CN1719711A - 包含具有可变偏流源的反馈电路的谐振逆变器 - Google Patents

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Abstract

具有自激振荡驱动器IC的谐振逆变器用于给AC负载、例如气体放电灯或调节的DC/DC转换器供电，该谐振逆变器包含定时电路，该定时电路产生注入定时电路的控制选通脉冲。该定时电路通过反馈电路与逆变器谐振回路耦合，该反馈电路为谐振逆变器提供相位锁定。该反馈电路包含可变偏流源，该可变偏流源与零信号检测器的输入端子连接以偏移一个角度，在该角度上极性改变以控制该谐振逆变器的频率。

Description

包含具有可变偏流源的反馈电路的谐振逆变器
技术领域
本发明涉及一种谐振逆变器，用于给AC负载、优选气体放电灯供电，以及用于对这样的灯进行调光。本发明还涉及调节的DC/DC转换器电路。
背景技术
下列参考文献被引入作为参考：美国专利：5,245,253；4,998,046；6,246,183；5,723953和5,719,472；美国专利申请US2003/0147263 A1；IR Application Notes AN-995A：“ElectronicBallast Using the Cost-Saving IR2155X Drivers”；IR Design TipDT98-1：“Variable frequency Drive Using IR215X selfoscillating IC’s”；以及Melvin C.Cosby和R.M.Nelms于1994年8月在IEEE Transactions On Industrial Electronics的第41卷第4期发表的“A Resonant Inverter for Electronic BallastApplication”。
气体放电管通常使用用于将AC线电压转换为高频电流的电子镇流器，以便给灯供电。常规的电子镇流器包含AC/DC转换器以及将DC电压转换为灯高频电流的谐振逆变器。该谐振逆变器包含产生高频矩形AC电压的开关晶体管，该高频矩形AC电压被施加到具有串联的电感器和电容器的电压谐振电路上。该气体放电管与该电容器并联耦合。对于高频电子镇流器来说，自激振荡谐振逆变器是产生用于启动的AC电压和用于给灯供电的AC电流的普通部件。自激振荡谐振逆变器利用耦合在谐振回路电路和开关晶体管的栅极之间的反馈变压器来为栅极提供用于维持振荡的正弦电压。谐振逆变器也可用于DC/DC转换器中。
谐振逆变器的主要优点是零电压开关，该零电压开关允许以较高的切换频率操作。典型的谐振逆变器包含具有功率MOSFET的半桥(或全桥)，用于产生高频AC以便给谐振负载供电。通过与LC部件耦合的有效负载而有所区别的三种类型谐振负载是常见的：即串联、并联和串并联电路配置。在谐振负载部件的任何组合中，控制电路为有效和可靠的MOSFET操作提供高于谐振频率的MOSFET切换。当切换高于谐振时，谐振负载的输入是感性的。当切换低于谐振时，这个输入是容性的并且应该被避免。被构建为具有正反馈的振荡器的自激振荡逆变器电路自动提供稳定的感性模式操作。在这样的振荡器中，切换频率超前于谐振负载的谐振频率并且跟踪谐振负载的任何变化。
具有高频振荡逆变器标准工业控制器和自激振荡半桥的镇流器、例如International Rectifier的IR215X和IR53H(D)系列或STMicroelectronics的L6579系列等不具有自激振荡谐振逆变器电路的缺点。然而，预调整的切换频率对谐振负载的谐振频率变化不敏感并且易受噪声和集成电路(IC)电源电压Vcc的变化的影响。考虑到这一点，这些控制器的直接应用是不可能的。在没有校正切换频率的情况下，当在一些稳态条件、调光模式下或在灯启动时低于谐振频率工作时MOSFET能够交叉导通和截止。同样，不提供具有上述IC的功率控制。
一种用于避免这个问题的解决方法在由InternationalRectifier发表的Application Notes AN 995A“Electronic BallastUsing the Cost-Saving IR215X Drivers”中进行了描述。这个参考文献建议了一种具有两个反并联功率二极管的反馈电路，这两个反并联功率二极管与作为零电流检测器的谐振负载串联连接。所述二极管产生矩形AC脉冲信号，该矩形AC脉冲信号迫使IC中的定时电路与这个信号同步切换。反馈信号表示谐振负载中的电流的相位。然而，在谐振负载的任意部分中的零电流检测不提供高于谐振频率的锁相操作所需的360°正反馈角。另外，当功率二极管用作同步信号源时，功率二极管给镇流器增加了显著的功率损耗。
在美国专利5,723,953和5,719,472中公开了其他现有技术的IC驱动的谐振逆变器。这两个专利讲授了通过改变正弦控制信号振幅的半桥IC反馈控制。利用这个方法，迫使相移依赖于反馈信号的振幅以及因此特别是在瞬变过程中振荡系统的稳定性是完美的。
美国专利申请2003/0147263 A1公开了控制逆变器的相位延迟控制。这种控制具有静态的反馈电路，该反馈电路具有表示电感器电流相位的输入信号，该输入信号与表示参考相位的信号进行比较。差值或误差信号被提供给压控振荡器(VCO)以控制逆变器频率和功率。这种控制技术利用合并在控制器中的有源元件来处理脉冲信号。
本申请人的现有申请(S.N.10/649,898)公开了一种用于通过自激振荡驱动器IC的同步来控制谐振逆变器的方法。该方法利用衰减的电压和相移的反馈正弦信号来用于环路锁定。即使如此，仍需要具有较宽范围的控制和较好的稳固性以及相移控制的电路。
用于内部同步IC驱动的谐振半桥逆变器的现有技术电路的问题之一是它们需要显著的相位旋转以得到反馈信号的360°总相移。为了进行可靠的相位锁定并且在闭合环路之前十分期望产生注入的反馈信号，该反馈信号具有相对于外部同步信号的最小的相位差。为了进行可靠的同步，也十分期望在工作频率的宽范围中所注入的信号足够高于斜坡信号。也十分期望具有通过小的外部DC信号的逆变器输出功率控制(如在调光时)。
发明内容
本发明的一个目的是提供一种用于根据小的正弦信号来宽范围地可靠地同步自激振荡IC的方法和电路。
本发明的另一目的是经由同步电路为谐振逆变器提供反馈相位锁定电路。
本发明的又一目的是提供利用便宜的无源元件构建的具有最小的所需相移的电压相位锁定电路。
本发明的又一目的是提供具有可变相移的电压反馈电路，用于产生正弦相位信号以及在灯启动期间增加逆变器频率。
本发明的另一目的是提供组合的电压/灯电流相位控制反馈电路，用于优化启动以及稳态操作模式。
本发明的又一目的是提供具有可变结构的反馈电路，用于产生相位信号以及在灯启动期间增加逆变器频率。
本发明的又一目的是在逆变器开路期间和在稳态灯操作期间提供编程的逆变器频率。
本发明的一个附加目的是提供利用小的DC信号的逆变器功率控制(调光)。
本发明的另一个附加目的是提供功率转换器调节的输出电压或电流。
不同于具有相位控制的现有谐振逆变器，本发明包含控制系统，该控制系统在它的相位控制中利用正弦信号，因此可以将无源元件用于相移。相反，现有技术系统利用有源元件来处理脉冲信号以便用于相移。本发明提供一种有效率的并且成本有效的系统，用于通过成本有效的IC来控制谐振逆变器。仅仅利用一些外部元件，获得有效的同步和调光。利用添加与这些输入端耦合的电压和电流反馈，可以获得用于给气体放电灯供电的镇流器逆变器电路。
附图说明
通过下面的说明将更好地理解本发明的上述的以及其他的特征和优点。
图1A是本发明的第一实施例中由具有电压环路锁定和外部控制的自激振荡IC驱动的谐振逆变器的电路图。
图1B显示了在图1A的定时电路中形成同步选通脉冲的信号的波形。
图2A是另一个实施例的电路图，其中谐振逆变器由类似于图1A、但具有倒相的控制信号的自激振荡IC驱动。
图2B显示了在图2A的定时电路中形成同步选通脉冲的信号的波形。
图3A是又一实施例的电路图，其中谐振逆变器使用基于反馈环路中的NPN晶体管的控制。
图3B显示了在图3A的控制电路中形成同步选通脉冲的信号的波形。
图4A显示了用于环路锁定电路中配备有可变相移的镇流器的电压谐振逆变器的电路图。
图4B显示了稳态模式下在图4A的电路中形成选通脉冲的信号的波形。
图4C显示了与在图4B中相同的、但是在逆变器开路模式下或在灯启动间隔开始时的波形。
图4D显示了在灯启动期间图4A的谐振逆变器的频率特性。
图4E显示了对称半桥谐振逆变器中的控制系统的实现。
图4F显示了在电压锁定环路中具有相位延迟补偿器的本发明的一个实施例。
图5A显示了具有组合的电压和电流锁定环路的谐振逆变器的电路图，该谐振逆变器用于优化启动和稳态模式。
图5B显示了在灯启动后图5A的电路图中的波形。
图6A是具有调光特性的本发明的镇流器谐振逆变器的电路图。
图6B显示了当DC调光控制信号是正的时在图6A的电路图中形成同步选通脉冲的信号的波形。
图7A显示了具有基于PNP晶体管的同步控制和具有调光特性的本发明的镇流器谐振逆变器的电路图。
图7B显示了当DC调光控制信号是负的时在图7A的电路图中形成同步控制选通脉冲的信号的波形。
图8显示了当给同一气体放电灯供电时具有图6A(NPN)和图7A(PNP)的控制电路的镇流器逆变器的调光特性(输出功率对DC控制信号)。
具体实施方式
图1A是具有标准自激振荡驱动器集成电路(IC)10的镇流器谐振逆变器的方块电路图，示出了本发明的同步控制装置。IC 10的HO和LO输出驱动半桥功率级，该半桥功率级包含MOSFET 11和12以及栅极电阻器13和14。IC 10配备有自举电容器CB，该自举电容器CB与IC10的管脚VB连接，该IC 10的管脚VB与自举二极管耦合(未示出)。MOSFET 11和12连接到高电压(+VBUS)DC，以便在谐振回路15的输入端上产生AC电压。负载16、例如气体放电灯或具有带滤波器的整流器的变压器与谐振回路15耦合。控制器IC 10具有内置的振荡器，该振荡器与工业标准CMOS 555定时器类似。可利用定时电路对初始振荡器频率进行编程，该定时电路包含与IC 10的管脚CT和RT耦合的外部定时电阻器17和定时电容器18。在图1A的电路和以下公开的其他类似电路中，IC 10的低侧输出LO与RT管脚电压信号同相。由于RT管脚电压电势相对于公共端子(COM)在低(0)和高(+VCC)之间变化，所以CT管脚电压VCT具有叠加在DC电压上的斜坡形状。IC 10振荡器在高(2/3VCC)和低(1/3VCC)的预定的CT管脚电压电平上切换。
在本发明的一个方面中，通过在COM端子和定时电容器18之间插入具有两个反并联二极管19和20以及串联电阻器21和22的网络来改善定时电路，该串联电阻器21和22都与COM端子耦合。小电容器23(例如，100-200pf)连接到二极管19和电阻器21之间的节点上以及通过电阻器24连接到+VCC端子上。电容器23和电阻器24之间的节点连接到零信号检测器(ZSD)25的输出端上，当在第一输入端子上的输入信号Vin改变极性时该零信号检测器(ZSD)25切换。ZSD 25可以是高频放大器、电压比较器或单个晶体管。图1A的电路使用倒相型ZSD。当ZSD 25的正弦输入信号从负变为正时，ZSD 25将启动电容器23到电阻器21的瞬时放电。在电阻器21上产生的负选通脉冲将被叠加在CT管脚斜坡电压VCT上。在控制IC中可以使用这个选通脉冲控制，该控制IC使用具有与地(公共)连接的定时电容器CT的不同类型的振荡器。
图1B说明了图1A的电路中的波形，包含当ZSD 25的正弦输入信号Vin从负变为正时由ZSD 25所产生的负选通脉冲。在斜坡电压VCT达到较低的1/3VCC界限之前叠加在斜坡电压VCT上的负选通脉冲促使IC10切换。
可以利用任何类型的全波谐振逆变器(串联、并联或串并联)以及任何类型的负载(气体放电灯、电感加热器、具有带滤波器和DC负载的整流器的变压器，等等)来构建控制系统。
根据本发明的另一个方面，经由相位补偿器26从谐振回路15的输出端到ZSD 25的输入端提供电压锁定环路。相位补偿器26为反馈信号提供相位超前(或延迟)，该相位超前通过在反馈环路中提供直至360°的相移而在所希望的频率上同步控制器。谐振回路15的输出电压Vout通过相位补偿器26被衰减并且被相移。在图1A中，显示了具有串联电容器27和28以及与电容器28并联连接的电阻器29的相位补偿器26的经济版本。以下公开了同样利用无源元件构建的相位补偿器26的其他实施例。
上述系统可以配备用于附加的逆变器频率/功率控制的控制器。通过改变选通脉冲相位来控制系统振荡频率。如图1A中所示，该控制器可以包含可变DC偏流ic的源32，该源32经由电阻器33与ZSD 25的输入端Vin耦合，用于外部选通脉冲相位控制。具有电阻器30和31的电阻分压器可被用作ZSD 25的输入的匹配网络。节点N可以(a)通过电阻器31连接到相位补偿器26上；(b)通过电阻器33连接到DC偏流IC的源32上；(c)连接到与地连接的电阻器30上；以及(d)连接到ZSD 25的第一输入端子上。
图2A显示了另一个实施例，该实施例包含非倒相ZSD 34，它的输出端经由另一个电容器35与电阻器22耦合。通过经由ZSD 34使另一个电容器35放电给电阻器22，在串联电阻器22上产生正选通脉冲。这个实施例与第一实施例类似，除了另一个电容器35连接在二极管20和电阻器22之间的节点上以及ZSD 34的另一个输入端子接收Vin。利用这个连接，可以控制定时电容器18的充电间隔。通过限制电阻器36从负辅助电压源Vaux对另一个电容器35进行充电。当ZSD 34的输入信号Vin从正变为负时，通过经由ZSD 34使电容器35放电给电阻器22，在电阻器22上产生正选通脉冲。
如从图2B可以看到，正选通脉冲被叠加在VCT斜坡电压上。结果，在斜坡电压VCT达到较高的2/3Vcc界限的时间点之前，选通脉冲迫使振荡器切换。
这两个实施例的负和正选通脉冲都提供宽范围的可靠频率控制，因为选通脉冲的振幅与峰-峰斜坡电压是可比较的并且可以比这个电压更高。
图1A和2A的电路具有相同的开环控制特性并且可以使用用于相位锁定的相同的反馈信号偏移。也就是说，DC控制信号IC可以被施加到ZSD 25或34的正弦电压反馈输入端上以偏移ZSD 25或34的开关角。在闭合的锁定环路情况下，借助于偏流源32的反馈环路中的相位偏移提供对谐振逆变器的频率控制。
以下描述的其它实施例是第一和第二实施例的变型方案，这些变型方案还提供另外的改进以及促进对本发明的理解。
图3A-B示出具有作为零信号检测器的NPN晶体管36的实施例。为了提供来自AC电流源的对称切换，反并联二极管37连接到晶体管36的基极发射极结上。晶体管36的输入端经由电阻器38与相位补偿器26的输出端耦合，因此晶体管36可被认为是电压驱动装置。当晶体管36截止时，通过源自+Vcc电压的小电流经由电阻器24和21对电容器23充电。当晶体管36导通时，电容器23立即放电给电阻器21，从而产生负选通脉冲。该选通脉冲使IC 10的振荡器与正弦电压Vsync同步。输出逆变器电压Vout和外部同步正弦电压Vsync(假定在电阻器38处开环)之间的相位角对应于来自相位补偿器26的用于在逆变器工作频率上相位锁定的相移角。针对包含气体放电灯的大多数AC负载，使用相位超前相位补偿器26(在所有附图中显示了相位超前示意图)。如果需要小的相位延迟，则可以使用相位延迟补偿器。例如，为了相位延迟或零相移，附加的电阻器(未显示)可以与相位补偿器26中的电容器27并联连接。来自源32的控制电流Ic经由电阻器33为晶体管36的基极提供DC偏流，以用于逆变器频率/功率控制。
图4A显示了本发明的另一个实施例，在镇流器谐振并联逆变器中具有作为负载的气体放电灯39。逆变器的谐振回路可以包含谐振电感器40和与灯39并联耦合的谐振电容器41。DC阻塞电容器43与电感器40串联连接。逆变器相位锁定反馈网络可包含具有非线性串联网络的改进的相位补偿器44，该非线性串联网络具有背对背连接的齐纳二极管45和46以及电阻器47。这个串联网络与相位补偿器44的较低电容器28并联连接。齐纳二极管45和46具有比在稳态模式下相位补偿器的Vsync输出电压的峰值高一点的阈值电压。因此，电阻器47在这个模式期间将不传导任何电流。在这个模式下，相位补偿器44的操作类似于图3A中相位补偿器26的操作。
在图4B中显示了在稳态模式下的波形，其中可以看出相位超前角Ψ1由相位补偿器44产生以便提供额定灯频率。在灯启动或开路模式期间，谐振负载的谐振频率变高并且可能在逆变器元件中引起电压和电流应力。实际上，对MOSFEF产生应力的容性模式是可能的。在灯启动期间在图4A的逆变器中防止这种情况。由于逆变器的输出电压Vout在启动时比在稳态模式下高得多，则相位补偿器44的电容器28上的Vsync电压也较高并且齐纳二极管45和46开始导通。通过引入电阻器47，与电容器28耦合的总阻抗降低并且相位补偿器44的超前角甚至高于在稳态模式下的超前角。这导致较高的切换频率以及在启动和开路模式下输出电压的降低。镇流器逆变器在谐振频率之上工作。在图4C中显示了在开路或灯启动模式下的波形。即使到ZSD 36的正弦输入电流有一点失真，这个准正弦电流的超前角与稳态模式相比被增加(Ψ2＞Ψ1)。
图4D显示了传递函数(实电压增益|Vout/Vin|对相对频率ω/ω0，其中ω0是无负载的谐振回路的谐振频率)。曲线1对应于开路谐振回路传递函数，该传递函数假定一些功率损耗。曲线2显示了由手术照明灯加载的相同谐振回路的传递函数。图4D也显示了图4A中的实施例的镇流器/灯启动轨迹。在灯点燃之前，它的阻抗很高(曲线1)并且逆变器产生高电压Vout。相位补偿器44在谐振逆变器的锁定环路中提供较高的相位超前角Ψ2。因此，逆变器以较高的切换频率ω2在感性模式下工作，该切换频率ω2是点燃的初始频率(图4D中的IGN)。当启动灯并且谐振回路加载有实电阻时，谐振频率减小。同时，相位补偿器44的相位角减小到Ψ1并且切换频率也减小到ω1。系统工作点从IGN转移到对应于逆变器的额定输出功率的RUN。在灯启动期间逆变器通常在其可变谐振频率之上工作。
图4E显示了对称半桥并联加载的谐振逆变器的实施例。负载、例如气体放电灯39与谐振电容器48并联连接并且与谐振电感器40串联连接。谐振电容器48和灯39的第一公共端子与串联的储能电容器49和50的接点连接。在电容器27上的电压反馈环路的输入端与灯39和谐振电容器48的第二公共端子连接。电容器27阻止来自储能电容器50的DC电压进入锁定环。
图4F显示了具有增强的相位补偿器51的另一个实施例，该相位补偿器51在锁定环中提供信号延迟。相位补偿器51的输入端与电压源连接，该电压源产生与输出电压Vout成比例的电压信号。相位补偿器51与串联谐振电容器52和53的接点连接，该串联谐振电容器52和53表示逆变器的并联谐振电容。相位补偿器51可以包含具有电阻器54和电容器55的第一相位延迟RC网络以及包含电容器56和电阻器38的第二RC信号相位超前网络。相位补偿器51也包含非线性网络，该非线性网络类似于图4B中具有齐纳二极管45、46和电阻器47的非线性网络。
在稳态模式下，电阻器47中没有电流。第一RC网络的延迟角被选择用于过度补偿第二RC网络的相位超前。通过在锁定环中具有相位延迟，可以达到较高的输出功率。该功率可以利用从负辅助电压Vaux经由电阻器57到晶体管36的基极的负DC偏流被进一步提高。图4F中的实施例将负偏流添加到晶体管36的输入端上以提供深度灯调光(deep lamp dimming)。
当启动灯时或在开路模式下，图4F中的逆变器通过增大它的切换频率而被保护以免于过电压以及容性模式操作。在高压下，齐纳二极管45和46开始导通，并且通过引入具有电容器56和电阻器47的附加的串联相位超前RC网络来改变锁定环的结构，该串联相位超前RC网络提供显著的相位超前和系统频率提高。
图5A显示了合并两个反馈锁定环的实施例：上述的根据本发明的电压环(例如，图1A)和灯电流环。与灯39串联连接的电容器58被用作灯电流传感器。当灯关闭时，电阻器59(可选)加速电容器58放电。电容器58经由电阻器60与晶体管36的基极耦合。
图5B示出了在灯启动之后图5A中的逆变器控制网络中的信号的波形。在灯启动期间，来自灯电流传感器(电容器58)的信号很小。系统经由电压反馈被锁定，该电压反馈以这样的相位提供电流iv给ZSD 36，以致系统以给灯39提供规定的启动电压所需的低功率产生较高的频率。
通常，电压环在启动期间提供相对于输出电压Vout的相位超前。然后，灯电流增大并且有限的电流信号io出现在电流环中。电容器58上的电压和电流io相对于逆变器输出电压Vout延迟大约90°。现在高于电流iv+io＝iin的几何和是相位延迟偏移的特征(见图5B中的偏移角Ψ3)，iin被施加到ZSD 36的输入端上。这导致叠加在斜坡信号VCT上的选通脉冲的相应相移。结果，降低了逆变器频率并且增加了功率，因此在灯启动之后由逆变器产生额定灯功率。
图6A显示了可调光的灯的镇流器逆变器的电路图，并且是在图4A中所示的逆变器电路的一个版本。调光控制电流Ic为正弦信号电流iin提供DC偏移(见图6B中的波形)。如果调光信号是正的(Ic＞0)，则晶体管36较早地导通，选通脉冲相位超前并且增大了切换频率。当调光信号是负的时，则减小了切换频率(未示出)。
图7A和7B显示了用于可调光的灯的镇流器逆变器的调光控制，该逆变器具有从图2A中的逆变器电路图得到的电路图。这个实施例使用PNP晶体管36作为零信号检测器。
图8显示了图6A和7A的谐振逆变器的调光控制特征曲线。这两个逆变器几乎相同并且是来自155VDC总线的功率标准T8灯。
虽然在上面的说明和附图中已经描述了本发明的实施例，但在根据说明书和附图阅读时应理解的是，本发明由下述权利要求所限定。逆变器都利用在125kHz以额定灯功率工作的IR21531控制器。通过施加DC偏流(Ic)，电压反馈电路中的相位超前(延迟)角可从45°变化到-45°，这提供宽范围的频率和功率调节能力。

Claims (6)

1.一种谐振逆变器，其包含：
自激振荡驱动器电路；
定时电路，该定时电路与所述驱动器电路的输入端连接；
零信号检测器，当在第一输入端子上接收到的输入信号改变极性时所述零信号检测器改变输出信号，所述零信号检测器的输出端与所述定时电路连接；
谐振回路，该谐振回路与所述驱动器电路的输出端连接；以及
反馈电路，该反馈电路将所述谐振回路的输出端与所述零信号检测器的所述第一输入端子连接，所述反馈电路包含可变偏流源，该可变偏流源与所述零信号检测器的所述第一输入端子连接，以便偏移一个角度，在该角度上极性改变以控制所述谐振逆变器的频率。
2.如权利要求1所述的谐振逆变器，其中所述反馈电路还包含相位补偿器，该相位补偿器与包含所述偏流源的控制器连接。
3.如权利要求2所述的谐振逆变器，还包含一对由所述驱动器电路操作的并且在所述谐振回路的输入端上产生电压的开关晶体管，其中所述谐振回路的所述输出端与所述相位补偿器连接。
4.如权利要求2所述的谐振逆变器，其中所述相位补偿器包含两个串联连接在所述谐振回路的所述输出端和公共端子之间的电容器、以及与所述两个电容器中最接近于所述公共端子的那个电容器并联的另一个电阻器。
5.如权利要求4所述的谐振逆变器，其中所述相位补偿器还包含与所述另一个电阻器并联的背对背连接的一对齐纳二极管。
6.如权利要求2所述的谐振逆变器，其中所述控制器包含第二节点，该第二节点与所述零信号检测器的所述第一输入端子、所述相位补偿器和所述偏流源连接。
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