DE602005001902T2

DE602005001902T2 - Resonanzwechselrichter mit einer Rückkopplungsschaltung mit einer einstellbaren Vorspannungsstromquelle

Info

Publication number: DE602005001902T2
Application number: DE602005001902T
Authority: DE
Inventors: Felix I. Alexandrov
Original assignee: Osram Sylvania Inc
Current assignee: Osram Sylvania Inc
Priority date: 2004-07-07
Filing date: 2005-06-03
Publication date: 2008-04-24
Anticipated expiration: 2025-06-04
Also published as: US20060006812A1; EP1615480B1; CN1719711A; ATE369722T1; CA2506406A1; US7030570B2; DE602005001902D1; CN100539379C; CA2506406C; EP1615480A1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft Resonanz-Wechselrichter zum Versorgen von Wechselstromverbrauchern, vorzugsweise Gasentladungslampen, und zum Abblenden solcher Lampen. Auch betrifft die Erfindung geregelte Gleichspannungswandlerschaltungen.
Eine Gasentladungslampe benutzt typischerweise elektronischen Ballast zum Umwandeln der Wechselstrom-Netzspannung in Hochfrequenzstrom zum Versorgen der Lampe. Herkömmliche elektronische Ballaste enthalten einen Wechselstrom-Gleichstrom-Umformer und einen Resonanz-Wechselrichter, der Gleichspannung in Hochfrequenzstrom für die Lampe umwandelt. Der Resonanz-Wechselrichter enthält Schalttransistoren, die eine Hochfrequenz-Rechteck-Wechselspannung erzeugen, die an einen Spannungs-Resonanzkreis mit einem Induktor und einem Kondensator in Reihe geschaltet angelegt wird. Die Gasentladungslampe ist parallel an den Kondensator angekoppelt. Bei elektronischen Hochfrequenzballasten ist ein eigenerregter Resonanz-Wechselrichter ein gebräuchlicher Teil, der Wechselspannung zum Einschalten und Wechselstrom zum Versorgen der Lampe erzeugt. Eigenerregte Resonanz-Wechselrichter benutzen einen zwischen einen Parallelresonanzkreis und Gatter der Schalttransistoren zwischengekoppelten Rückkopplungstransformator zur Bereitstellung einer Sinusspannung für die Gatter zum Unterhalten der Schwingungen. Resonanz-Wechselrichter werden auch in Gleichspannungswandlern benutzt.
Der Hauptvorteil von Resonanz-Wechselrichtern besteht in der Nullspannungsschaltung, die Betrieb mit höheren Schaltfrequenzen erlaubt. Ein typischer Resonanz-Wechselrichter umfaßt eine Halb- (oder Voll-)Brücke mit Leistungs-MOSFET, die Hochfrequenzwechselstrom erzeugen, um einen Resonanzverbraucher zu versorgen. Es sind drei Arten von Resonanzverbrauchern gebräuchlich, die sich durch die reale Verbraucherankopplung an LC-Bauteile unterscheiden: Reihen-, Parallel- und Reihen- Parallel-Schaltungsanordnungen. In jeder Kombination von Resonanzverbraucherbauteilen wird durch die Regelschaltung MOSFET-Schaltung oberhalb der Resonanzfrequenz für wirkungsvollen und zuverlässigen MOSFET-Betrieb bereitgestellt. Beim Schalten oberhalb von Resonanz ist die Eingabe des Resonanzverbrauchers induktiv. Beim Schalten unterhalb von Resonanz ist diese Eingabe kapazitiv und sollte vermieden werden. Als Oszillatoren mit positiver Rückkopplung aufgebaute eigenerregte Wechselrichterschaltungen stellen automatisch einen stabilen induktiven Betriebsmodus bereit. Bei derartigen Oszillatoren wird durch die Schaltfrequenz die Resonanzfrequenz des Resonanzverbrauchers vorgerückt und alle Änderungen des Resonanzverbrauchers verfolgt.
Ballaste mit standardmäßigen Industriereglern und eigenerregten Halbbrücken mit schwingendem Hochfrequenz-Wechselrichter wie beispielsweise die Reihe IR215X und IR53H(D) von International Rectifier oder die Reihe L6579 von ST Microelectronics und anderen weisen die Nachteile eigenerregter Resonanz-Wechselrichterschaltungen nicht auf. Die voreingestellte Schaltfrequenz ist jedoch nicht für Resonanzfrequenzänderungen des Resonanzverbrauchers empfindlich und unterliegt Rauschen und Veränderungen der IC-Versorgungsspannung Vcc (integrated circuit). Angesichts dessen ist eine direkte Anwendung dieser Regler nicht wahrscheinlich.
Ohne Korrektur der Schaltfrequenz könnten die MOSFET herleiten und bei Betrieb unter Resonanzfrequenz in irgendwelchen stationären Zuständen, Abblendmodus oder bei Lampeneinschaltung ausfallen. Auch wird mit den obigen IC keine Leistungsregelung bereitgestellt.
Eine Lösung zum Vermeiden dieses Problems ist in der von International Rectifier ausgegebenen Anwendungsbeschreibung AN 995A "Electronic Ballast Using the Cost-Saving IR215X Drivers" (elektronische Ballaste mit den kostensparenden IR215X-Treibern) beschrieben. In dieser Literaturstelle wird eine Rückkopplungsschaltung mit zwei mit dem Resonanzverbraucher in Reihe geschalteten Antiparallel-Leistungsdioden als Nullstromdetektoren empfohlen. Die Dioden erzeigen ein rechteckiges Wechselstromimpulssignal, das die Taktschaltung im IC dazu zwingt, synchron zu diesem Signal zu schalten. Ein Rückkopplungssignal zeigt das Phasenverhältnis des Stroms im Resonanzverbraucher an. Nullstrommessung in irgendeinem Teil des Resonanzverbrauchers stellt jedoch nicht den notwendigen positiven Rückkopplungswinkel von 360° für phasenverriegelten Betrieb oberhalb der Resonanzfrequenz bereit. Zusätzlich fügen die Leistungsdioden bei Verwendung als Quelle von Synchronisationssignalen dem Ballast bedeutende Stromverluste hinzu.
Weitere durch IC angetriebene Resonanz-Wechselrichter des Standes der Technik sind in US-Patenten 5,723,953 und 5,719,472 offenbart. Beide Patente lehren Halbbrücken-IC-Rückkopplungsregelung durch Ändern der Sinus-Regelsignalamplitude. Bei diesem Ansatz wird die Phasenverschiebung in Abhängigkeit von der Amplitude des Rückkopplungssignals gezwungen und die Stabilität des Schwingungssystems kann daher rein sein, besonders während Übergangszuständen.
In US-Patentanmeldung 2003/0147263 A1 ist eine Phasenverzögerungsregelung offenbart, die den Wechselrichter regelt. Diese Regelung weist eine statische Rückkopplungsschaltung mit einem Eingangssignal auf, das die Phase des Induktorstroms darstellt, der mit einem eine Bezugsphase darstellenden Signals verglichen wird. Die Differenz bzw. das Fehlersignal wird einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO – voltage controlled oscillator) zugeführt, um Wechselrichterfrequenz und -leistung zu regeln. Dieses Regelungsverfahren benutzt in einer Regelung enthaltene aktive Bauteile zum Verarbeiten von Impulssignalen.
In US-Patent US6,906,473 ist ein Verfahren zum Regeln eines Resonanz-Wechselrichters durch Synchronisation einer eigenerregten Treiber-IC offenbart. Das Verfahren benutzt ein spannungsgedämpftes und phasenverschobenes Rückkopplungs-Sinussignal durch Schleifensynchronisation. Trotzdem besteht immer noch ein Bedarf an Schaltungen mit einem größeren Regelungsumfang und besserer Robustheit und Phasenverschiebungsregelung.
Eines der Probleme der Schaltungen des Standes der Technik zur internen Synchronisation von IC-getriebenen Resonanz-Halbbrücken-Wechselrichtern besteht darin, daß sie eine bedeutende Phasendrehung erfordern, um eine Gesamtphasenverschiebung von 360° des Rückkopplungssignals zu erhalten. Für zuverlässige Phasenverriegelung und vor Schließen der Schleife ist es sehr wünschenswert, daß das eingespeiste Rückkopplungssignal mit minimaler Phasendifferenz bezüglich des externen Synchronisationssignals erzeugt wird. Auch ist es für eine zuverlässige Synchronisation sehr wünschenswert, daß das eingespeiste Signal in einem weiten Bereich von Betriebsfrequenzen genügend oberhalb des Rampensignals liegt. Auch ist es sehr wünschenswert, Wechselrichter-Ausgangsleistungsregelung durch ein kleines externes Gleichstromsignal zu erhalten (beispielsweise beim Abblenden).
KURZE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren und eine Schaltung für zuverlässige Synchronisation im weiten Bereich von eigenerregten IC aus einem kleinen Sinussignal bereitzustellen.
Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Rückkopplungs-Phasenregelschaltung für den Resonanz-Wechselrichter über die Synchronisationsschaltung bereitzustellen.
Es ist eine noch weitere Aufgabe der Erfindung, eine Spannungs-Phasenregelschaltung mit minimaler erforderlicher Phasenverschiebung konstruiert mit kostengünstigen passiven Bauteilen bereitzustellen.
Es ist eine noch weitere Aufgabe der Erfindung, eine Spannungs-Rückkopplungsschaltung mit veränderlicher Phasenverschiebung zum Erzeugen eines Sinus-Phasensignals und Erhöhen der Wechselrichterfrequenz während des Lampeneinschaltens bereitzustellen.
Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, eine kombinierte Spannungs-/Lampenstrom-Phasenregelungsrückkopplungsschaltung zum Optimieren von Einschalte- und stationären Betriebsmodi bereitzustellen.
Es ist eine noch weitere Aufgabe der Erfindung, eine Rückkopplungsschaltung mit veränderlichem Aufbau zum Erzeugen von Phasensignalen und Erhöhen von Wechselrichterfrequenz während des Lampeneinschaltens bereitzustellen.
Es ist eine noch weitere Aufgabe der Erfindung, programmierte Wechselrichterfrequenzen während Wechselrichterleerlauf und während stationärem Lampenbetrieb bereitzustellen.
Es ist eine zusätzliche Aufgabe der Erfindung, Wechselrichter-Leistungsregelung (Abblenden) mit kleinem Gleichstromsignal bereitzustellen.
Es ist eine zusätzliche Aufgabe der Erfindung, mit Leistungswandler geregelte Ausgangsspannung oder geregelten Ausgangsstrom bereitzustellen.
Ungleich Resonanz-Wechselrichtern mit Phasenregelung des Standes der Technik enthält die vorliegende Erfindung ein Regelungssystem, das Sinussignale bei seiner Phasenregelung benutzt, damit passive Bauteile für die Phasenverschiebung benutzt werden können. Demgegenüber werden durch Systeme des Standes der Technik Impulssignale gehandhabt, die aktive Bauteile für die Phasenverschiebung benutzen. Die vorliegende Erfindung bietet ein wirkungsvolles und kostengünstiges System zum Regeln eines Resonanz-Wechselrichters durch eine kostengünstige IC. Mit nur wenigen externen Bauteilen wird effektive Synchronisation und Abblendung erhalten. Mit der Zufügung von an diese Eingänge angekoppelten Spannungs- und Stromrückkopplungen lassen sich Ballast-Wechselrichterschaltungen zum Versorgen einer Gasentladungslampe erhalten.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die obigen und weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung werden durch die nachfolgende beispielhafte Darstellung besser verständlich.
1A ist ein Schaltbild eines durch eine eigenerregte IC mit Spannungskreisverriegelung und externer Regelung angetriebenen Resonanz-Wechselrichters in einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
1B zeigt Wellenform von Signalen, die Synchronisation-Taktimpulse in der Zeitgeberschaltung in der 1A bilden.
2A ist ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform, bei der der Resonanz-Wechselrichter durch eigenerregte IC ähnlich der 1A aber mit invertierten Steuerungssignalen angetrieben wird.
2B zeigt Wellenformen von Signalen, die Synchronisationstaktimpulse in der Zeitgeberschaltung der 2A bilden.
3A ist ein Schaltbild einer noch weiteren Ausführungsform, bei der der Resonanz-Wechselrichter auf einem n-p-n-Transistor in der Rückkopplungsschleife basierende Regelung benutzt.
3B zeigt Wellenformen von Signalen, die Synchronisations-Taktimpulse in der Regelschaltung der 3A bilden.
4A zeigt ein Schaltbild eines Spannungs-Resonanz-Wechselrichters für einen Ballast mit veränderlicher Phasenverschiebung in der Phasenregelschleife.
4B zeigt Wellenformen von Signalen, die Taktimpulse in der Schaltung der 4A in einem stationären Modus bilden.
4C zeigt dieselben Wellenformen wie die 4B, aber in einem Wechselrichter-Leerlaufmodus oder zu Beginn der Lampeneinschaltzeit.
4D zeigt Frequenzeigenschaften des Resonanz-Wechselrichters der 4A während des Lampeneinschaltens.
4E zeigt eine Implementierung des Regelsystems in einem symmetrischen Halbbrücken-Resonanz-Wechselrichter.
4F zeigt eine Ausführungsform der Erfindung mit einem Phasenverzögerungskompensator in einer Spannungsregelungsschleife.
5A zeigt ein Schaltbild des Resonanz-Wechselrichters mit kombinierten Spannungs- und Strom-Regelschleifen für optimierte Einschalte- und stationäre Modi.
5B zeigt Wellenformen im Schaltbild der 5A nach Lampeneinschalten.
6A ist ein Schaltbild eines Ballast-Resonanz-Wechselrichters der vorliegenden Erfindung mit einem Abblendemerkmal.
6B zeigt Wellenformen von Signalen, die Synchronisations-Taktimpulse im Schaltbild der 6A bilden, wenn ein Gleichspannungs-Abblenderegelungssignal positiv ist.
7A zeigt ein Schaltbild eines Ballast-Resonanz-Wechselrichters der vorliegenden Erfindung mit auf einem p-n-p-Transistor basierender Synchronisationsregelung und mit einem Abblendemerkmal.
7B zeigt Wellenformen von Signalen, die Synchronisationsregelungstaktimpulse im Schaltbild der 7A bilden, wenn das Gleichspannungs-Abblenderegelsignal negativ ist.
8 zeigt Abblendeeigenschaften (Ausgangsleistung für Gleichspannungs-Regelsignal) eines Ballast-Wechselrichters mit Regelschaltungen der 6A (n-p-n) und 7A (p-n-p) bei Versorgung der gleichen Gasentladungslampe.
BESCHREIBUNG BEVORZUGTER AUSFÜHRUNGSFORMEN
1A ist ein Blockschaltbild eines Ballast-Resonanz-Wechselrichters standardmäßiger eigenerregter Treiber-IC (integrated circuit) 10, die eine Synchronisationsregelanordnung der vorliegenden Erfindung darstellt. Ausgänge HO und LO der IC 10 treiben eine Halbbrücken-Leistungsstufe, die MOSFET 11 und 12 und Gatterwiderstände 13 und 14 enthält. Die IC 10 ist mit einem Bootstrap-Kondensator C_B versehen, der mit dem Anschluß V_B der IC 10 gekoppelt an eine (nicht gezeigte) Bootstrap-Diode verbunden ist. MOSFET 11 und 12 sind mit Hochspannungs-Gleichspannung (+V_bus) zum Erzeugen von Wechselspannung am Eingang eines Parallelresonanzkreises 15 verbunden. Ein Parallelresonanzkreis 15 ist an Verbraucher 16 wie beispielsweise eine Gasentladungslampe oder ein Transformator mit einem Gleichrichter mit einem Filter angekoppelt. Die Regler-IC 10 weist einen eingebauten Oszillator auf, der dem Industriestandard-Zeitgeber CMOS 555 gleicht. Die anfängliche Oszillatorfrequenz kann mit einer Zeitgeberschaltung programmiert werden, die den externen Zeitgeberwiderstand 17 und Zeitgeberkondensator 18 angekoppelt an Anschlüsse C_T und R_T der IC 10 enthält. In der Schaltung der 1A und weiteren ähnlichen unten offenbarten Schaltungen ist der Ausgang LO an der niedrigen Seite der IC 10 gleichphasig mit dem Spannungssignal am Anschluß R_T. Da das Spannungspotential am Anschluß R_T bezüglich des Masseanschlusses (COM) zwischen niedrig (0) und hoch (+Vcc) wechselt, weist die Spannung V_CT am Anschluß C_T einer der Gleichspannung überlagerter Rampenform auf. Der Oszillator der IC 10 schaltet bei vorbestimmten hohen (2/3Vcc) und niedrigen (1/3Vcc) Spannungspegeln am Anschluß CT.
Bei einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird die Zeitgeberschaltung durch Einfügen eines Netzwerks mit zwei antiparallelen Dioden 19 und 20 und freigeschalteten Widerständen 21 und 22, die beide an den COM-Anschluß angekoppelt sind, zwischen den COM-Anschluß und den Zeitgeberkondensator 18 verbessert. Ein kleiner Kondensator 23 (z.B. 100–200 pf) ist mit einem Knoten zwischen der Diode 19 und dem Widerstand 21 und über einen Widerstand 24 mit dem Anschluß +Vcc verbunden. Der Knotenpunkt zwischen dem Kondensator 23 und Widerstand 24 ist mit dem Ausgang eines Nullsignaldetektors (ZSD – zero signal detector) 25 verbunden, der schaltet, wenn ein Eingangssignal Vin an einem ersten Eingangsanschluß die Polarität wechselt. Der ZSD 25 kann ein Hochfrequenzverstärker, ein Spannungsvergleicher oder ein einzelner Transistor sein. Die Schaltung der 1A benutzt einen invertierenden ZSD. Vom ZSD 25 wird eine sofortige Entladung des Kondensators 23 in den Widerstand 21 eingeleitet, wenn das Sinuseingangssignal des ZSD 25 von negativ auf positiv wechselt. Am Widerstand 21 erzeugte negative Taktimpulse werden der Rampenspannung V_CT am Anschluß CT überlagert. Diese Taktimpulsregelung kann in Regelungs-IC benutzt werden, die unterschiedliche Arten von Oszillatoren, bei denen der Zeitgeberkondensator C_T mit Erde (Masse) verbunden ist, verwenden.
1B zeigt Wellenform in der Schaltung der 1A einschließlich von vom ZSD 25 erzeugten negativen Taktimpulsen, wenn sein Sinuseingangssignal Vin von negativ auf positiv wechselt. Der Rampenspannung V_CT überlagerte negative Taktimpulse erzwingen ein Schalten der IC 10, ehe die Rampenspannung V_CT die niedrigere 1/3Vcc-Grenze erreicht.
Das Regelungssystem kann mit einer beliebigen Art von Vollwellen-Resonanz-Wechselrichter (Reihen-, Parallel- oder Reihen-Parallel-Wechselrichter) und einer beliebigen Art von Verbraucher (Gasentladungslampen, Induktionsheizungen, Transformatoren mit Gleichrichtern mit Filtern und Gleichspannungsverbrauchern usw.) konstruiert werden.
Bei einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird von einem Ausgang des Parallelresonanzkreises 15 zum Eingang von ZSD 25 über einen Phasenvergleicher 26 eine Phasenregelschleifenschaltung bereitgestellt. Der Phasenvergleicher 26 stellt einen Phasenvorlauf (oder eine Verzögerung) für ein Rückkopplungssignal bereit, das den Regler bei einer wünschenswerten Frequenz synchronisiert, indem er eine Phasenverschiebung von bis zu 360° in der Rückkopplungsschleife bereitstellt. Die Ausgangsspannung Vout vom parallelen Resonanzkreis 15 wird vom Phasenvergleicher 26 gedämpft und phasenverschoben. In der 1A wird eine wirtschaftliche Version des Phasenvergleichers 26 mit Reihenkondensatoren 27 und 28 und einem parallel zum Kondensator 28 geschalteten Widerstand 29 dargestellt. Weitere Ausführungsformen des Phasenvergleichers 26, ebenfalls mit passiven Bauteilen konstruiert, sind untenstehend offenbart.
Das oben beschriebene System kann mit einem Regler für zusätzliche Wechselrichter-Frequenz-/Leistungsregelung ausgestattet werden. Die System-Schwingungsfrequenz wird durch Ändern der Taktimpulsphase geregelt. Wie aus 1A ersichtlich kann der Regler eine Quelle 32 eines veränderlichen Gleichstrom-Vorspannungsstroms IC enthalten, der zur externen Taktimpulsphasenregelung über den Widerstand 33 an den Eingang Vin von ZSD 25 angekoppelt ist. Als Anpassungsnetzwerk für den Eingang von ZSD 25 kann ein Widerstandsteiler mit Widerständen 30 und 31 benutzt werden. Ein Knoten N kann (a) über den Widerstand 31 mit dem Phasenkompensator 26, (b) über den Widerstand 33 mit der Quelle 32 von Gleichstrom-Vorspannungsstrom I_c, (c) mit dem mit Erde verbundenen Widerstand 30 und (d) mit dem ersten Eingangsanschluß von ZSD 25 verbunden sein.
2A zeigt eine weitere Ausführungsform, die einen nichtinvertierenden ZSD 34 enthält, dessen Ausgang über den weiteren Kondensator 35 an den Widerstand 22 angekoppelt ist. Am Reihenwiderstand 22 wird durch Entladen des weiteren Kondensators 35 zum Widerstand 22 über ZSD 34 ein positiver Impuls erzeugt. Diese Ausführungsform ist der ersten Ausführungsform ähnlich, nur ist der weitere Kondensator 35 mit dem Knoten zwischen die Diode 20 und den Widerstand 22 verbunden und der andere Eingangsanschluß von ZSD 34 empfängt Vin. Mit dieser Verbindung können die Ladungszeitabstände des Zeitgeberkondensators 18 geregelt werden. Der weitere Kondensator 35 wird über einen Begrenzungswiderstand 36 aus einer negativen Hilfsspannungsquelle Vaux geladen. Wenn sich das Eingangssignal Vin von ZSD 34 von positiv auf negativ ändert, wird am Widerstand 22 durch Entladen des Kondensators 35 zum Widerstand 22 über ZSD 34 ein positiver Taktimpuls erzeugt.
Wie aus 2B ersichtlich sind positive Taktimpulse der Rampenspannung V_CT überlagert. Die Taktimpulse zwingen infolge dessen den Oszillator zu schalten, noch ehe die Rampenspannung V_CT die höhere Grenze von 2/3Vcc erreicht.
Durch sowohl negative als auch positive Taktimpulse dieser zwei Ausführungsformen wird ein weiter Bereich zuverlässiger Frequenzregelung bereitgestellt, da die Amplitude des Taktimpulses mit der Spitze-Spitze-Rampenspannung vergleichbar ist und höher als diese Spannung sein kann.
Die Schaltungen der 1A und 2A weisen identische Steuerungseigenschaften auf und können identische Rückkopplungssignalverschiebung zur Phasenverriegelung benutzen. Das heißt das Gleichspannungs-Regelungssignal I_c kann dem Sinusspannungs-Rückkopplungseingang von ZSD 25 oder 34 zugeführt werden, um einen Schaltwinkel von ZSD 25 oder 34 zu verschieben. Bei einer Regelschleife wird Frequenzregelung des Resonanz-Wechslrichters durch Phasenverschiebung in der Rückkopplungsschleife mittels der Quelle von Vorspannungsstrom 32 bereitgestellt.
Die unten beschriebenen weiteren Ausführungsformen sind Variationen der ersten und zweiten Ausführungsformen, die noch weitere Verbesserungen bereitstellen und ein Verständnis der vorliegenden Erfindung erleichtern.
3A–B zeigen eine Ausführungsform mit einem n-p-n-Transistor 36 als Nullsignaldetektor. Zur Bereitstellung des Schaltens auf einer Wechselstromquelle ist eine antiparallele Diode 37 mit dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors 36 verbunden. Der Eingang des Transistors 36 ist über den Widerstand 38 an den Ausgang des Phasenkompensators 26 angekoppelt, so daß der Transistor 36 als spannungsgesteuerte Vorrichtung angesehen werden könnte. Wenn der Transistor 36 AUS ist, wird der Kondensator 23 über Widerstände 24 und 21 durch den aus der Spannung +Vcc abgeleiteten geringen Strom aufgeladen. Wenn sich der Transistor 36 EIN-schaltet, entlädt sich der Kondensator 23 sofort zum Widerstand 21 und erzeugt negative Taktimpulse. Die Taktimpulse synchronisieren den Oszillator von IC 10 mit Sinusspannung Vsync. Der Phasenwinkel zwischen der Wechselrichterausgangsspannung Vout und der externen Synchronisations-Sinusspannung Vsync (unter Annahme einer offenen Schleife am Widerstand 38) entspricht dem Phasenverschiebungswinkel vom Phasenkompensator 26 für Phasenverriegelung bei der Wechselrichter-Betriebsfrequenz. Bei den meisten Wechselstromverbrauchern einschließlich von Gasentladungslampen wird ein Phasenvorlauf-Phasenkompensator 26 benutzt (in allen Zeichnungen ist ein Phasenvorlaufschema dargestellt). Wenn eine geringe Phasenverzögerung benötigt wird, kann ein Phasenverzögerungskompensator benutzt werden. Beispielsweise kann für eine Phasenverzögerung oder eine Phasenverschiebung von Null ein (nicht gezeigter) zusätzlicher Widerstand parallel zum Kondensator 27 im Phasenkompensator 26 geschaltet werden. Der Regelungsstrom I_c von der Quelle 32 liefert Gleichstrom-Vorspannung an die Basis des Transistors 36 über den Widerstand 33 zur Wechselrichter-Frequenz-/Leistungsregelung.
4A zeigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung in einem Resonanz-Parallelwechselrichter eines Ballasts mit einer Gasentladungslampe 39 als Verbraucher. Der Parallelresonanzkreis des Wechselrichters kann einen Resonanzinduktor 40 und einen Resonanzkondensator 41 enthalten, die parallel an die Lampe 39 angekoppelt sind. Ein Gleichstrom-Sperrkondensator 43 ist mit dem Induktor 40 in Reihe geschaltet. Das Wechselrichter-Phasenverriegelungs-Rückkopplungsnetzwerk kann einen verbesserten Phasenkompensator 44 mit einem nichtlinearen Reihennetzwerk mit gegeneinander geschalteten Zenerdioden 45 und 46 und dem Widerstand 47 enthalten. Dieses Reihennetzwerk ist mit dem unteren Kondensator 28 des Phasenkompensators 44 parallelgeschaltet. Die Zenerdioden 45 und 46 weisen eine Schwellenspannung auf, die etwas höher als die Spitze der Ausgangsspannung Vsync des Phasenkompensators im stationären Modus ist. Der Widerstand 47 würde daher während dieser Betriebsart keinen Strom leiten. In diesem Modus ist die Funktionsweise des Phasenkompensators 44 der Funktionsweise des Phasenkompensators 26 in der 3A ähnlich.
In der 4B sind Wellenformen im stationären Modus dargestellt, wo ersichtlich ist, daß der Phasenvorlaufwinkel Ψ1 vom Phasenkompensator 44 erzeugt wird, um Lampennennleistung bereitzustellen. Während des Lampeneinschaltens bzw. des Leerlaufmodus geht die Resonanzfrequenz des Resonanzverbrauchers höher und kann Spannungs- und Strombelastung in Wechselrichterelementen verursachen. In der Tat ist ein kapazitiver Modus wahrscheinlich, der für MOSFET belastend wirkt. Diese Lage wird im Wechselrichter der 4A während des Lampeneinschaltens verhindert. Da die Ausgangsspannung Vout des Wechselrichters beim Einschalten viel höher als im stationären Modus ist, ist die Spannung Vsync am Kondensator 28 des Phasenkondensators 44 ebenfalls höher und die Zenerdioden 45 und 46 beginnen zu leiten. Durch Einführung des Widerstands 47 wird der gesamte an den Kondensator 28 angekoppelte Widerstand verringert und der Vorlaufwinkel des Phasenkompensators 44 ist sogar höher als im stationären Modus. Daraus ergibt sich eine höhere Schaltfrequenz und Ausgangsspannungsverringerung in den Einschalte- und Leerlaufmodi. Der Ballast-Wechselrichter arbeitet oberhalb der Resonanzfrequenz. Wellenformen im Leerlauf- oder Lampeneinschaltmodus sind in der 4C dargestellt. Selbst wenn ein Sinus-Eingangsstrom in ZSD 36 etwas verzerrt ist, wird der Vorlaufwinkel dieses Quasi-Sinusstroms im Vergleich mit einem stationären Modus erhöht (Ψ2 > Ψ1).
4D zeigt Übertragungsfunktionen (realer Spannungsgewinn |Vout/Vin| über relative Frequenz ω/ω₀, wobei ω₀ eine Resonanzfrequenz eines unbelasteten Parallelresonanzkreises ist). Verlauf 1 entspricht einer Übertragungsfunktion eines Parallelresonanzkreises im Leerlaufmodus mit Annahme einiger Leistungsverluste. Verlauf 2 zeigt eine Übertragungsfunktion des gleichen Parallelresonanzkreises, der durch eine funktionierende Lampe belastet ist. Auch zeigt die 4D die Ballast-Lampeneinschaltkurve für die Ausführungsform in der 4A. Vor Zünden der Lampe ist ihr Widerstand sehr hoch (Verlauf 1) und der Wechselrichter erzeugt eine hohe Spannung Vout. Vom Phasenkompensator 44 wird ein höherer Phasenvorlaufwinkel Ψ2 in der Regelschleife des Resonanz-Wechselrichters bereitgestellt. Der Wechselrichter arbeitet daher im induktiven Modus mit der höheren Schaltfrequenz ω₂, die eine anfängliche Zündfrequenz (IGN in der 4D) ist. Wenn die Lampe läuft und der Parallelresonanzkreis mit einem realen Widerstand belastet ist nimmt die Resonanzfrequenz ab. Gleichzeitig verringert sich der Phasenwinkel des Phasenkompensators 44 auf Ψ1 und die Schaltfrequenz verringert sich ebenfalls auf ω₁. Der Arbeitspunkt des Systems (siehe 4D) wechselt von IGN auf RUN, der der Ausgangsnennleistung des Wechselrichters entspricht. Während des Lampeneinschaltens arbeitet der Wechselrichter stets oberhalb seiner veränderlichen Resonanzfrequenz.
4E zeigt eine Ausführungsform eines parallelbelasteten Resonanz-Wechselrichters mit symmetrischer Halbbrücke. Der Verbraucher, beispielsweise die Gasentladungslampe 39, ist parallel mit dem Resonanzkondensator 48 und in Reihe mit einem Resonanzinduktor 40 geschaltet. Erste gemeinsame Anschlüsse des Resonanzkondensators 40 und der Lampe 40 sind mit einem Verbindungspunkt der in Reihe geschalteten Speicherkondensatoren 49 und 50 verbunden. Der Eingang der Spannungsrückkopplungsschleife am Kondensator 27 ist mit den zweiten gemeinsamen Anschlüssen der Lampe 39 und des Resonanzkondensators 40 verbunden. Vom Kondensator 27 wird Gleichspannung vom Speicherkondensator 50 in die Regelschleife gesperrt.
4F zeigt eine weitere Ausführungsform mit einem verbesserten Phasenkompensator 51, der eine Signalverzögerung in der Regelschleife bereitstellt. Der Eingang des Phasenkompensators 51 ist mit einer Spannungsquelle verbunden, die ein Spannungssignal proportional zur Ausgangsspannung Vout erzeugt. Der Phasenkompensator 51 ist mit dem Verbindungspunkt der in Reihe geschalteten Resonanzkondensatoren 52 und 53 verbunden, die beide die Parallel-Resonanz-Kapazität des Wechselrichters darstellen. Der Phasenkompensator 51 kann ein erstes Phasenverzögerungs-RC-Netzwerk mit einem Widerstand 54 und Kondensator 55 und auch ein zweites RC-Signalphasenvorlaufnetzwerk mit einem Kondensator 56 und Widerstand 38 enthalten. Auch enthält er ein nichtlineares Netzwerk ähnlich dem in der 4B mit Zenerdioden 45, 46 und Widerstand 47.
In einem stationären Modus ist in dem Widerstand 47 kein Strom. Der Verzögerungswinkel des ersten RC-Netzwerks wird so ausgewählt, daß er den Phasenvorlauf des zweiten RC-Netzwerks überkompensiert. Dadurch, daß die Regelschleife eine Phasenverzögerung aufweist, kann eine höhere Ausgangsleistung erreicht werden. Diese Leistung kann mit einer negativen Gleichspannungs-Vorspannung von der negativen Hilfsspannung Vaux über einen Widerstand 57 an der Basis des Transistors 36 weiter gesteigert werden. Durch die Ausführungsform der 4F wird dem Eingang des Transistors 36 eine negative Vorspannung hinzugefügt, um tiefe Lampenabblendung bereitzustellen.
Beim Einschalten der Lampe oder in einem Leerlaufmodus wird der Wechselrichter in der 4F durch Erhöhen seiner Startfrequenz gegen Überspannung und Betrieb im kapazitiven Modus geschützt. Bei hoher Spannung beginnen die Zenerdioden 45 und 46 zu leiten und die Struktur der Regelschleife ändert sich durch Einführung eines zusätzlichen in Reihe geschalteten Phasenvorlauf-RC-Netzwerks mit Kondensator 56 und Widerstand 47, das einen bedeutenden Phasenvorlauf und Systemfrequenzanhub bereitstellt.
5A zeigt eine Ausführungsform, die zwei Rückkopplungs-Regelschleifen kombiniert: eine Spannungsschleife gemäß der oben beschriebenen vorliegenden Erfindung (z.B. 1A) und eine Lampenstrukturschleife. Ein in Reihe mit der Lampe 39 geschalteter Kondensator 58 wird als Lampenstrommesser benutzt. Durch den (wahlfreien) Widerstand 59 wird die Entladung des Kondensators 58 bei Ausschalten der Lampe beschleunigt. Der Kondensator 58 ist über den Widerstand 60 an die Basis des Transistors 36 angekoppelt.
Die 5B zeigt Wellenformen von Signalen im Regelnetzwerk des Wechselrichters in der 5A nach Lampeneinschalten. Während des Einschaltens der Lampe ist das Signal vom Lampenstrommesser (Kondensator 58) vernachlässigbar niedrig. Das System wird über Spannungsrückkopplung verriegelt, die einen Strom iv zum ZSD 36 in einer derartigen Phase bereitstellt, daß das System eine höhere Frequenz mit niedriger Leistung erzeugt, die zum Bereitstellen der angegebenen Einschaltspannung für die Lampe 39 benötigt wird.
Durch Spannungsschleifen wird typischerweise Phasenvorlauf hinsichtlich der Ausgangsspannung Vout während des Einschaltens bereitgestellt. Dann baut sich der Lampenstrom auf und in der Stromschleife erscheint ein begrenztes Stromsignal io. Die Spannung am Kondensator 58 und der Strom i_o sind beide um 90° gegenüber der Wechselrichter-Ausgangsspannung Vout verzögert. Nun weist die geometrische Summe der obigen Ströme i_v + io = iin, angelegt an den Eingang von ZSD 36, eine Phasenverzögerungsverschiebung auf (der Verschiebungswinkel Ψ3 in der 5B). Diese bewirkt eine entsprechende Phasenverschiebung des dem Rampensignal V_CT überlagerten Taktimpulses. Infolgedessen wird die Wechselrichterfrequenz verringert und die Leistung erhöht, so daß vom Wechselrichter nach Lampeneinschalten Lampennennleistung erzeugt wird.
6A zeigt ein Schaltbild eines abblendbaren Lampen-Ballast-Wechselrichters und ist eine Version der in 4A dargestellten Wechselrichterschaltung. Der Abblendsteuerungsstrom I_c liefert eine Gleichstromverschiebung für Sinussignalstrom iin (siehe die Wellenformen in der 6B). Wenn das Abblendsignal positiv ist (ic > 0), dann schaltet der Transistor 36 früher, die Taktimpulsphase wird vorgerückt und die Schaltfrequenz erhöht. Wenn das Abblendsignal negativ ist, wird die Schaltfrequenz verringert (nicht dargestellt).
7A und 7B zeigen Abblendsteuerung für einen abblendbaren Lampen-Ballast-Wechselrichter mit einem vom Wechselrichter-Schaltbild der 2A abgeleiteten Schaltbild. Bei dieser Ausführungsform wird ein p-n-p-Transistor 36 als Nullsignaldetektor benutzt.
8 stellt Abblendsteuerungseigenschaften für Resonanz-Wechselrichter der 6A und 7A dar. Beide Wechselrichter sind beinahe identisch und versorgen standardmäßige T8-Lampen vom 155-VGS-Bus.
Während in der obigen Beschreibung und den Zeichnungen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beschrieben worden sind, versteht es sich, daß die vorliegende Erfindung durch die nachfolgenden Ansprüche definiert wird, wenn sie angesichts der Beschreibung und Zeichnungen gelesen werden. Beide Wechselrichter benutzen einen Regler IR21531, der bei Lampennennleistung mit 125 kHz arbeitet. Durch Anlegen einer Gleichstrom-Vorspannung (I_c) können Phasenvorlauf-(Verzögerungs-)Winkel in der Spannungsrückkopplungsschaltung von 45° bis –45° geändert werden, wodurch ein weiter Bereich von Frequenz- und Leistungsregelungsfähigkeit bereitgestellt wird.

Claims

Resonanz-Wechselrichter mit folgendem: einer eigenerregten Treiberschaltung (10); einer Zeitgeberschaltung (17; 18) verbunden mit einem Eingang der Treiberschaltung; einem Nullsignaldetektor (25) der ein Ausgangssignal ändert, wenn ein Eingangssignal empfangen an einem ersten Eingangsanschluß Polarität wechselt, wobei ein Ausgang des Nullsignaldetektors mit der Zeitgebeschaltung verbunden ist; mit einem mit einem Ausgang der Treiberschaltung verbundenen Parallelresonanzkreis (15); und einer Rückkopplungsschaltung (26), die einen Ausgang des Parallelresonanzkreises mit dem ersten Eingangsanschluß des Nullsignaldetektors verbindet, wobei diese Rückkopplungsschaltung eine Quelle eines veränderlichen Vorspannungsstroms (32) umfaßt, die mit dem ersten Eingangsanschluß des Nullsignaldetektors (25) verbunden ist, um einen Winkel zu verschieben, an dem die Polarität wechselt, um eine Frequenz für den Resonanz-Wechselrichter zu regeln.
Resonanz-Wechselrichter nach Anspruch 1, wobei die Rückkopplungsschaltung (26) weiterhin einen Phasenkompensator umfaßt, der mit einem Regler verbunden ist der diese Quelle eines Vorspannungsstroms einschliesst.
Resonanz-Wechselrichter nach Anspruch 2, weiterhin mit einem Paar Schalttransistoren (11, 12), die von der Treiberschaltung betrieben werden und eine Spannung an einem Eingang eines Parallelresonanzkreises (15) erzeugen, wobei der Ausgang des Parallelresonanzkreises mit dem Phasenkompensator verbunden ist.
Resonanz-Wechselrichter nach Anspruch 2, wobei der Phasenkompensator zwei in Reihe zwischen den Ausgang des Parallelresonanzkreises (15) und einen Masseanschluß geschaltete Kondensatoren (27, 28) und einen weiteren Widerstand (29) parallel mit einem der zwei Kondensatoren, der dem Masseanschluß am nächsten liegt, umfaßt.
Resonanz-Wechselrichter nach Anspruch 4, wobei der Phasenkompensator weiterhin ein Paar antiparallelgeschaltete Zenerdioden (45, 46) parallel mit dem weiteren Widerstand umfaßt.
Resonanz-Wechselrichter nach Anspruch 2, wobei der Regler einen zweiten Verbindungsknoten umfaßt, der mit dem ersten Eingangsanschluß des Nullsignaldetektors (25), dem Phasenkompensator und der Quelle von Vorspannungsstrom (32) verbunden ist.