hinwegzutreiben. Wie oben diskutiert, führt dies typischerweise zu wenigstens zwei Isolationskondensatoren, welche für die Übertragung in jede Richtung erforderlich sind, z. B. zu der Modemseite auf der Leitungsseite und zu der Leitungsseite auf der Modemseite. Die größten Quellen für Gleichtaktrauschen auf einem Telefonleitungspaar tendieren dahin, Signale niedriger Frequenz zu sein, z. B. Versorgungsleitungen und Zwischenfrequenzsignale, wie z. B. AM-Radiostationen. Niedrige und Zwischenfrequenzsignale neigen dazu, sehr große Viertelwellenlängenwerte zu besitzen, welche die Länge ist, welche für eine effiziente Antennenübertragung erforderlich ist. In der vorliegenden Erfindung ist das Hochpassfilter, welches durch den Isolationskondensator 110 und den Widerstand 154 gebildet ist, so ausgewählt, dass die niedrigen und Zwischenfrequenzen, welche typisch für Gleichtaktrauschquellen sind, durch das Hochpassfilter blockiert werden. Auch führt die hohe Frequenz, welche benutzt wird, um die Daten über die Isolationsbarriere in der vorliegenden Erfindung zu übertragen, zu einer verhältnismäßig kleinen Viertelwellenlänge. Deshalb reicht eine kleine Signalspur für den Ausgangsanschluss, z. B. RX DATA OUT, aus, um ein gutes AC-Koppeln an die kleine Signalspur des Eingangsanschlusses, z. B. RX DATA IN, anzukoppeln. Da jedoch der Betrag an für den AC-Rückpfad abgestrahlter Energie nichtsdestoweniger ziemlich klein ist, wird die sich ergebende Schaltung im Allgemeinen den meisten elektromagnetischen Interferenz-(EMI-) und PTT-Restriktionen für Umgebungsstrahlung genügen.
  • 8 ist ein Graph der Signalrückantwort, welcher ein Beispiel der Signalrückantwort des Signalpfades der 7 gibt. Die Kurve der Signalrückantwort für den Signalpfad der 7 steigt mit der Frequenz an, bis sie einen Punkt bei 3 Dezibel (dB) erreicht, welcher durch die Widerstands-Kapazitäts-(RC-) Konstante des Widerstandes 154 in Kombination mit dem Kondensator 110 bestimmt ist. In diesem Beispiel liegt der 3-dB-Punkt bei ungefähr 500 MHz. Für Frequenzen höher als 500 MHz fällt die Rückantwortskurve aufgrund der Unfähigkeit der aktiven Einrichtungen, z. B. der Transistoren, in dem Schaltungspfad ab, um schnell genug zu schalten, um die Signalfrequenz aufzunehmen.
  • 9 ist ein Wellenformdiagramm, welches ein Beispiel eines Datensignals 160, welches durch den Treiber 152 ausgegeben wird, und ein sich ergebendes Signal 170 zeigt, welches sich aus dem Treiben des Datensignals 160 über den Kondensator 110 hinweg ergibt. Eine Anstiegsflanke 162 des Datensignals 160 führt zu einer hochgehenden Spitze 172 in dem sich ergebenden Signal 170. Umgekehrt führt eine fallende Flanke 164 des Datensignals 160 zu einer nach unten gehenden Spitze 174 in dem sich ergebenden Signal 170. Der Frequenzinhalt der Flanken 162 und 164 muss ausreichend hoch sein, um über den Isolationskondensator 110 hinwegzugehen und um auch ein Antennenkoppeln zwischen dem Ausgangsanschluss RX DATA OUT und dem Eingangsanschluss RX DATA IN zu liefern.
  • 10 ist ein Funktionsblockdiagramm, welches entsprechend der vorliegenden Erfindung eine andere Ausführungsform einer Isolationsschaltung 200 darstellt, welche die Einzeltakt-Verstärkerschaltung der 7 mit einer Spannung-zu-Frequenz-Wandlung sowie mit dem Pulsbreitenmodulations-(PWM-)Codieren kombiniert. Auf einem Teil der Isolationsschaltung 200 auf der Leitungsseite wandelt ein Spannung-zu-Frequenz-(VFC-)Codierer 210 eine analoge Spannung, welche bei RX DATA IN der Schaltung 200 empfangen wird, welche von den Tip- und Ringanschlüssen des Leitungspaares erhalten wird, in ein entsprechend frequenzcodiertes Signal, um die Aktivität auf dem Leitungspaar während eines Einhängezustands der Schaltung zu detektieren. Der VFC-Codierer 210 kann auch einen zusätzlichen Steuereingang empfangen, um den VFC-Codierer während eines Aushängezustands der Schaltung zu sperren.
  • Der VFC-Codierer ist parallel zu dem PWM-Codierer 212 gekoppelt, welcher auch RX DATA IN empfängt, und empfängt ein Taktsignal CLK1, welches benutzt wird, um das Signal zu codieren. Der PWM-Codierer 212 kann auch ein zusätzliches Steuersignal empfangen, um den PWM-Codierer während des Einhängezustandes zu sperren. Der PWM-Codierer 212 codiert das Analogsignal RX DATA IN, welches in dem Aushängezustand für das Eingeben zum Trei ber 152 empfangen wird, welcher das PWM-codierte Signal über den Isolationskondensator 110 hinwegtreibt. Das Taktsignal CLK1 wird so ausgewählt, dass das sich ergebende PWM-codierte Signal Flanken beinhaltet, welche einen ausreichend hohen Frequenzinhalt besitzen, um es über den Isolationskondensator 110 laufen zu lassen.
  • Auf einem Teil auf der Modemseite der Isolationsschaltung 200 werden das frequenzcodierte Signal oder die Hochgeschwindigkeitsflanken des PWM-codierten Signals, welche über den Isolationskondensator getrieben wurden, an einem nicht invertierenden Eingangsanschluss des Hystereseverstärkers 159 empfangen. Der Hystereseverstärker 159 vergleicht die Signale, welche über den Isolationskondensator hinweg empfangen wurden, mit 1/2 VMCC, um das übertragene Signal wiederherzustellen.
  • Während des Einhängezustands ist der VFC-Decodierer 221 freigegeben, um das frequenzcodierte Signal zu decodieren. Das decodierte Signal reflektiert das analoge Spannungssignal RX DATA IN, welches auf der Spitze und dem Ring des Leitungspaares während des Einhängezustands beobachtet wurde.
  • Während des Aushängezustands wird das PWM-codierte Signal durch den PWM-Decodierer 220 decodiert, welcher durch das Taktsignal CLK2 getrieben wird, und wandelt die Information, welche in den Flanken des PWM-codierten Signals codiert ist, in einen Wert, welcher die Spannung reflektiert, welche bei T und R auf der Leitungsseite der Isolationsschaltung 200 empfangen wird.
  • Wie oben festgestellt wurde, gibt es zwei bevorzugte Vorgehensweisen, um den Signalausgang von dem PWM-Decodierer 220 zu verarbeiten. Der VFC-Decodierer 221 und der PWM-Decodierer 220 geben jeder einen digitalen Zählwert aus, welcher eine Größe der analogen Spannung darstellt, welche an den Leitungspaaranschlüssen T und R empfangen wurde. Dieser digitale Zählwert kann direkt durch einen Digitalprozessor verarbeitet werden, wie z. B. einen DSP, um das analoge Spannungssignal zu interpretieren. Alternativ kann für eine analoge Chipanordnung der digitale Zählwert zurück in ein analoges Signal gewandelt werden, wobei ein Analog-zu-analog-Wandler (DAC) 222 für den Ausgang an die herkömmlichen Modemschal tungen benutzt wird. Der DAC 222 kann eliminiert werden, falls der digitale Zählwert durch einen DSP zu verarbeiten ist.
  • 11 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm einer Ausführungsform einer bidirektionalen Kommunikationsschaltung 300, wobei eine Version der Isolationsschaltungsgestaltung der 10 benutzt wird, welche gestattet, dass zwei Isolationskondensatoren 110 und 120 benutzt werden. Die bidirektionale Schaltung 300 beinhaltet die Isolationsschaltung 200, um empfangene Daten von der Leitungsseite zur Modemseite zu übertragen. In 11 empfängt auf der Leitungsseite der Schaltung ein VFC-Codierer 310 ein OFF-HOOK- bzw. AUSHÄNGEZUSTANDS-Signal, welches durch eine Aktivitätsdetektorschaltung 320 erzeugt ist. Der PWM-Codierer 312 empfängt das OFF-HOOK-Signal ebenso wie ein TX/RX-Zustandssteuersignal, welches durch den Aktivitätsdetektor 320 erzeugt ist. Das OFF-HOOK-Signal treibt auch eine Telefongabelschalterschaltung 322. Sowohl das OFF-HOOK-Signal als auch das TX/RX-Signal treiben den PWM-Decodierer 330.
  • Der Aktivitätsdetektor 320 überwacht einen Aktivitätspegel des Signals, welches von dem Isolationskondensator 110 empfangen wird. Im Einhängezustand ist das OFF-HOOK-Signal bei einem niedrigen logischen Pegel, welcher den VFC-Codierer 310 freigibt, jedoch den PWM-Codierer 312, den Telefongabelschalter 322 und den PWM-Decodierer 330 sperrt. Deshalb wandelt im Einhängezustand der VFC-Codierer 310 das analoge Spannungssignal RX DATA IN, welches von dem Tip und Ring empfangen wird, in ein frequenzcodiertes Signal, welches über den Isolationskondensator 110 hinweg getrieben wird.
  • Auf der Modemseite der Schaltung 300 sind der PWM-Decodierer 340 und der VFC-Decodierer 342 parallel gekoppelt, und beide empfangen den Ausgang des Hystereseverstärkers 159 und den Ausgang eines empfangenen Datensignals bei RX DATA OUT. Beide empfangen auch ein MODE-Steuersignal, welches von der Steuerschaltung 350 empfangen wird. Der PWM-Codierer 360 empfängt ein Übertragungsdatensignal TX DATA IN für den Ausgang zum Treiber 252 und die Übertragung über den Isolationskondensator 120 hinweg. Der PWM-Codierer 360 empfängt auch das MODE-Steuersignal von der Steuerschaltung 350. Die Steuerschaltung 350 empfängt ein HOOK CONTROL- bzw. TELEFONGABELSTEUER-Signal, welches durch einen Prozessor einer externen Schaltung erzeugt wird. Die Steuerschaltung wartet das MODE-Signal bei einem niedrigen logischen Pegel in dem Einhängezustand, welches den VFC-Codierer 342 freigibt und den PWM-Decodierer 340 und den PWM-Codierer 360 sperrt. Die Steuerschaltung 350 schaltet das MODE-Signal auf einen hohen logischen Pegel in Rückantwort auf das HOOK CONTROL-Signal, welches den VFC-Decodierer 342 sperrt und den PWM-Decodierer 340 und den PWM-Codierer 360 freigibt.
  • Im Einhängezustand wird ein Einhänge-Analogsignal bei RX DATA IN, wie z. B. ein Ringsignal, durch VFC 310 frequenzcodiert, welcher das frequenzcodierte Signal an den Treiber 152 für die Übertragung über den Isolationskondensator 110 hinweg ausgeben wird. Der Hystereseverstärker 159 stellt das übertragene frequenzcodierte Signal wieder her und gibt es an den VFC-Decodierer 342 aus, welcher das übertragene frequenzcodierte Signal in ein empfangenes Einhänge-Analogsignal decodiert, welches von der DAA an einen Prozessor oder eine externe Steuerschaltung ausgegeben wird.
  • Der Prozessor oder die externe Steuerschaltung detektiert das Ringsignal und macht das HOOK CONTROL- bzw. TELEFONGABEL-STEUER-Signal geltend. Dies veranlasst die Steuerschaltung 350, das MODE-Signal zu dem Aushängezustand zu schalten, welches in dieser Ausführungsform den VFC-Decodierer 342 sperrt und den PWM-Decodierer 340 freigibt. Der PWM-Codierer 360 rückantwortet auf das Aktivieren des MODE-Signals durch das Beginnen eines Zyklus des Erzeugens eines Startsignals, das Warten auf ein erstes vorher festgelegtes Zeitintervall und dem anschließenden Codieren des TX DATA IN-Signals während eines zweiten vorher festgelegten Zeitintervalls. Der Ausgang des PWM-Codierers 360 wird durch den Treiber 252 empfangen, welcher das Signal über den Isolationskondensator 120 treibt.
  • Der Aktivitätendetektor 320 integriert die Aktivität, welche er über eine gegebene Zeitperiode empfangt, z. B. 100 Mikrosekunden, und schaltet, falls er einen vorher festgelegten Schwellwert überschreitet, den Zustand des OFF-HOOK- bzw. AUSHÄNGEZUSTAND-Signals von eingehängt auf ausgehängt. Dies sperrt den VFC-Codierer 310 und aktiviert die Telefongabelschaltschaltung, welche beginnt, ausreichend Strom zu ziehen, um für den Tip und Ring des Leitungspaares einen Aushängezustand zu signalisieren. Der Aktivitätsdetektor gibt auch den PWM-Codierer 312 und den PWM-Decodierer 330 frei, jedoch werden diese Schaltungen auch durch das TX/RX-Signal gesteuert. Der Aktivitätsdetektor 320 beginnt auch das Treiben des TX/RX- Signals, wenn er die Aktivität detektiert. In dieser Ausführungsform wird der Aktivitätsdetektor 320 den Zustand des TX/RX-Signals jedes Mal ändern, wenn er eine Anstiegsflanke empfängt. Der PWM-Codierer 312 und der PWM-Decodierer 330 sind so aufgebaut, das sie auf das TX/RX-Steuersignal in einer komplementären Weise rückantworten, was zu dem einen oder dem anderen Aktivzustand während eines gegebenen Zeitintervalls führt.
  • 12 ist ein Wellenformdiagramm, welches ein Beispiel darstellt, wie die Schaltung der 11 funktionieren kann. In 12 schaltet die Steuerschaltung 350 den Zustand des MODE-Signals, welches für das Aktivieren des HOOK CONTROL-Signals verantwortlich ist. Dies veranlasst den PWM-Codierer 360 auf der Modemseite, das Übertragen einer wiederholenden Übertragungsfolge 270 zu beginnen, welche ein Startsignal 272 beinhaltet, gefolgt von dem vorher festgelegten ersten Zeitintervall 273, um Daten von der Leitungsseite zu empfangen, und wird dann gefolgt durch das zweite vorher festgelegte Zeitintervall 275, um das TX DATA IN-Signal für das Übertragen zu der Leitungsseite zu codieren, welches mit der Anstiegsflanke 274 beginnt. Die Übertragungsfolge wiederholt dann, beginnend mit dem Startpuls 278, welcher auch das Ende des zweiten Zeitintervalls 275 markiert.
  • Der Aktivitätsdetektor 320 überwacht die Anstiegsflanken, welche er von der Schnittstelle mit dem Isolationskondensator 120 empfängt. Der Aktivitätsdetektor kann beispielsweise ein Zeitglied starten oder einen Einmalversuch triggern, welcher verantwortlich für eine Anstiegsflanke ist, und die Anzahl der Anstiegsflanken zählen, welche innerhalb einer vorher festgelegten Zeitperiode empfangen werden. Wenn der Zählwert einen vorher festgelegten Schwellwert überschreitet, dann macht der Aktivitätsdetektor das OFF-HOOK-Signal geltend, welches den VFC-Codierer 310 sperrt und den PWM-Codierer 312 auf der Leitungsseite und den PWM-Decodierer 330 auf der Leitungsseite freigibt. In 12 wird der OFF-HOOK-Zustand gezeigt, welcher in Rückantwort auf die Anstiegsflanke des Startpulses 272 nach hoch geht. Jedoch würde eine typische Implementierung erfordern, dass eine Reihe von Startpulsen von dem Aktivitätsdetektor 320 empfangen wird, bevor der vorher festgelegte Schwellwert getroffen wird und das OFF-HOOK-Signal geltend gemacht wird, was im Allgemeinen durch die Präambelfolgen, welche häufig in Kommunikationsprotokollen geliefert werden, erfüllt wird.
  • Man beachte auch, dass das Aktivitätsüberwachungsglied 320 beginnen wird, das TX/RX-Signal, welches für jede Anstiegsflanke verantwortlich ist, hin- und herzuschalten. Dies wird in 12 demonstriert, wo das TX/RX in Antwort auf die Anstiegsflanke der Startpulse 272 und 278 hin- und herschaltet, jedoch auch bei der Anstiegsflanke 274, welche das Ende des Empfangszeitintervalls 273 und den Beginn des Übertragungszeitintervalls 275 markiert.
  • Wenn das TX/RX hoch ist, ist der Codierer 312 auf der Leitungsseite freigegeben, um das empfangsanaloge Spannungssignal an dem Tip und dem Ring des Leitungspaares in ein PWM-codiertes Empfangssignal zu codieren, welches über den Isolationskondensator 110 hinweg getrieben wird. Die Amplitude des analogen Spannungssignals wird in der Position der Flanke 284 in dem Empfangszug 280, welcher in 12 gezeigt wird, codiert. Wenn die Anstiegsflanke 274 ankommt, dann schaltet das TX/RX in einen logisch niedrigen Pegel, welcher den PWM-Codierer 312 auf der Leitungsseite sperrt und den PMW-Decodierer auf der Leitungsseite freigibt. Der PWM-Decodierer auf der Leitungsseite empfängt dann und decodiert das übertragene Datensignal 270, welches während des Intervalls 275 durch den PWM-Codierer 360 auf der Modemseite übertragen wurde, welcher das Übertragungsdatensignal bei TX DATA IN in der PWM-Flanke 276 codiert. Der PWM-Decodierer 330 kann einen Digital-zu-analog-Wandler beinhalten, welcher einen digitalen Zählwert, welcher von dem Decodieren der PWM-Flanke erhalten wird, in ein Analogsignal für die Übertragung auf das Leitungspaar bei TX DATA OUT wandelt.
  • Man beachte, dass die Kommunikation durch das Steuern der Übertragung in beiden Richtungen in der Weise, wie sie mit Bezug auf 12 beschrieben wird, zu einem Datentransfer führt, welcher nur in einer Richtung zu jeder gegebenen Zeit aktiv ist. Dieser Gesichtspunkt dieser Ausführungsform, wo Daten wiederholt zuerst in einer Richtung übertragen werden, dann in der umgekehrten Richtung, kann geeignet sein, um die Übertragung und den Empfang von Daten zuzulassen, welche zu multiplexen sind oder welche über einen einzelnen Isolationskondensator "hinund hergetrieben" werden. Diese Vorgehensweise kann es gestatten, dass ein anderer der Isolationskondensatoren in einigen Anwendungen eliminiert wird. Deshalb kann die Anzahl der Isolationskondensatoren in einer bidirektionalen Isolationsschaltung entsprechend der vorliegenden Erfindung um einen reduziert werden.
  • Um jedoch das Übertragen und Empfangen von Daten über einen einzelnen Isolationskondensator zu multiplexen, muss das Aktivitätsüberwachungsglied 320 geeignet sein, für das frequenzcodierte Datensignal verantwortlich zu sein, welches durch den VFC 310 erzeugt werden kann. Eine Art, das Aktivitätsüberwachungsglied zu adaptieren, besteht darin, es zu veranlassen, den Ursprung der Signale von dem VFC 310 zu detektieren und jene Signale für ein Zeitintervall auszulöschen oder zu detektieren, für die das empfangene Signal einem Ringfrequenzsignal oder einem Anrufer-ID-Signal bzw. -Identitätssignal entspricht. Auch muss das Aktivitätsüberwachungsglied so konfiguriert sein, dass es den Empfang sowohl des Empfangszugs 270 als auch des Übertragungszuges 280 aufnimmt. Dies kann durch einen komplexeren Zählalgorithmus für die Anstiegsflanken erreicht werden, z. B. durch das Zählen von zwei Anstiegsflanken im Übertragungszustand vor dem Schalten, oder durch das Sperren des Eingangs für das Aktivitätsüberwachungsglied, z. B. Auslöschen, für ein vorher festgelegtes Zeitintervall entsprechend der Übertragungsperiode, oder durch die Zeitzustandsübergänge von dem Startpuls aus.
  • Ein anderer Vorteil des "Ping-Pong"- bzw. "Hin- und Hertreibe"-Verfahrens besteht darin, dass es Übersprech-Rausch-probleme durch digitales Schalten zwischen dem Übertragungs- und dem Empfangskanal vermeidet. Eines der Probleme bei analoger zu PWM-Wandlung besteht darin, dass, da die Pulsbreitenzeitabstimmung typischerweise durch das Vergleichen einer Flanke, welche den Analogsignalpegel kreuzt, erzeugt wird, ein digitaler Übergang eine frühzeitige Komparatordetektierung verursachen kann. Die einzige ungesteuerte digitale Rauschquelle auf dem IC auf der Leitungsseite während dieser Analog-zu-PWM-Wandlung würde das PWM-Signal in der anderen Richtung sein, wenn die PWM-Signale zur gleichen Zeit in beide Richtungen gesendet würden. Jedoch kann dieses Problem durch das Benutzen der "Ping-Pong"-Technik vermieden werden.
  • Man beachte auch, dass die Vorgehensweise der vorliegenden Erfindung, wenn ein Einhängezustand vorhanden ist, benutzt werden kann, ein VFC-codiertes Signal zu übertragen, welches das analoge Spannungssignal reflektiert, welches an dem Tip und am dem Ring des Telefonleitungspaares vorhanden ist. Mit Bezug zurück zu 10 werden die Analogspannungen bei T und R in ein Frequenzdatensignal durch den VFC 210 gewandelt und dann als binäres amplitudenmoduliertes Signal mit schnellem Anstieg über den Isolationskondensator 110 hinweg zu dem Modemteil der Schaltung 200 gesendet. Der Frequenzdecodierer 221 kann so aufgebaut werden, dass er einen Digitalwert oder einen Zählwert ausgibt, welcher dem analogen Spannungssignal bei T und R entspricht. Deshalb kann ein digitaler Signalprozessor (DSP) die Analogspannungen verarbeiten, welche bei T und R beobachtet werden, um die Aktivität bei dem Leitungspaar zu bestimmen. Der DSP kann eine breite Variation von Bestimmungen durch das Beobachten der analogen Spannungen bei T und R durchführen. Beispielsweise kann der DSP detektieren, wenn eine Telefongabelumschaltung stattfindet, das Vorhandensein oder das Nichtvorhandensein eines Ring-Spannungssignals detektieren oder die Anrufer-Identifikationsdaten (Caller ID) fangen und decodieren.
  • Indem die Vorgehensweise der vorliegenden Erfindung genutzt wird, können die analogen Schaltungselemente, welche notwendig sind, die Schnittstelle für das Telefonleitungspaar T und R zu bilden, auf eine verhältnismäßig kleine Anzahl reduziert werden, welche in einer kleinen integrierten Schaltung hergestellt werden kann, welche gestattet, dass eine große Anzahl von Chips aus einem Wafer während des Herstellprozesses erhalten werden kann, und dadurch die Kosten reduziert werden können. Außerdem beinhalten Leitungsschnittstellenkarten und ähnliche Ausstattungen häufig bereits eine DSP-Einrichtung, welche programmiert werden kann, um die Schnittstelle mit der kleinen integrierten Schaltung zu bilden, welche die analogen Schaltelemente beinhaltet, so dass die Kosten weiter reduziert werden können, indem mehr Funktionalität in die existierende DSP-Einheit bewegt bzw. gebracht wird. Ferner noch kann der gleiche analoge Schnittstellenchip benutzt werden, um eine Schnittstelle zu den Telefonleitungen, konform zu einer Vielzahl von unterschiedlichen Vorschriften, zu bilden, wobei die unterschiedlichen Vorschriften durch Verändern der Software für den DSP aufgenommen werden können. Deshalb liefert die vorliegende Erfindung einen hohen Grad an Flexibilität und Kostenreduzierung für die Designs der Telefonschnittstelle.
  • Durch das Benutzen der vorliegenden Erfindung kann ein Modem-DAA mit niedrigeren Kosten schneller entwickelt werden, indem die Komplexität der Schaltung auf der Leitungsseite minimiert wird, welche dann hergestellt werden kann, wobei ein BICMOS-Prozess mit niedrigerer Auflösung benutzt wird, während die höhere Komplexität der gesamten Schaltung auf die Schaltung auf die Modemseite übertragen wird, welche in einem digitalen IC-Prozess mit höherer Auflösung hergestellt werden kann.
  • Obwohl es offensichtlich ist, dass es wünschenswert ist, die Komplexität auf der Leitungsseite wegen der vielen Funktionen, welche durch die Modem-DAAs ausgeführt werden sollen, zu minimieren, besitzen viele kommerziell erhältlichen Modem-DAAs entweder eine signifikante Komplexität auf der Leitungsseite, oder jene, welche eine niedrigere Komplexität besitzen, erreichen die niedrigere Komplexität durch das Ausschließen bestimmter Funktionen, welche dann mit Extrakosten und einer PCB-Fläche extern hinzugefügt werden müssen. Beispielsweise besitzt in den meisten Festkörper-DAAs die Schaltung auf der Leitungsseite getrennte Schaltblöcke, um das Ringdetektieren, das Einhängezustand-Anrufüberwachen, das Einhängezustand-Leitungsspannungsmessen, das Halten von Schaltungen im Aushängezustand, das 2-4-Drahthybrid im Aushängezustand, das Übertragen im Aushängezustand und das Übertragen von Audio und das Telefongabelsteuern durchzuführen. In digitalen DAAs beinhalten diese Funktionen A-D- und D-A-Blöcke, von welchen einige unterschiedlich zwischen dem Einhängezustand, dem Aushängezustand und den Anrufüberwachungszuständen sein können. Die Anzahl dieser Blöcke schaffen Schwierigkeiten und einen Design-Aufwand auf einem Niveau, welches signifikant größer ist als es proportional zu ihrer Anzahl aufgrund der komplexen Interaktionen und der Unabhängigkeiten zwischen diesen Blöcken ist. In der Tat sind DAA-Schaltungen auf der Leitungsseite häufig einige der komplexesten analogen und gemischten signalintegrierten Schaltungen bei kommerzieller Produktion. Ihre Entwicklungszeit ist so groß, dass gewöhnlich zu der Zeit, zu der eine integrierte Schaltung entwickelt ist, der Herstellprozess, für welchen sie entwickelt wurde, eine Generation hinter dem aktuellsten Prozess ist. Diese Komplexität macht es sehr schwierig und risikoreich, das Design auf einen neuen Herstellprozess zu übertragen. Deshalb macht es die vorliegende Erfindung möglich, die Anzahl der Schaltblöcke und die Betriebsmoden auf der Schaltung der Leitungsseite des DAA zu reduzieren, um die Kosten und die Entwicklungszeit zu reduzieren.
  • Während der PWM oben als die bevorzugte Ausführungsform beschrieben wurde, wird ein Fachmann schließlich erkennen, dass andere Vorgehensweisen, um Analogsignale von den T- und R-Anschlüssen für das Telefonleitungspaar zu codieren, in Kombination mit der vorliegenden Erfindung benutzt werden können. Beispielsweise kann die Pulspositionsmodulation (PPM) benutzt werden. PPM produziert im Allgemeinen schnelle Flanken oder eine Rausch-Immunität, erfordert jedoch das Wiederherstellen eines Phasenreferenzsignals. Die Frequenzmodulation (FM) besitzt gute Immunität gegen Rauschen, erfordert jedoch ein Frequenzunterscheidungs glied. Amplitudenmodulation (AM), quadratische Amplitudenmodulation (QAM), Pulsamplitudenmodulation (PAM) und andere Amplitudenmodulationsvorgehensweisen können angewendet werden, jedoch leiden sie unter Signalverfälschungsproblemen und erfordern einen hohen Grad an Gleichtaktbalance.
  • Die vorliegende Erfindung ist auf eine Isolationsvorgehensweise gerichtet, welche Einzeltakt-Signalübertragungstechniken anwendet, im Gegensatz zu den differentiellen Signalübertragungstechniken, welche gewöhnlich in herkömmlichen Isolationsschaltungen angewendet werden. Ein anderer Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass Analogsignale, welche am Tip und am Ring des Telefonleitungspaares vorhanden sind, codiert und über die Isolationsbarriere übertragen werden können, um von einem DSP verarbeitet zu werden.
  • In Anbetracht der großen Vielfalt von Ausführungsformen, auf welche die Grundzüge der vorliegenden Erfindung angewendet werden können, sollte davon ausgegangen werden, dass die dargestellten Ausführungsformen nur beispielhaft sind, und diese sollten nicht als eingrenzend für den Umfang der vorliegenden Erfindung genommen werden. Beispielsweise kann eine Vielzahl von Wandlerelementen und PWM-Codierern benutzt werden, um bestimmte Funktionen der vorliegenden Erfindung auszuführen. Auch kann die Funktion einiger Schaltelemente in einer einzelnen Einrichtung kombiniert werden, während die Funktion der anderen Schaltelemente so implementiert werden kann, so dass sie durch viele Einrichtungen ausgeführt werden können. Beispielsweise kann die ADC-Einrichtung 222 in 10 in einigen Anwendungen nicht notwendig sein, abhängig von den Notwendigkeiten des DSP und dem Ausgang des PWM-Decodierers, welcher für die Anwendung ausgewählt ist. Auch können bestimmte Gesichtspunkte der Ausführungsformen, welche gezeigt werden, wie z. B. die Funktion des Kommunikationssteuergliedes 260, alternativ in Software, Hardware oder Firmware oder einer Kombination derselben implementiert werden, wobei das Implementieren innerhalb der Software, welches in einer externen DSP-Einrichtung durchgeführt wird, beinhaltet ist.
  • Die Erfindung ist nicht auf die präzisen Ausführungsformen, welche hier gezeigt werden, beschränkt. Deshalb werden alle Ausführungsformen, welche in den Umfang der folgenden Ansprüche fallen, als die Erfindung beansprucht.

Claims (15)

  1. Verfahren zum Übertragen von Information von einem Telefonleitungspaar von einer Schaltung auf der Leitungsseite zu einer Schaltung auf der Modemseite über eine kapazitive Isolationsbarriere (110, 120), wobei das Verfahren die folgenden Schritte aufweist: Empfangen eines analogen Empfangsdatensignals von dem Telefonleitungspaar; und in einem Aushängezustand: Pulsweitenmodulations-(PWM-)Codieren (212; 312) des empfangenen analogen Empfangsdatensignals in ein PWM-codiertes Datensignal, welches direkt das empfangene analoge Datensignal darstellt; Treiben (152) des PWM-codierten Datensignals über die kapazitive Isolationsbarriere (110, 120) hinweg; Empfangen des PMW-codierten Datensignals über die kapazitive Isolationsbarriere (110, 120) hinweg; und Decodieren (220; 340) des empfangenen PWM-codierten Datensignals; durch die Schritte in einem Einhängezustand gekennzeichnet: Wandeln (210; 310) des empfangenen analogen Empfangsdatensignals in ein frequenzcodiertes Datensignal in einem Einhängezustand; Empfangen des frequenzcodierten Datensignals über die kapazitive Isolationsbarriere (110, 120) in der Schaltung der Modemseite hinweg; und Decodieren (221; 342) des empfangenen frequenzcodierten Datensignals in einen digitalen Zählwert während des Einhängezustands.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, welches ferner das Durchführen einer Ringdetektierung an dem empfangenen, decodierten, frequenzcodierten Signal in der Schaltung der Modemseite aufweist.
  3. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt des Decodierens (220; 340) des empfangenen PWM-codierten Datensignals ferner das Decodieren des empfangenen PWM-codierten Signals in einen digitalen Zählwert aufweist.
  4. Verfahren nach Anspruch 2 oder Anspruch 3, wobei das Verfahren ferner den Schritt des direkten Verarbeitens des digitalen Zählwertes beinhaltet, um eine Ringdetektierung, eine Einhänge-Anrufüberwachung, eine Einhänge-Leitungsspannungsmessung, ein Halten des Aushängezustands, eine Aushänge-2-4-drahthybride Wandlung, ein Aushänge-Senden und -Empfangen von Audio und eine Gabelzustandssteuerung durchzuführen.
  5. Verfahren nach einem der Ansprüche 2–4, wobei das Verfahren ferner den Schritt des Wandelns (222) des digitalen Zählwertes in ein analoges Ausgangssignal beinhaltet.
  6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1–5, wobei der Schritt des PWM-Codierens ferner das PWM-Codieren beinhaltet, wobei eine Taktrate von wenigstens 300 MHz benutzt wird.
  7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1–6, wobei der Schritt des Empfangens des PWM-codierten Datensignals über die kapazitive Isolationsbarriere (110, 120) ferner das Wiederherstellen des PWM-codierten Signals aufweist, welches über die kapazitive Isolationsbarriere (110, 120) übertragen wurde, wobei ein Hysterese-Verstärker (159) benutzt wird.
  8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1–7, wobei das Verfahren ferner die Schritte beinhaltet von: Empfangen eines digitalen Übertragungsdatensignals; Wandeln (360) des digitalen Sendedatensignals in ein PWM-codiertes Sendedatensignal; Treiben (252) des PWM-codierten Sendedatensignals über die kapazitive Isolationsbarriere (110, 120); Empfangen des PWM-codierten Sendedatensignals über die kapazitive Isolationsbarriere (110, 120), wobei ein Eintakttreiber benutzt wird; Decodieren und Wandeln (330) des PWM-codierten Sendedatensignals in ein analoges Spannungssendedatensignal.
  9. Verfahren nach Anspruch 8, wobei der Schritt des Decodierens und Wandelns (330) des PWM-codierten Sendedatensignals in ein analoges Spannungssendedatensignal ferner aufweist: Decodieren des PWM-codierten Sendedatensignals in das digitale Sendedatensignal; und Wandeln des digitalen Sendedatensignals in analoge Spannungssendedaten.
  10. Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, wobei das Verfahren ferner das Steuern des Übertragens des analogen Empfangsdatensignals und des digitalen Sendedatensignals derart beinhaltet, dass nur eines von dem analogen Empfangsdatensignal und dem digitalen Sendedatensignal über die kapazitive Isolationsbarriere (110, 120) zu einer gegebenen Zeit gesendet wird.
  11. Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 10, wobei: der Schritt des Treibens (212; 312) des PWM-codierten Datensignals über die kapazitive Isolationsbarriere ferner das Treiben des PWM-codierten Datensignals über einen einzelnen Isolationskondensator (110) aufweist; und der Schritt des Treibens (360) des PWM-codierten Sendedatensignals über die kapazitive Isolationsbarriere hinweg ferner das Treiben des PWM-codierten Sendedatensignals über den einzelnen Isolationskondensator (110) aufweist.
  12. Isolationsschaltung (100; 150; 200; 300), wobei die Schaltung aufweist: einen Treiber (112; 152), wobei der Treiber einen Eingangsanschluss für das Empfangen eines Datensignals von einem Leitungspaar und einen Ausgangsanschluss für das Ausgeben des Datensignals zu einem ersten Anschluss eines Isolationskondensators (110) aufweist, wobei der Treiber (112; 152) so eingerichtet ist, dass er mit einer ersten Versorgungspannung (VLCC) arbeitet, welche von dem Leitungspaar erhalten wird; einen Hysterese-Verstärker (116; 156; 159), welcher einen nicht invertierenden und einen invertierenden Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss besitzt, wobei der Verstärker (116; 156; 159) so eingerichtet ist, dass er mit einer zweiten Versorgungsspannung (VMCC) arbeitet; dadurch gekennzeichnet, dass der nicht invertierende Eingangsanschluss des Verstärkers (116; 156; 159) so eingerichtet ist, dass er an einen zweiten Anschluss des Isolationskondensators (110) gekoppelt ist; und wobei die Isolationsschaltung ferner aufweist: einen ersten Widerstand (124; 154), welcher zwischen dem invertierenden Eingangsanschluss des Verstärkers (116; 156; 159) und einem Schaltungsknoten vorgesehen ist, um eine Referenzspannung (1/2 VMCC) zu empfangen; und einen zweiten Widerstand (114; 155), welcher zwischen dem nicht invertierenden Eingangssignal des Verstärkers (116; 156; 159) und dem Schaltungsknoten versehen ist, um die Referenzspannung (1/2 VMCC) zu empfangen; wobei ferner beinhaltet sind: ein Pulsweitenmodulations-(PWM-)Codierglied (212; 312), welches zwischen dem Leitungspaar und dem Treiber (152) angeordnet ist, um das Datensignal zu PWM-codieren, um ein PWM-codiertes Datensignal für den Eingang des Treibers (152) herzustellen, wobei das PWM-Codierglied (212; 312) einen Eingangsanschluss besitzt, um das Datensignal zu empfangen, und einen Ausgangsanschluss besitzt, welcher an den Eingangsanschluss des Treibers (152) gekoppelt ist, um das PWM-codierte Datensignal an den Treiber (152) auszugeben; ein PWM-Decodierglied (220; 340), um das PWM-codierte Datensignal zu decodieren und das Datensignal auszugeben, wobei das PWM-Decodierglied (220; 340) einen Eingangsanschluss besitzt, um das PWM-codierte Datensignal von dem Ausgangsanschluss des Verstärkers (159) zu empfangen, und einen Ausgangsanschluss besitzt, um das Datensignal auszugeben; einen Spannungs-/Frequenzwandler, VFC, (210; 310), welcher zwischen dem Leitungspaar und dem Treiber (152) angeordnet ist und so eingerichtet ist, dass er das Datensignal in ein frequenzcodiertes Signal wandelt; ein VFC-Decodierglied (221; 342), welches so eingerichtet ist, dass es das frequenzcodierte Signal empfängt und das frequenzcodierte Signal decodiert, um einen digitalen Zählwert zu erzeugen; und einen Prozessor, um den digitalen Zählwert zu empfangen und um einen aus den Vorgängen des Ringdetektierens, des Einhängzustands-Anrufüberwachens des Einhängzustands-Leistungsspannungsmessens, des Aushängzustands-Haltens, des Aushängzustands-2-4- Drahtwandelns, des Aushängzustands-Sendens und -Empfangens von Audio und des Gabelzustandssteuerns durchzuführen.
  13. Die Schaltung (100; 150; 200; 300) des Anspruchs 12, wobei die Referenzspannung (1/2 VMCC) ungefähr am Mittenpunkt der zweiten Versorgungsspannung (VMCC) ist.
  14. Schaltung (100; 150; 200; 300) nach Anspruch 12 oder Anspruch 13, wobei eine Impedanz des ersten Widerstands (124; 154) so ausgewählt wird, dass der erste Widerstand (124; 154) und der Isolationskondensator (110) ein Hochpassfilter bilden.
  15. Schaltung (100; 150; 200; 300) nach Anspruch 14, wobei das Hochpassfilter so eingerichtet ist, dass es Frequenzen oberhalb von 300 MHz durchlässt.
DE60225653T 2001-10-30 2002-10-29 Verfahren und Vorrichtung zur Leitungsisolierung in einer datenzugriffsanordnung mittels einer PWM-Steuerung Expired - Lifetime DE60225653T2 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US13901 2001-10-30
US10/013,901 US7031458B2 (en) 2001-10-30 2001-10-30 Method and apparatus for isolation in a data access arrangement using analog encoded pulse signaling

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE60225653D1 DE60225653D1 (de) 2008-04-30
DE60225653T2 true DE60225653T2 (de) 2009-04-02

Family

ID=21762412

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE60225653T Expired - Lifetime DE60225653T2 (de) 2001-10-30 2002-10-29 Verfahren und Vorrichtung zur Leitungsisolierung in einer datenzugriffsanordnung mittels einer PWM-Steuerung

Country Status (4)

Country Link
US (1) US7031458B2 (de)
EP (1) EP1309144B1 (de)
AT (1) ATE390004T1 (de)
DE (1) DE60225653T2 (de)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102021127228A1 (de) 2021-10-20 2023-04-20 Northrop Grumman Litef Gmbh Elektrisches Gerät mit indirektem Blitzschutz, Kurs-Lage-Referenz-System und Flugzeug

Families Citing this family (30)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7684499B2 (en) * 2005-08-30 2010-03-23 2Wire, Inc. Multi-band line interface circuit with line side cancellation
US7260491B2 (en) * 2005-10-27 2007-08-21 International Business Machines Corporation Duty cycle measurement apparatus and method
US7804859B2 (en) * 2008-06-30 2010-09-28 Silicon Laboratories, Inc. System and method of providing electrical isolation
US8095710B2 (en) * 2008-06-30 2012-01-10 Silicon Laboratories Inc. System and method of providing electrical isolation
DE102008052403A1 (de) * 2008-10-21 2010-04-22 Continental Automotive Gmbh Schaltungsanordnung
US8385083B2 (en) * 2009-01-13 2013-02-26 Jetlun Corporation Method and system for isolating local area networks over a co-axial wiring for energy management
TWI419607B (zh) * 2010-06-14 2013-12-11 E Sun Prec Ind Co Ltd 訊號傳輸電路
US8902999B2 (en) * 2011-11-23 2014-12-02 System General Corp. Isolation interface circuit for power management
WO2013096295A1 (en) * 2011-12-22 2013-06-27 Enphase Energy, Inc. Method and apparatus for transmitting combined power, control and data through an isolation barrier
US9768945B2 (en) 2012-04-23 2017-09-19 Analog Devices, Inc. Isolated system data communication
US9972196B2 (en) 2012-04-23 2018-05-15 Analog Devices, Inc. Isolator system with status data integrated with measurement data
US8787502B2 (en) 2012-04-24 2014-07-22 Nxp B.V. Capacitive isolated voltage domains
US8571093B1 (en) * 2012-04-24 2013-10-29 Nxp B.V. Communication interface for galvanic isolation
US8878591B2 (en) 2012-07-26 2014-11-04 International Rectifier Corporation Level shifter utilizing bidirectional signaling through a capacitive isolation barrier
KR20150041236A (ko) * 2013-10-07 2015-04-16 삼성전자주식회사 팩시밀리
US9628915B2 (en) * 2014-01-06 2017-04-18 Echobox Audio, LLC Handheld portable high fidelity music playback with streaming and WiFi routing ability
US9397871B2 (en) 2014-09-30 2016-07-19 Infineon Technologies Ag Communication devices
KR102207852B1 (ko) * 2014-11-21 2021-01-26 삼성전자주식회사 안테나 장치 및 그것을 포함하는 전자 장치
KR20180058378A (ko) * 2016-11-24 2018-06-01 에스케이하이닉스 주식회사 버퍼 회로, 이를 이용하는 반도체 장치 및 시스템
US9990837B1 (en) * 2017-03-01 2018-06-05 Rosemount Inc. Intrinsic safety isolation with capacitive coupling
CN106896253B (zh) * 2017-03-13 2023-06-09 烟台东方威思顿电气有限公司 一种带电插拔式电子式互感器数字化装置
CN109406873A (zh) * 2018-12-11 2019-03-01 上海贝岭股份有限公司 电能计量芯片和智能电表
DE112019006742T5 (de) * 2019-01-25 2021-10-14 Sony Semiconductor Solutions Corporation Sendevorrichtung, Schnittstelle und Übertragungsverfahren
CN110061733B (zh) * 2019-04-19 2023-04-04 苏州瑞迈斯医疗科技有限公司 脉冲信号的计数方法、重建方法及芯片
CN109936360B (zh) * 2019-04-19 2023-05-05 苏州瑞迈斯医疗科技有限公司 脉冲计数装置及辐射探测系统
CN110048706A (zh) * 2019-05-20 2019-07-23 上海客益电子有限公司 一种模拟信号隔离转换电路
US11533027B2 (en) 2019-10-18 2022-12-20 Analog Devices, Inc. Low power receiver circuit for isolated data communications
CN113162627A (zh) * 2020-01-22 2021-07-23 瑞昱半导体股份有限公司 通信装置及数字至模拟信号转换电路
CN112039517B (zh) * 2020-09-04 2024-03-22 上海川土微电子有限公司 基于Pulse-Coding的超低功耗电容式数字隔离器电路
CN113391591B (zh) * 2021-06-30 2022-07-01 广东利元亨智能装备股份有限公司 一种涂胶控制板卡及系统

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE2607480C2 (de) * 1976-02-20 1982-11-25 Deutsche Telephonwerke Und Kabelindustrie Ag, 1000 Berlin Schaltungsanordnung für eine Gabel
US4292595A (en) 1979-11-13 1981-09-29 Burr-Brown Research Corporation Capacitance coupled isolation amplifier and method
US4835486A (en) * 1986-04-28 1989-05-30 Burr-Brown Corporation Isolation amplifier with precise timing of signals coupled across isolation barrier
US4879745A (en) * 1988-10-12 1989-11-07 Ibm Corporation Half-duplex speakerphone
US5369666A (en) 1992-06-09 1994-11-29 Rockwell International Corporation Modem with digital isolation
US5654984A (en) 1993-12-03 1997-08-05 Silicon Systems, Inc. Signal modulation across capacitors
US5500895A (en) 1994-05-24 1996-03-19 Yurgelites; Gerald J. Telephone isolation device
US5790656A (en) 1995-09-29 1998-08-04 Rockwell International Corporation Data access arrangement with telephone interface
US5946393A (en) 1997-02-10 1999-08-31 Integration Associates, Inc. Data access arrangement
CN1258406A (zh) 1997-03-31 2000-06-28 株式会社日立制作所 使用容性绝缘壁的调制解调器装置和绝缘耦合器以及调制解调器装置中使用的集成电略
US5870046A (en) 1997-04-22 1999-02-09 Silicon Laboratories Inc. Analog isolation system with digital communication across a capacitive barrier
US6137827A (en) 1997-04-22 2000-10-24 Silicon Laboratories, Inc. Isolation system with digital communication across a capacitive barrier
US6167134A (en) * 1997-04-22 2000-12-26 Silicon Laboratories, Inc. External resistor and method to minimize power dissipation in DC holding circuitry for a communication system
US5991335A (en) 1997-10-14 1999-11-23 3Com Corporation Method and system for line isolation
JP3724773B2 (ja) * 1998-03-18 2005-12-07 富士通株式会社 Ｌｔ−ｎｔ間長距離伝送方式及びその装置
US6407603B2 (en) 1999-09-20 2002-06-18 Lockheed Martin Corporation Analog voltage isolation circuit
US7031446B2 (en) 1999-12-23 2006-04-18 Analog Devices, Inc. Device for use in communication systems

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102021127228A1 (de) 2021-10-20 2023-04-20 Northrop Grumman Litef Gmbh Elektrisches Gerät mit indirektem Blitzschutz, Kurs-Lage-Referenz-System und Flugzeug

Also Published As

Publication number Publication date
DE60225653D1 (de) 2008-04-30
EP1309144A1 (de) 2003-05-07
ATE390004T1 (de) 2008-04-15
US7031458B2 (en) 2006-04-18
EP1309144B1 (de) 2008-03-19
US20030091183A1 (en) 2003-05-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE60225653T2 (de) Verfahren und Vorrichtung zur Leitungsisolierung in einer datenzugriffsanordnung mittels einer PWM-Steuerung
DE69827941T2 (de) Digitale direktzugriffschaltungseinrichtung und verfahren zur verbindung mit fernsprechleitungen
DE112006001684T5 (de) Digitale Isolationsbarriere mit einzelnem Transformator
EP1379041B1 (de) Verfahren und Sendevorrichtung zum Übertragen einer Impulsfolge
EP0234453B1 (de) Schaltungsanordnung zur seriellen Datenübertragung zwischen mehreren Teilnehmerstellen
DE60116213T2 (de) Schaltkreis zur Erfassung einer Signalunterbrechung
EP0400394B1 (de) Schnittstelleneinrichtung
DE3503885A1 (de) Sender/empfaenger
DE19946762C2 (de) Verfahren zum Messen der Betriebseigenschaften einer Teilnehmeranschluß-Baugruppe für hochbitratige Datenübertragung
DE4221397C2 (de) Integrierte PCM-Codec-Schaltung für ein Vermittlungssystem
DE19916635C1 (de) Verfahren und Vorrichtung zum Übertragen eines Sendesignals über eine zweiadrige Leitung
EP0998111B1 (de) Schaltungsanordnung zum Speisen einer Telefonteilnehmerschleife mit einer Speisespannung
DE2946815A1 (de) Elektronische fernsprechschaltungsanordnung
DE2310940C3 (de) Schaltungsanordnung zum Anschließen von Telegrafieteilnehmern an Wechselstrom-Übertragungseinrichtungen und Vermittlungsanlagen
DE4412921C2 (de) Verfahren und Schaltungsanordnung zur gleichzeitigen Übertragung von Daten und Hilfsenergie
DE19914421B4 (de) Prüfschleife für Telekommunikationsnetze
DE2831147C2 (de) Sendeeinheit zur Einspeisung hochfrequenter Signale in eine zweiadrige Leitung
EP0184210A1 (de) Datenübertragungseinrichtung
DE3020354A1 (de) Elektronischer sender fuer gleichstromtelegraphiesysteme
DE19734775A1 (de) Verfahren und Schaltervorrichtung für eine Signalübertragung
DE3033552C2 (de)
DE2315080C3 (de) Schaltungsanordnung fur ein deichstrom-Datenubertragungssystem mit HaIbduplex-Betrieb
DE4010574A1 (de) Anordnung zum netzunabhaengigen anschluss mehrerer datenendeinrichtungen an eine optische sternverteileinrichtung in busorientierten lokalen kommunikationsnetzen
DE2714417C2 (de) Schaltungsanordnung zur Übertragung von Signalen in beiden Richtungen über Signalleitungen in Fernmelde-, insbesondere Fernsprechanlagen
DD254285A1 (de) Schaltungsanordnung zum elektronischen senden von telegraphiesignalen in einfachstromkreisen

Legal Events

Date Code Title Description
8364 No opposition during term of opposition
8327 Change in the person/name/address of the patent owner

Owner name: SILICON LABORATORIES, INC., AUSTIN, TEX., US