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Gebiet der
Erfindung
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Diese
Erfindung betrifft Signalverarbeitungs- und Kombinationseinrichtungen
für Diversity-(Funk)-Empfänger zur
drahtlosen Kommunikation für
modulierte I- und Q-Signale.
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Hintergrund
der Erfindung
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Viele
drahtlose Kommunikationsnetzwerke, wie zum Beispiel öffentliche
GSM-(Global System for Mobile Communications)-Netzwerke und private landgestützte mobile
Funknetzwerke, verwenden Frequenzmodulation, die sich als gut geeignet
für die mobile
Umgebung aufgrund der Unempfindlichkeit gegenüber Impulsrauschen herausgestellt
hat, das in derartigen Umgebungen üblich ist. Diese Typen von Netzwerken
unterscheiden sich jedoch von denen, die für festgelegte Mikrowellen-Punkt-zu-Punkt-Kommunikationsdienstleistungs-
und -satellitensysteme verwendet werden, weil die durch diese Netzwerke übertragenen
Signale aufgrund von Reflexionen und Fading der Signale einem größerem Maß an Interferenz
und Verzerrung unterworfen sind.
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Signale,
die bei einer drahtlosen Kommunikationsvorrichtung ankommen oder
von einer solchen stammen, wie zum Beispiel ein mobiler Funkempfänger oder
ein zellulares Telefon, sind nahezu immer aus einer komplexen Mischung
von Wellen zusammengesetzt, einige unmittelbar von der sendenden
Antenne und andere von stationären
und bewegenden Objekten reflektiert. Im schlimmsten Fall ist das
gesamte empfangene Signal aus reflektierten Signalen zusammengesetzt.
Die resultierende Wellenform, die durch die Kombination reflektierter
Signale (schlimmster Fall) und/oder einem unmittelbaren Signal zuzüglich reflektierter
Signale verursacht wird, ist einer Aufhebung oder Verstärkung im
Amplitudenbereich sowie Verzerrung im Zeitbereich unterworfen, die
von Ausbreitungsverzögerungen über die
variierenden, von den reflektierten Signalen gewählten Wegstrecken verursacht
werden. Sowohl die Amplituden- als auch Zeitverzerrungen machen
ein Dekodieren der Signale schwieriger. Hinsichtlich einer Aufhebung
ist es nicht ungewöhnlich,
das eingehende Signal auf einen Pegel weit unterhalb des Grenzwertes
zu reduzieren, der für
ein zuverlässiges
Dekodieren durch den Empfänger
gefordert ist. Dieser Effekt wird als Mehrwegfading bezeichnet.
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Bei
Datensystemen löschen
derartige Aufhebungen oder "drop
outs" Teile des
gewünschten
Bitstroms. Die Dauer der Löschung
ist eine Funktion der mittleren Signalstärke, der Wellenlänge des
Funksignals, der Geschwindigkeit des Fahrzeugs (wo die drahtlose
Vorrichtung in einem Fahrzeug betrieben wird) und der von bewegenden
Reflektoren in der Umgebung. Vorwärtsfehlerkorrektur (FEC; engl.:
forward error correction) ist ein übliches Verfahren, um dieses
Löschproblem
zu lösen.
Redundante Information wird den übertragenen
Daten hinzu gefügt,
um ein vorhersagbares Niveau von Löschungen und Wiedergewinnungen
der ursprünglichen
Daten ohne erneute Übertragung
zu ermöglichen.
FEC ist nützlich,
aber, wenn die Bitrate ansteigt, muss mehr und mehr Redundanz ergänzt werden,
was zu abnehmendem Nutzen führt.
Die Redundanz reduziert die effektive Bitrate des Systems.
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Eine
andere Lösung
von durch Mehrfachfading verursachten Problemen besteht darin, die Komplexität des empfangenden
Systems zu vergrößern. Fading
kann durch Empfangen von Diversity-Signalen abgeschwächt werden,
indem zum Beispiel mehrere Empfänger
verwendet werden. Für räumliche
Diversity-Systeme werden mehrere voneinander beabstandete Antennen
verwendet und für ein
orthogonales Diversity-System wird eine mehrfach polarisierte Antenne
verwendet. Andere bekannte Diversity-Systeme verwenden Frequenz- oder
Zeit-Diversity.
Alle derartigen Systeme nutzen Diversity (Verschiedenartigkeit)
zwischen zwei empfangenen Signalen, wobei jedes empfangene Signal die
gleiche übertragene
Information trägt.
Es wird ermittelt, welches Signal stärker ist, und dann wird vielmehr
das stärkere
als das schwächere
verwendet, um die Informationen zu erhalten und dadurch die negativen
Auswirkungen von Fading zu reduzieren. Am gebräuchlichsten sind räumliche
Diversity-Empfänger mit
zwei oder mehr Empfängern
mit separaten Antennen, die in einem geeigneten Abstand voneinander
beabstandet sind, so dass die empfangenen Signale nicht korreliert
sind, wobei ein Anstieg von Wahrscheinlichkeiten erreicht wird,
dass die an einer Antenne aufgetretene, schädliche Interferenz an der anderen
nicht vorhanden sein kann.
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Diversity-Empfangssysteme
verwenden im Allgemeinen, um die mehreren Signale zu kombinieren,
eine von drei unterschiedlichen Klassen von Verfahren, die sind:
(i) Auswahlkombination, wodurch das beste Signal basierend auf einer
Beurteilung der Signalstärke
(d. h. das Signal mit dem besten Signal-Rausch-Verhältnis) gewählt wird;
(ii) Kombination mit linearerer Addition, wodurch alle Signale unabhängig von
der Stärke
eines einzelnen Signals miteinander kombiniert werden; und (iii)
Optimalkombination, wodurch die Signale basierend auf ihren individuellen
Stärken
proportional kombiniert werden. Lediglich das Letztere versucht
das Maximum an möglichem
Informationsinhalt zu nutzen, der von allen Signalen verfügbar ist,
um eine optimale Leistung zu erreichen. In der Praxis war es jedoch
schwierig, eine Kombinatorschaltkreisanordnung auszulegen, die Signale
auf einer derartigen optimalen Grundlage wirksam kombiniert, wobei
das Problem darin besteht, wirksame und praktikable Algorithmen
zu entwickeln, um die anzuwendenden Gewichtungen zu ermitteln. Viele
bekannte optimale Kombinatoren verwenden komplexe Equalizer, um
eine Abschätzung der
empfangenen Symbolsequenzen zu implementieren, die dann verwendet
werden, um die empfangenen Signale zum Kombinieren proportional
zu gewichten. Eine weitere Schwierigkeit tritt aufgrund eines Bedarfs
auf, Einrichtungen zu entwickeln, um die Diversity-Signale in einer
Weise auszurichten, dass sie nicht ausgleichen (d. h., wenn man
versucht, orthogonale Komponenten I1 bis
I2 und Q1 bis Q2 eines Signals unmittelbar zu addieren,
führt dies
aufgrund von Fading zu Aufhebungen).
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Dementsprechend
besteht ein Bedarf an einem wirksamen Mittel, um Signale in einem
Diversity-Empfänger
optimal zu kombinieren, der weniger komplex als diejenigen des Standes
der Technik ist und Aufhebungen vermeiden kann. Ferner besteht ein
Bedarf an einer derartigen Kombinatoreinrichtung, die einen relativ
geringen Leistungsverbrauch hat und bei relativ geringen Kosten
implementiert werden kann.
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US-A-5465271
offenbart einen Kombinator zur Verwendung bei einem Diversity-Funkempfänger, der
eine Mehrzahl von modulierten Diversity-Signalen I und Q empfängt, diese
digitalisiert, um sie auf ein Basisband umzusetzen, und diese kombiniert, um
ein phasengleiches zusammengesetztes Signal Ic(n)
und ein zusammengesetztes Vierphasen-Signal Qc(n)
bereitzustellen. Das Gewichtungsberechnungselement basiert auf SIR-Abschätzungen.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Gemäß der Erfindung
ist ein Kombinator bereitgestellt, um eine Mehrzahl von modulierten
I- und Q-Diversity-Signalen
(z. B. FM), die jeweils I- und Q-Informationssignale tragen, auf
der Grundlage der relativen Stärken
der Diversity-Signale wirksam zu kombinieren. Vor einer Kombination
werden die empfangenen I- und Q-Signalpaare mit einer Abtastrate
T digitalisiert und in I- und Q-Basisbandsignale umgewandelt werden,
wobei jedes umgewandelte I- und Q-Signalpaar
einen I- und Q-Diversity-Vektor zur Eingabe in den Kombinator darstellt.
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Für jeden
Abtastwertestrom der Mehrzahl von in den Kombinator eingegebenen
I- und Q-Vektoren
ist ein Diskriminator vorgesehen. Jeder Diskriminator, der ein komplexer
Diskriminator ist, ist ausgelegt, für jeden Abtastwert einen diskriminierten
I- und Q-Ausgabe-Vektor (IΔ, QΔ) zu
erzeugen, der eine Phase, die die Frequenz des Informationssignals
angibt, und eine Amplitude aufweist, die proportional zu der Leistung
des Informationssignals ist. Ein erster Addierer ist vorgesehen,
um ein kombiniertes diskriminiertes I-Signal (ICΔ) zu
erzeugen, wobei der erste Addierer ausgelegt ist, für jede Gruppe
abgetasteter Diversity-Vektoren die diskriminierten I-Signale (IΔ) zu
einander zu addieren. Ein zweiter Addierer ist vorgesehen, um ein
kombiniertes diskriminiertes Q-Signal (QCΔ) zu
erzeugen, wobei der zweite Addierer ausgelegt ist, für jeden
Abtastwert der Diversity-Vektoren die diskriminierten Q-Signale (QΔ)
zu einander zu addieren. Die resultierenden kombinierten diskriminierten
I- und Q-Signale geben einen kombinierten diskriminierten Vektor
(ICΔ,
QCΔ)
an, der eine Phase aufweist, die in Abhängigkeit von den relativen
Leistungen der I- und Q-Diversity-Vektoren durch eine oder mehrere
der Phasen der I- und Q-Diversity-Vektoren bestimmt ist. Ein Pha senakkumulator
ist ausgelegt, für
aufeinander folgende Abtastwerte die Phasen der kombinierten diskriminierten
Vektoren (ICΔ, QCΔ)
zu einem Akkumulationsvektor zu addieren, um ein kombiniertes I-
und Q-Ausgabesignalpaar (IC, QC) zu
erzeugen.
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Vorzugsweise
ist der komplexe Diskriminator ausgelegt, die Berechnungen IΔ(t)
= I(t)I(t – T)
+ Q(t)Q(t – T)
und QΔ(t)
= I(t – T)Q(t) – I(t)Q(t – T) durchzuführen, und
ist der Phasenakkumulator ausgelegt, die Berechnungen Ic(t)
= IcΔ(t)Ic(t – T) – QcΔ(t)QC(t – T) und
Qc(t) = IcΔ(t)Qc(t – T)
+ Ic(t – T)QcΔ(t)
durchzuführen.
Der Phasenakkumulator umfasst vorzugsweise eine Normalisierungskomponente,
die ausgelegt ist, ein normalisiertes Signal zu erzeugen, um den
Akkumulationsvektor (Ic(t – T), Qc(t – T))
zu normalisieren, der jeder aufeinander folgenden Akkumulation folgt. Die
Größe des Normalisierungssignals
kann im Wesentlichen gleich 1/sqrt (Ic 2 + Qc 2)
sein. Bei einer anderen Ausführungsform
nähert
die Größe des Normalisierungssignals
1/sqrt (Ic 2 + Qc 2) an, wobei die Normalisierungskomponente
ein Bitregister, das den Wert von Ic 2 + Qc 2 empfängt, der
jeder aufeinander folgenden Akkumulation folgt, und Logikgatter
umfasst, die ausgelegt sind, eine Anzahl "n" von
Bitverschiebungen zu bestimmen, die auf Ic(t – T) und
Qc(t – T)
angewendet werden, um einen normalisierten Vektor zu erzeugen, dessen
Größe zwischen
0,5 und 1,0 liegt.
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Ein
alternativer Phasenakkumulator kann ausgelegt sein, den Arkustangens
des Vektors Ic(t – T) + jQc(t – T) herzuleiten,
den hergeleiteten Winkel zu der Akkumulationsphase (modulo 2π) zu addieren,
und eine Kosinus- und eine Sinus-Funktion auf den resultierenden
Winkel anzuwenden, um das kombinierte I- und Q-Signalpaar (IC, QC) zu erzeugen.
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Gemäß einem
weiteren Aspekt der Erfindung ist ein Verfahren bereitgestellt,
um eine Mehrzahl von modulierten I- und Q-Diversity-Basisbandsignalen,
die jeweils ein I- und Q-Informationssignal tragen,
zu kombinieren. Für
jeden Abtastwertestrom der Mehrzahl von I- und Q-Diversity-Vektoren wird jeder
Abtastwert diskriminiert, um einen diskriminierten I- und Q-Vektor
(IΔ,
QΔ)
zu erzeugen, der eine Phase, die die Frequenz des Informationssignals
angibt, und eine Amplitude aufweist, die proportional zu der Leistung
des Informationssignals ist. Ein kombiniertes diskriminiertes I-Signal
(ICΔ)
wird ebenfalls erzeugt, indem für
jede Gruppe abgetasteter Diversity-Vektoren die diskriminierten
I-Signale (IΔ)
zu einander addiert werden. Ein kombiniertes diskriminiertes Q-Signal
(QCΔ)
wird ebenfalls erzeugt, indem für
jeden Abtastwert der Diversity-Vektoren die diskriminierten Q-Signale
(QΔ)
zu einander addiert werden. Die kombinierten diskriminierten I-
und Q-Signale geben einen kombinierten diskriminierten Vektor (ICΔ,
QCΔ)
an, der eine Phase aufweist, die abhängig von den relativen Leistungen
der I- und Q-Diversity-Vektoren von einer oder mehreren der Phasen
der I- und Q-Diversity-Vektoren bestimmt ist. Eine kombiniertes
I- und Q-Signalpaar (IC, QC)
wird er zeugt, indem die Phasen der kombinierten diskriminierten
Vektoren (ICΔ,
QCΔ) für aufeinander
folgende Abtastwerte addiert werden.
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Kurzbeschreibung
der Zeichnungen
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Es
wird nun auf die beigefügten
Zeichnungen Bezug genommen, die beispielshalber eine bevorzugte
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigen und in denen gleiche Bezugszeichen
durchgehend gleiche Elemente bezeichnen:
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1 ist
ein Blockdiagramm auf höchster Ebene
eines RF-Empfängers,
dessen Komponenten eine vektoriellen Diversity-Kombinator (Vektor-Kombiantor)
gemäß der Erfindung
aufweisen;
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2 ist
ein schematisches Blockdiagramm von Komponenten des in 1 gezeigten
Vektor-Kombinators;
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3 ist
ein schematisches Blockdiagramm, das die Funktionen veranschaulicht,
die von jeder komplexen Diskriminator-Komponente des Vektor-Kombinators
durchgeführt
werden;
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4 ist
ein schematisches Blockdiagramm, das die Funktionen veranschaulicht,
die von einer Phasenakkumulator-Komponente des Vektorkombinierers
durchgeführt
werden; und
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5 ist
ein schematisches Blockdiagramm der Normalierungskomponente des
in 4 gezeigten Phasenakkumulators.
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Beschreibung
einer bevorzugten Ausführungsform
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Die
von einer bevorzugten I – & Q-FM-Empfängerausführungsform
gemäß der Erfindung
durchgeführten
Signalverarbeitungs- und Kombinationsschritte sind unter Bezugnahme
auf die beigefügten Zeichnungen
im Folgenden beschrieben.
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Bezugnehmend
auf 1 geben die als "A" und "B" angegebenen Komponenten eine Gruppe von
Empfängerkomponenten
an, die identisch sein können,
wobei jede Gruppe mit einem empfangenen Diversity-Signal verbunden
ist. Bei der dargestellten Ausführungsform
wird jedes derartiges empfangene Signal an einer von zwei unterschiedlichen
voneinander beabstandeten Antennen 10, 10' empfangen,
wobei die Beabstandung zwischen diesen Antennen bei einem geeigneten
Abstand vorliegt, um geeignete Diversity-Signale bereitzustellen.
Die durch die zwei Gruppen von empfangenden Komponenten erzeugten
Signale sind hier dadurch unterschieden, indem sie mit den Suffixen
1 bzw. 2 bezeichnet sind. Die I- und Q-Signale von dem Empfänger 1 sind
durch die Bezeichnung I1 bzw. Q1 angegeben
und die I- und Q-Signale von dem zweiten Empfänger (Empfänger 2) sind durch die Bezeichnung
I2 bzw. Q2 angegeben. Das
kombinierte Signalpaar, das von dem Kombinator der vorliegenden
Erfindung erzeugt wird, ist durch die Bezeichnung Ic und
Qc (d. h. (Ic, Qc)) angegeben. Dort wo ein Signalpaar diskriminiert
wurde, sind die Signale durch die Bezeichnung angegeben, die ein an
den tiefergestellten Index angehängtes "Δ" aufweisen. Alle Signalpaare werden
mit einer Abtastperiode T (die, wie Fachleuten auf dem Gebiet bekannt ist,
vorzugsweise die Nyquist-Rate überschreiten sollte)
abgetastet und aufeinander folgende Abtastwerte sind durch die Bezeichnung
I2(t), I2(t – T), etc. und
Q2(t), Q2(t – T) etc.
bezeichnet. Ein Signalpaar gibt einen Vektor in kartesischen Koordinaten
an. Er kann auch in polarer Form angegeben sein, wie zum Beispiel
(I1, Q1) = A1e jθ 1,
wobei die Amplitude und Phase A bzw. θ den gleichen tiefergestellten
Index wie ihre entsprechenden kartesischen Werte haben.
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Auch
wenn hier ein drahtloser Kommunikations-(FR)-Empfänger beschrieben
ist, der zwei empfangende Komponenten mit voneinander beabstandeten
Antennen nutzt, ist es für
Fachleute auf dem Gebiet verständlich,
dass mit den im Folgenden beschriebenen vergleichbare Prinzipien
angewendet werden können,
um die Erfindung bei Empfängern
zu implementieren, die drei oder mehr empfangende Komponenten mit
zugeordneten empfangenen Diverstity-Signalen verwenden. Die Bezeichnungen "Funk" und "drahtlose Kommunikation" sollen die gleiche
Bedeutung haben und werden hier austauschbar verwendet; sie sollen
nicht auf einen speziellen Frequenzbereich beschränkt sein.
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Jede
Gruppe von Empfängerkomponenten umfasst
eine Antenne 10, 10' und
einen RF-Empfänger 20, 20', die wiederum
einen Hochfrequenz-(RF)-Eingangsabschnitt 24, 24' und einen Zwischenfrequenz-(IF;
engl.: intermediate frequency)-Abschnitt 26, 26' umfassen. Modulationssignale mit
I- und Q-Komponenten werden von jedem IF-Abschnitt ausgegeben und
diese sind mit I1 und Q1 bzw. I2 und Q2 bezeichnet.
Diese Signale werden dann durch Analog-Digital-(A/D)-Wandler 30, 31, 30' und 31' in digitale
Signale umgewandelt und danach durch digitale Abwärtswandler 40, 40' auf ein Basisband
(Null IF) umgesetzt. Die von den Wandlern 40, 40' ausgegebenen
digitalen I- und Q-Basisbandsignale werden in einen Vektor-Kombinator 50 eingegeben,
der die von den RF-Signalen getragenen (modulierten) digitalen Informationen
wiedererlangt. Die empfangenen Daten (RXD) werden ebenso wie ein Empfangstaktsignal
(RXC) von dem Vektor-Kombinator 50 ausgegeben. Der Vektor-Kombinator 50 kann
mittels eines digitalen Signalprozessors (DSP) oder alternativ durch
einen applikationsspezifischen integrierten Schaltkreis (ASIC) implementiert
sein.
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2 veranschaulicht
die funktionalen Komponenten des Vektor-Kombinators 50.
Da die transportierten Informationen durch die Frequenz- und die räumliche
Trennung der Antennen 10, 10' (d. h. die Diversity zwischen
den zwei Signalen) vermittelt werden, was eine unmittelbare Kombination
der orthogonalen Komponenten nicht zulässt, wird jedes I- und Q-Signalpaar
durch einen komplexen Diskriminator 60, 60' verarbeitet,
der die Frequenzinformationen extrahiert und ein neues Signalpaar
(Vektor) IΔ,
QΔ unabhängig von
der absoluten Phase des ursprünglichen
Signalpaars I und Q erzeugt. Dieses Verfahren, das Signalpaar zu
diskriminieren, nutzt eine Eigenschaft der polaren Form des Vektors
(natürlich
könnten
die anzuwendenden Berechnungen aber stattdessen, falls erwünscht, in
kartesische Form ungewandelt werden). Der komplexe Diskriminator 60, 60' quadriert eine
Signaleingabe zu diesem und folglich gibt das Signal, das von dem
komplexen Diskriminator ausgegeben wird, die Leistung des Eingangssignals
an. Die Ausgangsleistungsvektoren 61, 61' und 62, 62' werden dann
durch Addierer 65, 66 addiert, um einen kombinierten
Vektor ICΔ,
QCΔ zu
bilden. Der kombinierte Vektor ICΔ, QCΔ wird
durch einen Phasenakkumulator 70 verarbeitet, um den kombinierten Vektor
in ein Quadratursignalpaar IC und QC umzuwandeln, das den Modulationswinkel
der empfangenen RF-Signale aufweist. Das resultierende Signalpaar
IC und QC wird dann
von einem I- und Q-FM-Basisbanddemodulator 80 demoduliert,
um das gewünschte
empfangene Datensignal (RXD) zu erzeugen.
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Der
kombinierte Vektor hat eine Größe, die die
Leistung der Signalpaare, die von den komplexen Diskriminatoren 60, 60' ausgegeben
werden, angibt, und eine Phase, die deren Frequenz und daher die modulierte
Information trägt.
Der Winkel des kombinierten Vektors ICΔ, QCΔ ist
das Ergebnis der Divesity-Kombination, gemäß der die relative Stärke der Eingangssignalpaare
(Vektoren) der bestimmende Faktor ist. Das bedeutet, dass, wenn
ein Eingangsvektor viel stärker
als der andere ist, der Winkel des stärkeren Vektors den des kombinierten
Vektors dominiert, und, wenn beide Eingangsvektoren die gleiche
Stärke
haben, der Winkel des kombinierten Vektors ein Mittelwert der Winkel
der Eingangsvektoren ist. Vorteilhafterweise besteht das Ergebnis
dieser Kombination darin, dass das stärkste der zwei Diversity-Ein-gangssignale
zur Verarbeitung verwendet wird, wo eines der Signale relativ schwächer ist,
aber ein Mittelwert der beiden zur Verarbeitung verwendet wird,
wo beide Signale in etwa die gleiche Stärke aufweisen.
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Ein
funktionales Blockdiagramm jedes komplexen Diskriminators 60. 60' ist in 3 gezeigt. Wie
gezeigt, multipliziert diese Komponente den aktuellen Vektor mit
der Konjugierten des um einen Abtastwert verzögerten Vektors in kartesischer
Form. Die Kästchen 90, 91 in 3 (die
ein "Δ" darinnen zeigen)
geben eine Einheitsabtastwertverzögerung an.
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Bezugnehmend
auf den Diskriminator 60 des Empfängers 1 nutzt die auf diese
Komponente angewendete komplexe Diskriminierung den Vorteil der
folgenden Eigenschaft: A1(t)ejθ 1 (t)·A1(t – T)e–jθ 1 (t-T) = A1(t)A1(t – T))ej(θ 1 (t)-θ 1 (t-T))
= A1(t)A1(t – T))
ej(Δθ 1 (t)) (1)
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Wie
oben angegeben, zeigt diese Gleichung (1), dass eine Multiplikation
eines aktuellen Abtastwerts eines Vektors mit der Konjugierten des
Abtastwerts des vorherigen Vektors einen Vektor ergibt, der einen
Winkel aufweist, der die Frequenz und eine Amplitude angibt, die
proportional zu der Leistung ist. Gleichung (1) ist äquivalent
zu der kartesischen Form: A1(t)ejθ 1 (t)·A1(t – T)e–jθ 1 (t-T) = I1(t)I1(t – T) + Q1(t)Q1(t – T) +
j(I1(t – T)Q1(t) + I1(t)Q1(t – T)) (2)
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Daher
gilt I1Δ(t)
= I1(t)I1(t – T) + Q1(t) Q1(t – T) (3) Q1Δ(t)
= I1(t – T)Q1(t) – I1(t)Q1(t – T) (4)
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Die
Berechnungen der Gleichungen (3) und (4) werden von jedem komplexen
Diskriminator 60, 60', wie durch 3 gezeigt,
durchgeführt,
in der die Kästchen 90, 91 eine
Verzögerung
um einen Abtastwert angeben, die Multiplizierer 100, 101, 105, 106 die
Multiplikationsschritte durchführen
und die Addierer 110, 120 die Additionsschritte
durchführen.
Wenn die komplexen Diskriminatoren durch einen DSP implementiert
sind, bestimmt jeder komplexe Diskriminator einen Vektor, der die
Leistung und die Frequenz eines empfangenen Informationssignals
trägt,
in etwa vier Multiplikations-Akkumulations-Schritten (d. h. vier
Ein-Zyklus-Befehle
des DSP's, die abhängig von
der speziellen, verwendeten Prozessorimplementierung der Möglichkeit
unterworfen sind, dass einige zusätzliche Befehle erforderlich
sein können, um
die Register einzustellen, bevor sie multiplizieren-akkumulieren).
Wenn eine ASIC-Implementierung
der vektoriellen Kombination verwendet wird (d. h. wobei speziell
ausgelegte Hardware (Gatter) anstelle eines DSP's verwendet wird), wird die Diskriminierung
durch die vier Multiplikations- und zwei Additionsschritte, die
durch die Gleichungen (3) und (4) gezeigt sind, durchgeführt.
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Die
Ausgaben I1Δ und
I2Δ der
Diskriminatoren 60 bzw. 61 werden durch den Addierer 65 summiert, um
ein kombiniertes Signal ICΔ zu erzeugen. In vergleichbarer
Weise werden die Ausgaben Q1Δ und Q2Δ der
Diskriminatoren 60 bzw. 61 durch den Addierer 66 summiert,
um ein kombiniertes Signal QCΔ zu erzeugen. Der Winkel
des kombinierten Vektors ICΔ, QCΔ, der
von den Addieren 65, 66 ausgegeben wird, liegt
nahe bei dem Winkel des stärksten
empfangenen Signals, solange beide empfangene Signale nicht vergleichbare
Leistungspegel haben, wo der kombinierte Vektor einen Winkel hat,
der nahe dem Mittelwert des Winkels jedes empfangenen Signals liegt.
Wenn die Leistung eines empfangenen Signals relativ zu der des anderen
empfangenen Signals vernachlässigbar
ist, ist der Winkel des kombinierten Vektors nahezu der gleiche
wie der Winkel des stärksten
Signals. Es ist anzumerken, dass, weil die Größen des Vektors proportional
zu der Leistung des entsprechenden Signals sind, der Vergleich hinsichtlich
der Leistung vorgenommen wird und dies ausreichend ist, um die Signale
in wirksamer Weise zu kombinieren.
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Der
kombinierte Vektor ICΔ, QCΔ wird
in einen Phasenakkumulator 70 eingegeben wird, der die
umgekehrte Funktion der Diskriminatoren 60, 60' ausführt. Insbesondere
werden in dem Phasenakkumulator 70 Phasen zu einem Akkumulationsvektor
addiert, der sich mit einer Frequenz dreht, die die Frequenz der
ursprünglichen
empfangenen Signale I und Q angibt.
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4 zeigt
ein funktionales Blockdiagramm des Phasenakkumulators 70.
Diese Komponente multipliziert in kartesischer Form den eingegebenen kombinierten
Vektor ICΔ und
QCΔ mit
einem normalisierten Akkumulationsvektor. Beim Betrieb hat der Phasenakkumulator
einen anfänglichen
Wert und dieser wird zu jedem Abtastzeitpunkt hinzuaddiert. Die
Verzögerungskästchen 150 und 151 in 4 sind
Speicherelemente, die den Akkumulationsvektor des aktuellen Abtastzeitpunkts
speichern, und bei jeder Iteration wird dieser Akkumulationsvektor
normalisiert und mit den Eingaben ICΔ und
QCΔ multipliziert, um
die Ausgaben IC und QC zu
erzeugen. Die Ausgaben IC und QC werden
dann als Akkumulator für
die nächste
Iteration verwendet. Das Folgende beschreibt die Grundlage, auf
der der kombinierte Vektor ICΔ, QCΔ in
ein Quadratursignalpaar zurück
umgewandelt wird, das den kombinierten Winkel der Modulation der
empfangenen RF-Signale überträgt.
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Die
Phase jedes kombinierten Vektors ICΔ, QCΔ wird
akkumuliert und die Ausgangsphase ist die Phase des Produkts des
Eingangsvektors und des Akkumulationsvektors. Aufgrund der impliziten
Modulo-Charakteristik einer komplexen Multiplikation, muss die Ausgangsphase
zwischen -π und π liegen. Der
kombinierte Vektor, der die kombinierten Frequenzinformationen trägt, wird
mit einem normalisierten Akkumulationsvektor wie folgt multipliziert: AcejΔθ 1 (t)·1ejθc(t-T) =
Acej(θc(t-T)+Δθc(t)) = Acejθc(t) (5)
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Gleichung
(5) wandelt um in die kartesische Form: (IcΔ(t) + jQcΔ(t))·(Ic(t – T)
+ jQc(t – T)) = Ic(t)
+ jQc(t) (6)oder Ic(t)
= IcΔ(t)Ic(t – T) – QcΔ(t)Qc(t – T) (7) Qc(t)
= IcΔ(t)Qc(t – T)
+ Ic(t – T)Qc(t) (8)
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Diese
Berechnungen werden von den in 4 gezeigten
Komponenten des Phasenakkumulators 70 durchgeführt, der
Multiplizierer 130, 131, 132, 133,
Addierer 140 141 und Symbolverzögerungseinheiten 150, 151 umfassen.
Jedes Mal wenn die Gleichungen (7) und (8) von dem Akkumulator 70 angewendet
werden, wird der resultierende Vektor auf eine Einheitslänge normalisiert,
damit der Akkumulator nach mehrfacher Multiplikation nicht überläuft.
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Die
Normalisierung wird von einer Normalisierungskomponente 155,
die die geeignete Verstärkung
erzeugt, und Multiplizierern 160 und 165 durchgeführt, wie
in 4 gezeigt. Die optimale, von der Normalisierungskomponente 155 anzuwendende Verstärkung beträgt 1/sqrt
(Ic 2 + Qc 2), aber tatsächlich wird
in mehr bevorzugter Weise eine akzeptable Annäherung davon angewendet, um
für eine
Stabilität des
Phasenakkumulators zu sorgen, wobei ein akzeptables Genauigkeitsniveau
beibehalten wird. Bei der bevorzugten Ausführungsform wird diese Annäherung erreicht,
indem jedes von IC(t – T) und QC(t – T) mit
2n multipliziert wird, wobei n so gewählt ist, dass
der resultierende normalisierte Vektor, der zu den Multiplizierern 130 und 133 zurückgeführt wird, eine
Größe zwischen
0,5 und 1 hat. Bei einigen Anwendungen kann es wünschenswert sein, eine hohe Abtastrate
zu verwenden, so dass der Großteil
des Amplitudenrauschens, der dem empfangenen Signal durch den Normalisierungsfehler
hinzugefügt
wird, außerhalb
des Bandes liegt.
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5 veranschaulicht
eine beispielhafte ASIC-Implementierung der Normalisierungskomponente 155,
die für
eine Hardwareimplementierung der bevorzugten, hier offenbarten Ausführungsform verwendet
wird. Wie es Fachleuten auf dem Gebiet ohne weiteres verständlich ist,
ist der DSP für
die DSP-Implementierung der bevorzugten Ausführungsform ausgelegt, die gleiche
Funktionalität
zu erfüllen.
Die Komponenten von 5 ermitteln die Verstärkung 2n, die mittels der Multiplizierer 160 und 165 auf
Ic(t – T)
und Qc(t – T) angewendet wird. Um dies zu
erreichen, werden die Quadrate der Größen jedes von Ic und
Qc durch Multiplizierer 170, 175 gebildet und
diese quadrierten Werte werden von einem Addierer 180 addiert
und die Summe wird in ein Register 185 eingegeben. Wenn
beispielsweise Ic und Qc vorzeichenbehaftete
16-Bit-Worte sind, umfasst das Register 185 ein vorzeichenloses
31-Bit-Wort mit 30 signifikanten Bits. Die erforderliche Verstärkung beträgt 2n und daher wird eine einfache Bitverschiebung des
Akkumulationsvektors Ic(t – T) und
Qc(t – T)
von dem am wenigsten signifikanten Bit (LSB; engl.: least significant
bit) zu dem signifikantesten Bit (MSB; engl.: most significant bit)
durchgeführt.
Die Anzahl zu verschiebender Bits wird durch die Bitstelle des ersten
Bitpaars rechts des MSB's
des Registers 85 bestimmt, das kein Paar von Nullen sind.
Diese spezielle Maßnahme,
die bei dieser Implementierung verwendet wird, um die Anzahl von
Verschiebebits zu ermitteln, ist durch die in 5 gezeigte
Gruppe von logischen Gattern "A" gezeigt (es ist
aber für
einen Fachmann auf dem Gebiet ersichtlich, dass andere wirksame
Maßnahmen
stattdessen verwendet werden können).
Im Betrieb erzeugt die Spalte von "OR"-Gattern
ganz links einen Vektor, der angibt, welche Bitpaare ungleich Null
sind und welche Paare von Nullen sind. Die zweite Spalte "OR"-Gattern erzeugt
einen Vektor, der aus Nullen über
dem ersten Paar ungleich Null und von denjenigen darunter besteht.
Jede Spalte von "exklusiven
OR"-Gattern hat eine
Ausgabe von Null abgesehen von derjenigen, die bezüglich des
ersten Bitpaars ungleich Null des Schieberegisters 185 ausgerichtet
ist. Diese Ausgabe ungleich Null der exklusiven OR-Gatter wird verwendet,
um die Verschiebeanzahl "n", die eine Zahl von "0" bis "N" ist,
zu wählen,
wobei N die Anzahl signifikanter Bits des von dem Register 185 gespeicherten,
vorzeichenlosen Worts dividiert durch 2 ist (d. h. "N" beträgt 15 bei dem vorherigen Beispiel
eines vorzeichenlosen 31-Bit-Worts). Ein Walzenschieber (d. h. die
Multiplizierer 160 und 165 in 4)
wird verwendet, um die Bits des Akkumulationsvektors Ic(t – T) und
Qc(t – T)
um "n" Bits zu verschieben
(wie Fachleuten auf dem Gebiet gut bekannt).
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Vorteilhafterweise
werden die vorherigen Komponenten und Verfahren, verschiedene empfangene
Signale vektoriell zu kombinieren, im Wesentlichen erreicht, indem
lediglich einige wenige, einfache mathematische Funktionen (zum
Beispiels Multiplikation und Addition) durchgeführt werden, und daher verbraucht
die Hardware, die benötigt
wird, um einen Empfänger
zu implementieren, der diese Erfindung verkörpert, eine relativ geringe
Menge an Leistung und ist relativ weniger teuer herzustellen.
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Ein
etwas komplexeres Phasenakkumulationsverfahren, das anstelle des
vorherigen einfacheren Verfahrens für eine alternative Ausführungsform der
Erfindung verwendet werden könnte,
ist das Folgende. Gemäß diesem
Verfahren wird die Phase von Ic, Qc erhalten, indem ein Arcustangens angewendet und
dann diese Phase zu einem Modulo-2π-Zähler (Skalar) zu jedem Abtastzeitpunkt
hinzu addiert wird. Die Ausgaben Ic, Qc werden erzeugt, indem man den Sinus und
Kosinus des Phasenakkumulators nimmt. Insbesondere wird der Vierquadranten-Arcustangens des
Vektors Ic(t – T) + jQc(t – T) hergeleitet
und der resultierende Winkel wird unter Verwendung einer Modulo-2π-Arithmetik
zu dem Akkumulator hinzuaddiert (es ist anzumerken, dass der Akkumulator
in diesem Fall im Gegensatz zu dem komplexen Akkumulator von 4 skalar
ist). Nach jeder Akkumulation werden eine Kosinus- und eine Sinus funktion
auf den resultierenden Winkel angewendet, um das Ic-
und Qc-Ausgangs-signalpaar zu erzeugen.
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Auch
wenn die vorherige bevorzugte Ausführungsform räumliche
empfange Diversity-Signale verwendet, ist es verständlich,
dass die hier beanspruchte Erfindung nicht auf derartige Formen
von Diversity beschränkt
sein soll und sich stattdessen auf andere Formen von Diversity-Signalen
erstreckt, die bei einer alternativen Ausführungsform verwendet werden
könnten.
Außerdem
sollte es verständlich sein,
dass die beanspruchte Erfindung nicht auf eine spezielle Anzahl
von empfangenen Diversity-Signalen und Empfängerkomponentengruppen beschränkt ist;
welche Anzahl auch immer verwendet wird, von dieser Anzahl von Diskriminatoren
ausgegebene Vektoren werden addiert und die Summe wird in einen
Phasenakkumulator eingegeben. Die Verwendung von zwei derartigen
empfangenen Signalen und Empfängerkomponentengruppen
bei der beschriebenen Ausführungsform
ist lediglich beispielhaft.
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Die
vektoriellen Kombinationsalgorithmen der Erfindung sind wirksam
und sorgen für
Verbesserungen gegenüber
den Verarbeitungsfunktionen, die von bekannten Empfängern durchgeführt werden.
Es ist verständlich,
dass die speziellen Schritte der oben beschriebenen Algorithmen
die von dem Anmelder derzeit Bevorzugten sind, aber diese können innerhalb
des Umfangs der beigefügten
Ansprüche
mit der Absicht variiert werden, um entweder die Leistung zu verbessern,
eine Implementierung zu vereinfachen oder den Vorteil eines verbesserten
DSP's, ASIC's oder anderer Technologie
zu nutzen, die verwendet wird, um die digitalen Schaltkreise des
Empfängers zu
implementieren. Die einzelnen Schaltkreisfunktionen und Bearbeitungsfunktionen,
die bei dem Empfänger
genutzt werden, sind individuell von Fachleuten auf dem Gebiet gut
verstanden, und auch wenn spezielle Implementierungen dieser Funktionen
beschrieben worden sind, sollte es verständlich sein, dass funktional äquivalente
oder überlegene
Implementierungen stattdessen verwendet werden können. Ebenso können spezielle
Funktionen an anderen Stellen in dem Empfänger durchgeführt werden, wenn
funktional äquivalente
Ergebnisse erreicht werden.