DE60220942T2

DE60220942T2 - Entfernung von interferenzen in mehrträgerempfängern

Info

Publication number: DE60220942T2
Application number: DE60220942T
Authority: DE
Inventors: Robert Howard Lincoln KIRKBY
Original assignee: British Telecommunications PLC
Current assignee: British Telecommunications PLC
Priority date: 2001-12-07
Filing date: 2002-12-05
Publication date: 2008-02-28
Anticipated expiration: 2022-12-06
Also published as: EP1451992A2; AU2002347340A1; US20050084024A1; EP1451992B1; EP1318642A1; CA2467080A1; US8223852B2; WO2003049396A2; WO2003049396A3; AU2002347340A8; DE60220942D1

Description

Diese Anmeldung betrifft Mehrträger-Modulationstechniken, die dazu dienen, Information über einen Kommunikationskanal zu transportieren durch Modulation der Information auf einer Anzahl von Trägern, typischerweise als Teilkanäle bekannt.
Insbesondere sind diskrete Systeme interessant, in denen, statt einen Träger mit einem kontinuierlich variablen Informationssignal zu modulieren, aufeinander folgende Zeitabschnitte („Symbole") des Trägers jeweils dazu dienen, einen Teil an Information zu übertragen; das heißt, die modulierte Information variiert nicht während der Dauer eines Symbols.
Von praktischem Interesse ist die Situation, wo die zu sendende Information in digitaler Form ist, so dass jedes Symbol dazu dient, eine Anzahl von Bits zu transportieren, dies ist aber nicht prinzipiell erforderlich und es kann ein abgetastetes analoges Signal gesendet werden, d.h. das Informationssignal wird zeitlich quantisiert, kann aber in der Amplitude quantisiert oder nicht quantisiert werden.
Eine Quadraturmodulation kann verwendet werden, wenn gewünscht, wenn sowohl die Phase als auch die Amplitude des Trägers variiert werden, oder (was auf dasselbe hinausläuft) zwei Träger an derselben Frequenz, aber in einer 90°-Phasenverschiebung können jeweils unabhängig voneinander moduliert werden. Ein „Mehrträger-Symbol" kann somit aus einer Zeitdauer bestehen, während der (beispielsweise) 256 Träger an unterschiedlichen Frequenzen übertragen werden plus 256 Träger an demselben Satz von Frequenzen, aber in einer 90°-Phasenverschiebung. Für eine digitale Übertragung können bis zu 512 Gruppen von Bits auf diesen Trägern moduliert werden. Normalerweise stehen diese Träger harmonisch in Beziehung, da sie ganzzahlige Mehrfache der Symbolrate sind (obwohl in Systemen, die ein „zyklisches Prefix" verwenden, die Symbolrate etwas geringer ist, als diese Angabe impliziert). Die Form der Modulation ist insbesondere interessant zur Verwendung auf Übertragungspfaden mit schlechter Qualität, da die Anzahl von Bits, die jedem Träger zugeteilt sind, an die Charakteristiken des Pfads angepasst werden können, und tatsächlich können Träger in Teilen des Frequenzspektrums weggelassen werden, in denen die Qualität besonders schlecht ist.
Die Anzahl von Bits, die auf jedem Teilkanal gesendet wird, kann, wenn gewünscht, abhängig von den Signal- und Rauschpegeln in jedem Teilkanal variiert werden. Dies kann ein besonderer Vorteil sein für Übertragungspfade, die unter Kreuzkopplungs- oder Funkfrequenzinterferenz leiden, da das System sich automatisch anpassen kann, um Bereiche des Frequenzspektrums zu vermeiden, die für eine Datenübertragung ungeeignet sind. Die Anzahl von Bits, die auf jedem Teilkanal gesendet wird, kann, wenn gewünscht, adaptiv variiert werden abhängig von den Signal- und Rauschpegeln in jedem Teilkanal, wie von Zeit zu Zeit beobachtet. Dies kann ein besonderer Vorteil für Übertragungspfade sein, die während einer Kommunikation signifikant variieren.
Eine Mehrträger-Modulation wurde standardisiert für eine Verwendung auf Kupferpaarverbindungen in einer Form, die als diskrete Multiton(DMT – discrete multitone)-Modulation bekannt ist. Dies wird beschrieben in einem ANSI-Standard (T1.413-1998) für eine asymmetrische digitale Teilnehmer-Anschluss-Technologie und ebenso einem europäischen Standard [DTR/TM-03050] und einem internationalen Standard [ITU G.ads1].
Ein Modulator für Mehrträgersysteme kann mit einer Bank von Oszillatoren an den jeweiligen Frequenzen konstruiert werden, jeweils gefolgt von einem Modulator, während ein Empfänger aus einer Bank von synchronen Demodulatoren bestehen kann, die jeweils von einem Oszillator angetrieben werden, der mit dem entsprechenden Oszillator an dem sendenden Ende synchronisiert ist. In der Praxis ist jedoch ein gängigerer Ansatz, die Datenwerte, die für ein gegebenes Symbol übertragen werden, als Fourier-Koeffizienten zu betrachten und das modulierte Signal mittels einer inversen Fourier-Transformation zu erzeugen. Ähnlich würde der Demodulator eine Fourier-Transformation auf das empfangene Signal anwenden, um die übertragene Trägerphase und -amplitude (oder phasengleiche und Quadratur-Komponenten) wiederzugewinnen, die dann unter Verwendung standardmäßiger Quadratur-Amplituden-Modulations(QAM – quadrature amplitude modulation)-Techniken decodiert werden können. Ein derartiger Modulator, wie von dem oben angeführten ANSI-Standard vorgesehen, wird in der 1 gezeigt. Das empfangene Signal wird von einem Filter 1 gefiltert und von einem Analog-Digital-Wandler 2 in eine digitale Form konvertiert. Die digitalisierten Abtastwerte werden in einen Puffer 3 eingegeben, wobei eine Synchronisierung von einer Steuereinheit 4 vorgesehen wird, so dass für jedes Symbol ein Block von 512 Abtastwerten in dem Puffer angesammelt wird. Diese werden dann an eine diskrete Fourier-Transformationseinheit 5 geliefert, welche die Abtastwerte verarbeitet, um komplexe Werte z_j (j = 0 ... 254) wiederzugewinnen, die den übertragenen Träger (plus selbstverständlich Rauschen) darstellen, ausgegeben als phasengleiche und Quadratur-Komponenten I_j, Q_j (das heißt z_j = I_j + iQ_j). Diese werden bei 6 skaliert, wobei jedes z_j mit einer komplexen Zahl multipliziert wird, um eine Verzögerung und Dämpfung zu kompensieren, die von dem relevanten Träger erfahren wird, und dann einem QAM-Decodierer 7 zugeführt (der normalerweise eine Form eines Faltungscodes und einen Decodierer mit weichen Entscheidungen einsetzt), wodurch die gewünschten Datenwerte wiedergewonnen werden.
Eine der Funktionen der Steuereinheit 4, zusätzlich zu der Synchronisierung, ist, bei Inbetriebnahme an einer Trainingssequenz teilzunehmen, das heisst, einem Dialog mit dem sendenden Modulator, in dem sie die über das gesendete Signal erforderliche Information erlangt, zum Beispiel welche Teilkanäle tatsächlich in Verwendung sind, wie viele Bits von jedem Teilkanal getragen werden und welche QAM-Konstellationen von dem Modulator verwendet werden. In einigen Systemen können diese Parameter dynamisch verändert werden durch weitere Verhandlung zwischen den beiden Enden während der tatsächlichen Übertragung. Es wird angemerkt, dass die Timing-Ausgabe von der Steuereinheit 4 zur Synchronisierung der verschiedenen Teile dient, während die Steuerungsausgabe anzeigt, welche Teilkanäle und welche Konstellationen momentan verwendet werden.
US-A-6035000 und WO97/40608 offenbaren beide Verfahren zum Empfang von Signalen, die eine Vielzahl von Teilkanälen aufweisen, die unterschiedliche, aber sich gegenseitig überlappende Teile des Frequenzspektrums besetzen, wobei die Verfahren aufweisen ein Trennen der Signale in Komponentensignale, die den jeweiligen Teilkanälen entsprechen; ein Berechnen von Interferenzschätzungen für zumindest einige der Teilkanäle; und ein Verwenden der Interferenzschätzungen, um eine Interferenz von den jeweiligen Komponentensignalen zu unterdrücken. Beide verwenden die Komponentensignale, die Teilkanälen entsprechen, die keine übertragenen Daten tragen.
US-A-6035000 beschreibt ein System, in dem eine Interferenz auf einem bestimmten Kanal geschätzt wird durch Messen des Signals für einen „ruhigen Ton" in der Nähe, auf dem kein Signal übertragen wird, und dessen Multiplizieren mit einem Faktor.
WO97/40608 offenbart die Erfassung von Störsignalen durch Abtasten von Tönen, auf denen keine Daten übertragen werden, und Verwenden der Ergebnisse, um Parameter eines Frequenz-Domain-Modells der Interferenz zu schätzen. Das Modell wird dann verwendet, um die Interferenz zu schätzen, die dann subtrahiert wird.
Die vorliegende Erfindung wird in den Ansprüchen definiert.
Einige Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nun beschrieben auf beispielhafte Weise unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen, wobei:
1 ein Blockdiagramm einer bekannten Form eines Empfängers ist;
2 ein Blockdiagramm eines Beispiels eines Empfängers gemäß der Erfindung ist;
3 und 4 Details von Teilen des Empfängers von 2 zeigen; und
5 ein Graph ist, der die Leistung einer Version der Erfindung zeigt.
Das allgemeine Ziel des nun zu beschreibenden Empfängers basiert auf der Beobachtung, dass, wenn ein Teilkanal aufgrund des Vorhandenseins von Interferenz nicht mehr verwendet wird, die auf diesem Teilkanal empfangenen Signale nur aus einer Komponente des Störsignals bestehen, zusammen mit additivem Gauß'schen weißen Rauschen. Folglich strebt er danach, aus den auf dem ungenutzten Teilkanal empfangenen Signalen ein Wissen über die Eigenschaft des Störsignals abzuleiten und dieses Wissen zu verwenden, um eine Korrektur auf die Signale anzuwenden, die auf den anderen Teilkanälen empfangen werden. Teilkanäle, in denen das übertragene Signal bekannt ist (z.B. Pilottöne), können ebenfalls auf dieselbe Weise verwendet werden, wenn die Signalkomponente zuerst geschätzt und subtrahiert wird.
Natürlich impliziert die Idee, dass das empfangene Signal auf dem ungenutzten (idle) Teilkanal ermöglichen kann, etwas über die Interferenz auf einem anderen Teilkanal zu schließen, eine Korrelation zwischen der Interferenz auf den zwei Kanälen. Es folgt, dass es nicht möglich ist, wahres weißes Rauschen zu kompensieren.
Der in 2 gezeigte Empfänger hat dieselbe grundlegende Struktur wie in 1, hat aber zusätzlich eine Interferenzunterdrückungseinheit 21, die durchzuführende Korrekturen c_p berechnet, und diese werden in Subtraktoren S_p von den Teilkanal-Werten subtrahiert. In diesem Fall findet die Korrektur nach der Skaliereinheit 6 statt, so dass der korrigierte Wert apzp – cp (5)ist, wobei a_p der relevante Skalierungsfaktor ist.
Die Korrektur c_p ist eine gewichtete Summe der skalierten Teilkanalwerte a_pz_p für die ungenutzten Teilkanäle.
Wenn jedoch gewünscht wird, auch die vorhersehbaren oder schätzbaren Teilkanäle zu verwenden, dann wird das Rauschenelement des empfangenen Teilkanals geschätzt als nq = aqzq – θq (7)wobei θ_q der geschätzte Dateninhalt für einen Daten-tragenden Teilkanal ist – zum Beispiel in einem QAM-System, die (komplexe) Koordinate des Punkts der QAM-Konstellation, der die geringste Euklidische Entfernung von dem (komplexen) Wert hat, der durch a_qz_q dargestellt wird. Dies wird in der 4 angezeigt durch einen harten Abschneider (hard slicer) 211. Dasselbe Verfahren kann verwendet werden zur Bestimmung von θ_q für einen ungenutzten oder vorhersehbaren Teilkanal, aber es ist wahrscheinlich vorzuziehen, θ_q in solchen Fällen auf Null (oder den bekannten erwarteten Wert) zu zwingen.
Es kann möglich sein, eine weiche Entscheidung in dem Abschneider (slicer) 211 zu verwenden analog zu der in dem Decodierer 7 stattfindenden, obwohl dies wahrscheinlich einen geringen Vorteil auf Kosten einer größeren Komplexität liefert.
Somit wird die Korrektur
Die Berechnung der Korrektur c_p unter Verwendung aller Teilkanäle q ≠ p (254 in diesem Beispiel) ist rechnerisch beschwerlich und aufgrund (wie oben angeführt), dass sich der Wert der empfangenen Signale für eine Korrektur verringert, je weiter die Infrequenz sich von dem Teilkanal p entfernt, ist vorzuziehen, nur eine begrenzte Anzahl in einem Bereich ±Δ zu verwenden, zum Beispiel
(Abbrechen an den Grenzen wird ausgedrückt durch Definieren w_qp = 0 für q < 0 oder q > 254, obwohl auch eine Außerband-Information verwendet werden kann, wenn gewünscht).
In einer einfachen Version dieses Systems können die Gewichtungsfaktoren w_qp einfach fest sein. Es wird jedoch bevorzugt, die Gewichtungsfaktoren zu berechnen unter Berücksichtigung der tatsächlich empfangenen Signale. Ein Verfahren dafür wird nun beschrieben.
Die Gewichtungsfaktoren w_qp können evaluiert werden unter Verwendung des weithin bekannten Verfahrens des „steilsten Abstiegs (steepest descent)". Dieses Verfahren – welches unabhängig davon gleich ist, ob alle q ≠ p oder nur einige Werte von q verwendet werden – wird durchgeführt unter Verwendung von Fehlerwerten von dem Decodierer 7. Dies ist ein Decodierer mit weichen Entscheidungen (soft decision decoder), der typischerweise einen Viterbi-Algorithmus verwendet, um Faltungs-codierte Daten zu decodieren. Die resultierende Entscheidung für einen bestimmten Teilkanal p wird durch x_p bezeichnet und von weichen Abschneidern (soft slicers) 71 dargestellt. Es ist anzumerken, dass x_p die komplexe Koordinate des QAM-Konstellationswertes ist, nicht die tatsächlichen Daten. Ein Fehlersignal e_p ist die Differenz zwischen der Eingabe und dieser Entscheidung, das heisst ep = apzp – cp – xp (10)
Dieser Wert wird routinemäßig erzeugt für Daten und Ton-tragende Teilkanäle in realen Empfängern und wird auch verwendet zur Beibehaltung einer Synchronisierung: somit kann der Decodierer 7 ein herkömmlicher Decodierer sein. Wenn e_p erforderlich sein soll für einen ungenutzten Teilkanal (z.B. zum Berechnen von Gewichtungen W_pq, bevor der Teilkanal zurück in Dienst gestellt wird), kann x_p auf Null gezwungen werden.
Die Berechnung der Gewichtungsfaktoren wird wie in der Einheit 22 durchgeführt gezeigt. Das Ziel ist, das durchschnittliche |e_p|² zu minimieren. Die folgende Analyse funktioniert durch Berücksichtigen von |e_p|² als eine Funktion aller realen Parameter (somit werden die realen und imaginären Teile von w_pq getrennt berücksichtigt), Schätzen der Richtung des steilsten Abstiegs und Unternehmen eines kleinen Schrittes nach unten
Es sei wqp = uqp + i.νqp (u,ν real: i2 = –1). somit
Ignoriert man für den Moment die Möglichkeit von Änderungen in x_p aufgrund einer Änderung in w_qp, ist
Die Richtung des steilsten Anstiegs ist der Vektor aller teilweiser Ableitungen von |e_p|². Somit muss für jedes Symbol eine Anpassung der Gewichtungen gemacht werden, um eine aktualisierte Gewichtung zu liefern, die für das nächste Symbol verwendet wird, gegeben durch uqp – μ.2Re{–ep.n*q } (15) νqp – μ.2Im{–ep.n*q } (16)wobei μ eine kleine positive Konstante (<< 1) ist, welche die Rate des Trainings steuert und von Zeit zu Zeit variiert werden kann, aber zu jeder Zeit dieselbe für alle q, p ist.
Oder wqp(k) = wqp(k – 1) + 2μ.ep(k – 1).n*q (k – 1) (17)wobei a(k) den Wert von a für das Symbol k bezeichnet.
Somit ist die Aufgabe der Einheit 20 einfach, 2μ.e_p.n * / q zu berechnen (einmal für jeden Block), dies zu dem aktuellen Wert von w_qp hinzuzufügen und den neuen Wert von w_qp an die Korrektureinheit 21 zu liefern. Bei Inbetriebnahme kann der anfängliche Wert von w_qp auf Null gesetzt werden (0 + i0).
Zur Erinnerung, wir haben x_p bei der Ableitung der Gewichtungen ignoriert, wenn eine fiktive Inkrementierung Δu_qp in u_qp (oder ähnlich für v_qp) derart ist, dass sie eine Änderung in x_p verursacht, gibt es eine Diskontinuität in e_p und der differentielle Koeffizient ist inkorrekt, eine Tatsache, die ignoriert wurde. Ein anderer Weg der Betrachtung dieser Vereinfachung ist durch Anmerken, dass die Anpassungen von w_qp derart sind, dass sie dazu neigen, den Wert von a_pz_p – c_p näher zu x_p ziehen. Wenn x_p tatsächlich falsch ist, kann diese Anpassung in die falsche Richtung sein. Vorausgesetzt jedoch, x_p ist nicht zu oft falsch, konvergiert in der Praxis w_qp trotzdem auf einen geeigneten Wert. Das beschriebene Verfahren ist robust bei Fehlerraten, die weit über den liegen, die normalerweise als akzeptabel für solche Systeme betrachtet werden.
Die Möglichkeit der Verwendung festgelegter Gewichtungen wurde bereits erwähnt. Ein Verfahren zur Berechnung von Gewichtungen für diese Version der Erfindung wird nun beschrieben. Im Gegensatz zur vorhergehenden Berechnung kann sich dieses Verfahren nicht auf beobachtete Charakteristiken von kürzlich empfangenen Signalen verlassen: stattdessen beruht es auf der Idee eines Modells des Störsignals. Es ist in diesem Sinn, dass sie festgelegt sind. Sie können im Voraus berechnet werden und an den Empfänger als eine Verweistabelle geliefert werden, oder sie können von Zeit zu Zeit von dem Empfänger berechnet werden, um Änderungen bei der Auswahl zu berücksichtigen, welche der Teilkanäle verwendet werden und welche nicht.
In diesem Beispiel wird als gegeben angenommen, dass eine Anzahl von aneinandergrenzenden Teilkanälen ungenutzt sind und die postulierte Interferenz weißes Rauschen mit konstanter spektraler Leistungsdichte über einen Frequenzbereich ist, der etwas enger ist als der den ungenutzten Teilkanälen entsprechende. In einem spezifischen Beispiel hat, wenn die Teilkanäle 55 bis einschließlich 61 ungenutzt sind und mit Sicherheitsbändern von 1.6 Teilkanälen, das weiße Rauschen eine konstante Leistung über den Frequenzbereich, der den Teilkanälen 55.5 bis 60.1 entspricht.
Angenommen, das Rauschen ist n(f) und (somit) ist das Rauschleistungsspektrum N(f) = n²(f). Diese Repräsentation ist selbstverständlich gültig für jede Form des postulierten Rauschens.
Die Interferenz, die in dem Teilkanal k mit der Mittenfrequenz f_k erzeugt wird, wird als die Suszeptibilität des Teilkanals k hinsichtlich der Interferenz bezeichnet und wird gegeben durch
Wenn jedoch (wie hier) das Rauschen unkorreliert ist, kann dies vereinfacht werden auf
Nach der Subtraktion wird die Suszeptibilität dann
wobei w_mk die Gewichtungen sind, f_m ist die Mittenfrequenz des Teilkanals m und die Summierung wird für alle ungenutzten zu verwendenden Teilkanäle m durchgeführt.
Die Aufgabe des Findens der Gewichtungen ist, für jeden gesuchten Teilkanal k die Werte von w_km zu finden, die S_k minimieren. Dies kann einfach erreicht werden durch Verwendung eines der standardmäßigen Minimierungsverfahren, zum Beispiel das Fletcher-Reeves-Polak-Riviere-Verfahren (dieses und andere derartige Verfahren werden beschrieben in Presteukolsky, Vetterling und Flannery, „Numerical Recipes in C", Cambridge University Press, 2. Edition, 1992).

In einem Test werden unter Verwendung der oben angegebenen beispielhaften Figuren für das postulierte Rauschen Gewichtungen w für die fünf aneinandergrenzenden Teilkanäle auf jeder Seite der ungenutzten Teilkanäle (d.h. k = 49 ... 53 und 62 ... 66) berechnet. Es wurde beobachtet, dass die RFI-Immunität um ungefähr 30 dB zugenommen hat auf Kosten einer erhöhten AWGN-Suszeptibilität von ungefähr 2 dB. Detaillierter werden die Effekte der Korrektur in der folgenden Tabelle gezeigt.

bin	RFI-Änderg.	AWGN-Änderg.
49	–23.55 [dB]	0.99 [dB]
50	–25.06 [dB]	1.22 [dB]
51	–27.00 [dB]	1.53 [dB]
52	–29.80 [dB]	1.96 [dB]
53	–34.96 [dB]	2.52 [dB]
62	–26.24 [dB]	1.56 [dB]
63	–23.36 [dB]	1.15 [dB]
64	–21.98 [dB]	0.89 [dB]
65	–21.07 [dB]	0.71 [dB]
66	–20.35 [dB]	0.58 [dB]

Diese Tabelle zeigt die Änderungen eines Rauschen-Zugangs in jeden Teilkanal (als „bin" bezeichnet) als ein Ergebnis der Korrektur. Ein RFI-Rauschen-Zugang nimmt ab (die Abnahme ist ein Durchschnitt für Schmalband-RF-Töne unbekannter Frequenz in dem Band), während ein Breitband-AWGN-Zugang zunimmt.
Es wird erwartet, dass, wenn das Rauschband in der Kerbe bzw. Notch symmetrisch ist, sind die Verstärkungen hier und die Spektra oben über dem Notch symmetrisch. Jedoch ist in diesem Beispiel der untere Rand des Rauschens 2.5 bin Weiten von dem Zentrum der nächsten Live-bin, während es an dem oberen Rand nur 1.9 ist. Die Differenz ist ungefähr 10 dB von RFI-Immunität.
6 ist ein Graph, der die Suszeptibilität der zehn korrigierten Teilkanäle übereinander gezeichnet zeigt. Jeder Bin hat eine Hauptkeule (main lobe) ungefähr dort, wo seine unkorrigierte Hauptlkeule ist, und Nebenkeulen (side lobe), die als 1/f² abfallen, ziemlich ähnlich zu dem unkorrigierten Teilkanal, aber mit den Nebenkeulen in dem Rauschband ungefähr 30 dB niedriger als der unkorrigierte Teilkanal.
Von der Konstruktion her werden diese Teilkanäle nicht durch die gültigen Signale des jeweils anderen beeinträchtigt; die gültige Ausgabe des Übertragungsendes der DMT-Verbindung trägt nur zu einem Teilkanal bei von dem richtigen Signal dieses Teilkanals und den Signalen in den Notch-Teilkanälen – die alle null Signale haben.
Es sollte jedoch offensichtlich sein, dass eine ähnliche Analyse für Rauschen durchgeführt werden kann, das in mehr als einem ungenutzten Kanalbereich auftritt oder in der Tat in den Bereichen, die an die Bandränder angrenzen.
Es sollte angemerkt werden, dass die Abschneider, Multiplizierer und Subtrahierer, die in den Einheiten 10, 11, 20, 22 in den Zeichnungen gezeigt werden, weitgehend schematisch sind: obwohl die Empfänger auf diese Weise gebaut werden können, wird bevorzugt, die beschriebenen Prozesse unter Verwendung eines geeignet programmierten digitalen Signalverarbeitungs(DSP – digital signal processing)-Chips zu implementieren. Obwohl diese Einheiten als individuelle derartige Chips implementiert werden können, kann ein einzelner verwendet werden: tatsächlich kann, wenn gewünscht, ein einzelner DSP verwendet werden, um diese Funktionen zu implementieren zusammen mit der herkömmlichen Signalverarbeitung, die von einem derartigen Empfänger erfordert wird, einschließlich der FFT-Berechnungen, des Ausgleichens (equalization), der Quantisierung, der Trellis-Code-Decodierung und den Synchronisierungsprozessen, die den Empfänger mit dem Sender synchronisieren (keep in step). Dieselbe Vorrichtung kann auch den Dialog mit dem Sender über eine Bit-Neuzuteilung und so weiter ausführen.
Eine Möglichkeit, die mit den beschriebenen Systemen entstehen kann, ist, dass die resultierende Verbesserung der Fehlerrate es wiederum möglich machen kann, dass Teilkanäle, die aufgrund einer Interferenz ungenutzt blieben, wieder nutzbar werden. Herkömmliche Mechanismen, wie sie für eine adaptive Zuteilung von Teilkanälen verwendet werden, können verwendet werden. Diese umfassen das Senden von Testsignalen auf dem ungenutzten Teilkanal, so dass dessen aktuelle Qualität geprüft werden kann. Wenn dies stattfindet, muss der Empfänger, bei Alarmierung über das anstehende Testsignal, (nur bei ungenutzter Korrektur) aufhören, den Teilkanal auf Interferenz zu überwachen, oder (ansonsten) das Testsignal subtrahieren, bevor das empfangene Signal für eine Interferenzkorrektursteuerung verwendet wird. Dasselbe gilt, wenn der ungenutzte Teilkanal nicht mehr ungenutzt ist.

Claims

Verfahren zum Empfang von Signalen, die eine Vielzahl von Teilkanälen aufweisen, die unterschiedliche, aber sich gegenseitig überlappende Teile des Frequenzspektrums besetzen, wobei das Verfahren aufweist: Trennen der Signale in Komponentensignale, die den jeweiligen Teilkanälen entsprechen; Berechnen von Interferenzschätzungen für zumindest einige der Teilkanäle basierend auf den Komponentensignalen, die Referenzen der Teilkanäle entsprechen, wobei die Referenz-Teilkanäle einer oder mehrere des/der (a) Teilkanals/Teilkanäle ist/sind, die keine übertragenen Daten tragen, (b) Teilkanals/Teilkanäle ist/sind, der/die einen festen Inhalt hat/haben, der subtrahiert werden kann, um eine Interferenzschätzung zu erlangen, und (c) Teilkanals/Teilkanäle ist/sind, der/die einen Inhalt hat/haben, der geschätzt und subtrahiert werden kann, um eine Interferenzschätzung zu erlangen; Subtrahieren der Interferenzschätzungen von den jeweiligen Komponentensignalen, um angepasste Komponentensignale zu erzeugen; wobei für jeden bestimmten Teilkanal dessen Interferenzschätzung berechnet wird als eine gewichtete Summe des Interferenzinhalts der Komponentensignale einiger der Referenz-Teilkanäle, ausschließlich des bestimmten Teilkanals, für den die Schätzung verwendet werden soll, und einschließlich des Schritts der Auswahl von Gewichtungen für die gewichteten Summen durch Messen von Fehlern in dem bestimmten Teilkanal und Anpassen der Gewichtungen auf eine Weise, um diesen Fehler zu reduzieren zu versuchen.
Verfahren gemäß Anspruch 1 zur Verwendung bei Übertragungen, in denen es für die Signale in den Teilkanälen nur möglich ist, bestimmte erlaubte Werte anzunehmen, wobei das Verfahren umfasst ein Schätzen aus dem Komponentensignal für einen gegebenen Teilkanal, welchen der erlaubten Werte er darstellt, und ein Bestimmen des Fehlers des Teilkanals durch Subtrahieren des geschätzten erlaubten Werts von dem angepassten Komponentensignal für diesen Teilkanal.
Verfahren gemäß Anspruch 2, wobei die Schätzung, welchen erlaubten Wert ein Komponentensignal darstellt, von einem Decoder mit „weichen Entscheidungen" (soft-decision decoder) durchgeführt wird.
Verfahren zum Empfang von Signalen, die eine Vielzahl von Teilkanälen aufweisen, die unterschiedliche, aber sich gegenseitig überlappende Teile des Frequenzspektrums besetzen, wobei das Verfahren aufweist: Trennen der Signale in Komponentensignale, die den jeweiligen Teilkanälen entsprechen; Berechnen von Interferenzschätzungen für zumindest einige der Teilkanäle basierend auf den Komponentensignalen, die Referenzen der Teilkanäle entsprechen, wobei die Referenz-Teilkanäle einer oder mehrere des/der (a) Teilkanals/Teilkanäle ist/sind, die keine übertragenen Daten tragen, (b) Teilkanals/Teilkanäle ist/sind, der/die einen festen Inhalt hat/haben, der subtrahiert werden kann, um eine Interferenzschätzung zu erlangen, und (c) Teilkanals/Teilkanäle ist/sind, der/die einen Inhalt hat/haben, der geschätzt und subtrahiert werden kann, um eine Interferenzschätzung zu erlangen; Subtrahieren der Interferenzschätzungen von den jeweiligen Komponentensignalen, um angepasste Komponentensignale zu erzeugen; wobei für jeden bestimmten Teilkanal dessen Interferenzschätzung berechnet wird als eine gewichtete Summe des Interferenzinhalts der Komponentensignale einiger der Referenz-Teilkanäle, ausschließlich des bestimmten Teilkanals, für den die Schätzung verwendet werden soll, und das Verfahren umfasst den Schritt der Auswahl von Gewichtungen für die gewichteten Summen durch Definieren eines angenommenen Störsignals, Bestimmen der Teilkanalkomponenten, die empfangen werden, wenn die empfangenen Signale nur aus dem angenommenen Störsignal bestehen, und Anpassen der Gewichtungen für den bestimmten Teilkanal auf eine Weise, um die Größe des Unterschieds zwischen der Teilkanalkomponente in dem jeweiligen Teilkanal und der gewichteten Summe der bestimmten Teilkanalkomponenten zu reduzieren zu versuchen aufgrund des angenommenen Störsignals.
Verfahren gemäß Anspruch 4, wobei das angenommene Störsignal ein weißes Rauschsignal ist, das einen oder mehrere bestimmte Teil(e) des Frequenzspektrums besetzt.
Verfahren gemäß Anspruch 5, einschließlich Empfangen von Signalen, die einen oder mehrere freie(n) bzw. unbenutzte(n) Teilkanal/Teilkanäle identifizieren, und Definieren des oder jedes definierten Teils des Spektrums als in einem Frequenzbereich liegend, der einem freien Teilkanal oder einer Vielzahl von benachbarten freien Teilkanälen entspricht.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die Gewichtungen einmal ausgewählt werden.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die Gewichtungen erneut ausgewählt werden nach einer Änderung der Auswahl der Referenz-Teilkanäle.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, einschließlich Empfangen von Signalen, die freie Teilkanäle identifizieren, wobei der Interferenzinhalt des Teilkanals das Komponentensignal für diesen Teilkanal ist.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 9, einschließlich Empfangen von Signalen, die Teilkanäle identifizieren, die bekannte Signale enthalten, und Bestimmen des Interferenzinhalts des Teilkanals durch Subtrahieren des bekannten Inhalts von dem Komponentensignal für diesen Teilkanal.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 4 bis 6 zur Verwendung bei Übertragungen, in denen die Signale in den Teilkanälen nur bestimmte erlaubte Werte annehmen dürfen, wobei das Verfahren umfasst ein Schätzen aus dem Komponentensignal für einen gegebenen Teilkanal, welchen der erlaubten Werte er darstellt, und ein Bestimmen des Interferenzinhalts des Teilkanals durch Subtrahieren des geschätzten erlaubten Werts von dem Komponentensignal für diesen Teilkanal.
Empfänger für Signale, die eine Vielzahl von Teilkanälen aufweisen, die unterschiedliche, aber sich gegenseitig überlappende Teile des Frequenzspektrums besetzen, wobei der Empfänger aufweist: Mittel zum Trennen der Signale in Komponentensignale, die den jeweiligen Teilkanälen entsprechen; Mittel (20, 21) zum Berechnen von Interferenzschätzungen für zumindest einige der Teilkanäle basierend auf den Komponentensignalen (z_j), die Referenzen der Teilkanäle entsprechen, wobei die Referenz-Teilkanäle einer oder mehrere des/der (a) Teilkanals/Teilkanäle ist/sind, die keine übertragenen Daten tragen, (b) Teilkanals/Teilkanäle ist/sind, der/die einen festen Inhalt hat/haben, der subtrahiert werden kann, um eine Interferenzschätzung zu erlangen, und (c) Teilkanals/Teilkanäle ist/sind, der/die einen Inhalt hat/haben, der geschätzt und subtrahiert werden kann, um eine Interferenzschätzung zu erlangen; Mittel (S_j) zum Subtrahieren der Interferenzschätzungen von den jeweiligen Komponentensignalen (z_j); wobei das Berechnungsmittel (20, 21) betriebsfähig ist für jeden bestimmten Teilkanal, die Interferenzschätzung dafür zu berechnen als eine gewichtete Summe des Interferenzinhalts der Komponentensignale einiger der Referenz-Teilkanäle, ausschließlich des bestimmten Teilkanals, für den die Schätzung verwendet werden soll, und wobei das Berechnungsmittel (20, 21) betriebsfähig ist für jeden bestimmten Teilkanal, Gewichtungen für die gewichteten Summen auszuwählen durch Messen von Fehlern in dem bestimmten Teilkanal und Anpassen der Gewichtungen auf eine Weise, um diesen Fehler zu reduzieren zu versuchen.
Empfänger gemäß Anspruch 12, zur Verwendung bei Übertragungen, in denen die Signale in den Teilkanälen nur bestimmte erlaubte Werte annehmen dürfen, wobei das Berechnungsmittel Mittel (211) umfasst zum Schätzen aus dem Komponentensignal für einen gegebenen Teilkanal, welchen der erlaubten Werte er darstellt, und zum Bestimmen des Fehlers des Teilkanals durch Subtrahieren des geschätzten erlaubten Werts von dem angepassten Komponentensignal für diesen Teilkanal.
Empfänger gemäß Anspruch 13, wobei das Mittel (211) zum Schätzen des erlaubten Werts und zum Bestimmen des Fehlers ein Decoder mit „weichen Entscheidungen" (soft-decision decoder) ist.
Empfänger für Signale, die eine Vielzahl von Teilkanälen aufweisen, die unterschiedliche, aber sich gegenseitig überlappende Teile des Frequenzspektrums besetzen, wobei der Empfänger aufweist: Mittel zum Trennen der Signale in Komponentensignale, die den jeweiligen Teilkanälen entsprechen; Mittel (20, 21) zum Berechnen von Interferenzschätzungen für zumindest einige der Teilkanäle basierend auf den Komponentensignalen (z_j), die Referenzen der Teilkanäle entsprechen, wobei die Referenz-Teilkanäle einer oder mehrere des/der (a) Teilkanals/Teilkanäle ist/sind, die keine übertragenen Daten tragen, (b) Teilkanals/Teilkanäle ist/sind, der/die einen festen Inhalt hat/haben, der subtrahiert werden kann, um eine Interferenzschätzung zu erlangen, und (c) Teilkanals/Teilkanäle ist/sind, der/die einen Inhalt hat/haben, der geschätzt und subtrahiert werden kann, um eine Interferenzschätzung zu erlangen; Mittel (S_j) zum Subtrahieren der Interferenzschätzungen von den jeweiligen Komponentensignalen (z_j); wobei das Berechnungsmittel (20, 21) betriebsfähig ist für jeden bestimmten Teilkanal, die Interferenzschätzung dafür zu berechnen als eine gewichtete Summe des Interferenzinhalts der Komponentensignale einiger der Referenz-Teilkanäle, ausschließlich des bestimmten Teilkanals, für den die Schätzung verwendet werden soll, und einschließlich Mittel (20) zur Auswahl der Gewichtungen für die gewichteten Summen durch Definieren eines angenommenen Störsignals, zum Bestimmen der Teilkanalkomponenten, die empfangen werden, wenn die empfangenen Signale nur aus dem angenommenen Störsignal bestehen, und zum Anpassen der Gewichtungen für den bestimmten Teilkanal auf eine Weise, um die Größe des Unterschieds zwischen der Teilkanalkomponente in dem jeweiligen Teilkanal und der gewichteten Summe der bestimmten Teilkanalkomponenten zu reduzieren zu versuchen aufgrund des angenommenen Störsignals.
Empfänger gemäß Anspruch 15, wobei das angenommene Störsignal ein weißes Rauschsignal ist, das einen oder mehrere Teil(e) des Frequenzspektrums besetzt.
Empfänger gemäß Anspruch 16, einschließlich Mittel zum Empfangen von Signalen, die einen oder mehrere freie(n) bzw. unbenutzte(n) Teilkanal/Teilkanäle identifizieren, und zum Definieren des oder jedes definierten Teils des Spektrums als in einem Frequenzbereich liegend, der einem freien Teilkanal oder einer Vielzahl von benachbarten freien Teilkanälen entspricht.
Empfänger gemäß Anspruch 15, 16 oder 17, wobei das Mittel (20) zur Auswahl der Gewichtungen betriebsfähig ist, die Gewichtungen erneut auszuwählen nach einer Änderung der Auswahl der Referenz-Teilkanäle.
Empfänger gemäß einem der Ansprüche 12 bis 18, einschließlich Mittel zum Empfangen von Signalen, die freie Teilkanäle identifizieren, wobei der Interferenzinhalt des Teilkanals das Komponentensignal für diesen Teilkanal ist.
Empfänger gemäß einem der Ansprüche 12 bis 19, einschließlich Mittel zum Empfangen von Signalen, die Teilkanäle identifizieren, die bekannte Signale enthalten, und zum Bestimmen des Interferenzinhalts des Teilkanals durch Subtrahieren des bekannten Inhalts von dem Komponentensignal für diesen Teilkanal.
Empfänger gemäß einem der Ansprüche 15 bis 18 zur Verwendung bei Übertragungen, in denen die Signale in den Teilkanälen nur bestimmte erlaubte Werte annehmen dürfen, und einschließlich Mitteln zum Schätzen aus dem Komponentensignal für einen gegebenen Teilkanal, welchen der erlaubten Werte er darstellt, und zum Bestimmen des Interferenzinhalts des Teilkanals durch Subtrahieren des geschätzten erlaubten Werts von dem Komponentensignal für diesen Teilkanal.