CN111431424A - 一种谐振电路 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种谐振电路，包括谐振主电路、频率控制电路、电容以及电流比较电路；频率控制电路包括压控振荡器与驱动控制电路；电容的两端分别连接压控振荡器的频率控制端与电流比较电路的输出端，压控振荡器的反馈端连接固定幅值的直流电；电流比较电路用于将表征流经谐振主电路中开关管的电流大小的电流检测信号与预设的基准信号进行比较，当前者不小于后者时输出比较信号并通过电容叠加至压控振荡器的频率控制端，以使压控振荡器停止为电容充电；频率控制电路用于通过驱动控制电路输出驱动信号至谐振主电路的开关管；各开关管对应的驱动信号的高电平时间分别为电容的充电时间与放电时间。该谐振电路能够有效提高响应速度，快速调节输出电流。

Description

一种谐振电路

技术领域

本申请涉及电路技术领域，特别涉及一种谐振电路。

背景技术

驱动电路多采用谐振电路实现高功率密度与高效率。谐振电路实现了原边侧开关管的零电压开通以及副边侧整流二极管的零电流关断，此技术也称之为软开关技术，可以降低电源的开关损耗，提高功率变换器的功效和功率密度。同时，其中的频率控制电路基于反馈电路根据副边侧的输出电流生成反馈信号来改变原边侧开关管的工作频率，实现了输出电流的恒定。

具体而言，参考图1所示，现有技术中，反馈电路生成反馈信号，此反馈信号为副边侧的输出电流与预设值的差值。反馈信号输入到频率控制电路中的压控振荡器的反馈端，压控振荡器的频率控制端连接有电容，压控振荡器根据反馈信号的大小控制该电容的充电电流和放电电流的大小。电容的充放电电流大小关系其充放电时间。进一步，压控制振荡器将电容的充电时间以及放电时间信息输出给频率控制电路中的驱动控制电路，进而驱动控制电路将放电时间同步为谐振主电路中开关管Q1的驱动信号的高电平时间，将充电时间同步为谐振主电路中开关管Q2的驱动信号的高电平时间。开关管Q1与Q2的驱动信号的占空比接近50％。

也就是说，现有技术中，反馈信号响应副边侧的输出电流，压控振荡器根据反馈信号调整电容的充放电电流大小，以改变电容的充放电时间，且电容的充放电时间分别被同步为谐振主电路中开关管的驱动信号的高电平时间，从而改变开关管的驱动频率，达到调节输出电流的目的。然而，上述现有的技术方案的响应速度较慢，响应时间为毫秒级，输出电流不能被快速调节。

有鉴于此，如何提高响应速度，实现输出电流的快速调节已成为本领域技术人员亟待解决的技术问题。

发明内容

本申请的目的是提供一种谐振电路，能够提高响应速度，实现输出电流的快速调节。

为解决上述技术问题，本申请提供了一种谐振电路，包括：

谐振主电路、频率控制电路、电容以及电流比较电路；所述谐振主电路的输入端输入直流电压、输出端输出高频交流电流，所述谐振主电路包括开关管，且当所述谐振主电路为半桥拓扑时，所述谐振主电路包括两个开关管，当所述谐振主电路为全桥拓扑时，所述谐振主电路包括四个开关管；所述频率控制电路包括压控振荡器与驱动控制电路；所述压控振荡器的频率控制端与所述电容的第一端连接，所述电容的第二端与所述电流比较电路的输出端连接；所述压控振荡器的反馈端连接固定幅值的直流电，以使所述压控振荡器为所述电容充放电的电流大小不变；

所述电流比较电路，用于接收电流检测信号，并将所述电流检测信号与预设的基准信号进行比较，且当所述电流检测信号不小于所述基准信号时，输出高电平的比较信号至所述电容的第二端并通过所述电容叠加至所述压控振荡器的频率控制端，以使所述压控振荡器停止为所述电容充电；其中，所述电流检测信号表征流经所述谐振主电路中开关管的电流大小；

所述频率控制电路，用于通过所述驱动控制电路输出驱动信号至所述谐振主电路的所述开关管；其中，各所述开关管对应的所述驱动信号的高电平时间分别为所述电容的充电时间与放电时间。

可选的，所述电流比较电路包括：

运算放大器；所述运算放大器的同相输入端连接所述电流检测信号，所述运算放大器的反相输入端连接所述基准信号，所述运算放大器的输出端连接所述压控振荡器。

可选的，所述电流检测信号具体表征流经所述谐振主电路中连接输入电压负极的开关管的电流大小。

可选的，检测得到所述电流检测信号的方式为：

检测位于所述连接输入电压负极的开关管一端的检测点的电流大小；相应的，所述连接输入电压负极的开关管串接电阻后连接所述输入电压的负极。

可选的，还包括：

输出控制器、N路整流滤波电路以及与各所述整流滤波电路一一对应的开关；其中，N大于或等于2；各所述整流滤波电路与其对应的所述开关串联后并联于所述谐振主电路的输出端；所述输出控制器连接各所述开关的控制端以及所述频率控制电路；

所述输出控制器，用于输出第一控制信号至所述频率控制器，所述第一控制信号在一个控制周期内包含死区时间与至少N个斩波时间，以使所述频率控制电路在所述死区时间内停止工作，在所述斩波时间内正常工作；并且输出时序不同的第二控制信号至各所述开关，以使所述开关在其对应的所述斩波时间内导通。

可选的，所述输出控制器还用于调节与所述整流滤波电路并联的负载的平均电流。

可选的，所述输出控制器具体用于通过调节所述斩波时间的宽度和/或所述死去时间的宽度和/或所述控制周期来调节与所述整流滤波电路并联的负载的平均电流。

可选的，所述输出控制器还用于：

接收调光信号以及所述负载的平均电流的采样信号；

基于所述调光信号以及调光信号与目标输出电流平均值的对应关系，得到目标输出电流值；

将所述目标输出电流值与所述采样信号进行比较，并基于比较结果调节所述负载的平均电流。

可选的，所述整流滤波电路包括：

整流二极管以及滤波电容；所述整流二极管与所述滤波电容串联。

本申请所提供的谐振电路，包括：谐振主电路、频率控制电路、电容以及电流比较电路；所述谐振主电路的输入端输入直流电压、输出端输出高频交流电流，所述谐振主电路包括开关管，且当所述谐振主电路为半桥拓扑时，所述谐振主电路包括两个开关管，当所述谐振主电路为全桥拓扑时，所述谐振主电路包括四个开关管；所述频率控制电路包括压控振荡器与驱动控制电路；所述压控振荡器的频率控制端与所述电容的第一端连接，所述电容的第二端与所述电流比较电路的输出端连接；所述压控振荡器的反馈端连接固定幅值的直流电，以使所述压控振荡器为所述电容充放电的电流大小不变；所述电流比较电路，用于接收电流检测信号，并将所述电流检测信号与预设的基准信号进行比较，且当所述电流检测信号不小于所述基准信号时，输出高电平的比较信号至所述电容的第二端并通过所述电容叠加至所述压控振荡器的频率控制端，以使所述压控振荡器停止为所述电容充电；其中，所述电流检测信号表征流经所述谐振主电路中开关管的电流大小；所述频率控制电路，用于通过所述驱动控制电路输出驱动信号至所述谐振主电路的所述开关管；其中，各所述开关管对应的所述驱动信号的高电平时间分别为所述电容的充电时间与放电时间。

可见，较之检测谐振主电路的输出电流并基于输出电流得到反馈信号的现有技术方案，本申请所提供的谐振电路检测流经谐振主电路中开关管的电流得到电流检测信号，进而基于此电流检测信号得到比较信号，从而有效减少响应时间。另外，较之响应反馈信号，并通过控制电容的充放电电流大小来改变开关管的驱动信号的高电平时间的现有技术，本申请所提供的谐振电路，电容的充放电电流大小不变，驱动信号的高电平时间与比较信号相关联，开关管的工作频率与比较信号的相关联，极大的加快了频率控制电路的响应速度，实现输出电流的快速调节。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例中的技术方案，下面将对现有技术和实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有谐振电路的示意图；

图2为本申请实施例所提供一种谐振电路的示意图；

图3为本申请实施例所提供的另一种谐振电路的示意图；

图4a为现有压控振荡器的示意图；

图4b为本申请实施例所提供的压控振荡器的示意图；

图5为开关管的驱动信号与电容充放电时间的关系示意图；

图6为本申请实施例所提供的又一种谐振电路的示意图；

图7为本申请实施例所提供的一种控制信号的时序图；

图8为本申请实施例所提供的一种整流滤波电路的示意图。

具体实施方式

本申请的目的是提供一种谐振电路，能够提高响应速度，实现输出电流的快速调节。

为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

请参考图2，图2为本申请实施例所提供的一种谐振电路的示意图，参考图2所示，该谐振电路包括：

谐振主电路10、频率控制电路20、电容C2以及电流比较电路30；谐振主电路10的输入端输入直流电压、输出端输出高频交流电流，谐振主电路10包括开关管，且当谐振主电路10为半桥拓扑时，谐振主电路10包括两个开关管(如图2所示)，这两个开关管互补导通；当谐振主电路10为全桥拓扑时，谐振主电路10包括四个开关管，这四个开关管两两互补导通(对于全桥拓扑下四个开关管的排布，本申请在此不作赘述，可参考相关现有技术)；频率控制电路20包括压控振荡器202与驱动控制电路201；压控振荡器202的频率控制端与电容C2的第一端连接，电容C2的第二端与电流比较电路30的输出端连接；压控振荡器202的反馈端连接固定幅值的直流电，以使压控振荡器202为电容C2充放电的电流大小不变；

电流比较电路30，用于接收电流检测信号，并将电流检测信号与预设的基准信号进行比较，且当电流检测信号不小于基准信号时，输出高电平的比较信号至电容C2的第二端并通过电容C2叠加至压控振荡器202的频率控制端，以使压控振荡器202停止为电容C2充电；其中，电流检测信号表征流经谐振主电路10中开关管的电流大小；

频率控制电路20，用于通过驱动控制电路201输出驱动信号至谐振主电路10的开关管；其中，各开关管对应的驱动信号的高电平时间分别为电容C1的充电时间与放电时间。

具体而言，以谐振主电路10包括两个开关管为例，谐振主电路10的输入端连接输入电压，输出端输出高频交流电流。谐振主电路10主要包括第一开关管Q1、第二开关管Q2以及由谐振电感L、谐振电容C、变压器T构成的谐振电路。第一开关管Q1与第二开关管Q2串联后连接于谐振主电路10的输入端，且第一开关管Q1与第二开关管Q2互补导通，即第一开关管Q1处于导通状态时，第二开关管Q2处于关断状态，第二开关管Q2处于导通状态时，第一开关管Q1处于关断状态。变压器T的副边为谐振主电路10的输出端，变压器T负责将谐振电流从原边转换到副边并输出高频交流电流。

其中，本申请通过设置谐振电路中谐振电感L的感量、谐振电容C的容量以及变压器T的励磁电感量将谐振电流的波形设置为接近三角形的波形。

电流比较电路30的检测端连接电流检测信号，输出端连接频率控制电路20的压控振荡器202，用于将接收到电流检测信号与预设的基准信号进行比较，并当电流检测信号不小于基准信号时，输出高电平的比较信号至电容C2的第二端并通过电容C2叠加至压控振荡器202的频率控制端。其中，电流检测信号表征流经谐振主电路10中开关管的电流大小。即本申请检测的是流经谐振主电路10中开关管的电流，而非谐振主电路10输出的电流。另外，基准信号用于设定谐振主电路10输出的高频交流电流的幅值。

在一种具体的实施方式中，电流比较电路30包括：运算放大器；运算放大器的同相输入端连接电流检测信号，运算放大器的反相输入端连接基准信号，运算放大器的输出端连接压控振荡器202。

具体的，参考图3所示，本实施例基于运算放大器构建电流比较电路30，通过运算放大器将电流检测信号(图中所示X)与基准信号(图中所示Vref)进行比较，并当电流检测信号不小于基准信号时，输出比较信号至频率控制电路20中的压控振荡器202，具体输出至压控振荡器202的频率控制端。

频率控制电路20包括压控振荡器202与驱动控制电路201。其中，压控振荡器202的反馈端(FB端)连接固定幅值的直流电平，从而使压控振荡器202中电容的充电电流与放电电流大小不变。另外，压控振荡器202的频率控制端(CF端)连接电容C2的第一端。

在压控振荡器202的频率控制端未接收到比较信号时，压控振荡器202通过固定幅值的充电电流为电容C2充电，当压控振荡器202的频率控制端接收到比较信号后，在接收到比较信号的时刻，压控振荡器202将充电过程截止，电容C2从接收到比较信号的时刻开始放电。也就是说，电容C2的充放电时间与比较信号相关，而非由充放电电流决定。驱动控制电路201负责输出驱动信号至对应的开关管；其中，各开关管对应的驱动信号的高电平时间分别为电容的充电时间与放电时间。从而实现开关管的驱动信号的高电平时间与比较信号相关联，使开关管的工作频率随着比较信号的变化而变化，达到根据比较信号调整开关管的工作频率，从而达到快速响应的目的。

进一步，参考图4a所示，图4a为现有的压控振荡器的示意图，其原理如下：

镜像电流源电路使镜像电流源电路右边电流等于左边电流，即ISET1＝ISET，ISET由压控振荡器的FB端根据谐振主电路的输出电流信号V1调节。图4a中A表示放电电流源，且ISET2＝2ISET1。锁存器内部设置一个上限值和一个下限值，当压控振荡器202的CF端的电压小于下限值时，锁存器输出高电平使放电电流源A停止工作，电容C1由电流ISET1充电；当压控振荡器202的CF端的电压大于上限值时，锁存器输出低电平使放电电流源A工作，电容C1由电流ISET2放电。由于电容C1充放电，压控振荡器202的CF端的电压为一个三角波，驱动控制电路201进一步将电容C1的充电时间同步为开关管Q2的驱动信号的高电平时间，将电容C1的放电时间同步为开关管Q1的驱动信号的高电平时间。开关管的驱动信号与电容充放电时间的关系可参考图5所示。

结合图4b所示，本申请所提供的谐振电路中压控振荡器202的反馈端(FB端)连接固定幅值的直流电V2，以使压控振荡器202为电容C2充放电的电流大小不变，使ISET始终保持不变，连接电容C2的第一端，电容C2的第二端与谐振电路中压控振荡器202的频率控制端(CF端)连接电容C2的第一端，电容C2的第二端与电流比较电路30的输出端相连，当电流检测信号达到基准信号时，比较电路输出高电平的比较信号(即图4b所示V)，并通过电容C2叠加到压控振荡器202的CF端，从而瞬间升高压控振荡器202的CF端的电平，使压控振荡器202的CF端的电平触及到锁存器的上限值，进而促使压控振荡器202的CF端停止对电容C2充电，即CF端的电压三角波开始翻转。当电流检测信号低于基准信号时，比较电路停止工作，压控振荡器202的CF端继续放电，直至电压小于锁存器的下限值，此后压控振荡器202的CF端通过电容C2重新开始充电进入新的周期。CF端开始放电时刻根据电流检测信号的变化而变化，即根据谐振主电路10中开关管的电流大小变化而变化，也即CF端的充电时间在每个开关周期内响应谐振主电路中开关管的电流的变化，从而实现微秒级的响应速度。

进一步，在一种具体的实施方式中，上述电流检测信号具体表征流经谐振主电路10中连接输入电压负极的开关管的电流大小。

具体的，本实施例中，电流检测信号具体为流经谐振主电路10中连接输入电压的负极的开关管的电流大小。其中，检测得到所述电流检测信号的方式可以为：

检测位于连接输入电压负极的开关管一端的检测点的电流大小；相应的，连接输入电压负极的开关管串接电阻后连接输入电压的负极。

具体的，本实施例采用直接检测的方式得到流经连接输入电压的负极的开关管的电流大小，具体即检测点位于连接输入电压的负极的开关管一端，进而检测此检测点的电流大小，例如，图3所示的A检测点。此时，相适应的，连接输入电压的负极的开关管串接电阻(图中所示Rs)后连接输入电压的负极。

当然，还可以采取间接检测的方式，例如，检测点位于图3所示的B点，通过检测B点得到谐振电流，进一步基于谐振电流剥离得到流经连接输入电压负极的开关管的电流。

综上所述，较之检测谐振主电路的输出电流并基于输出电流得到反馈信号的现有技术方案，本申请所提供的谐振电路检测流经谐振主电路中开关管的电流得到电流检测信号，进而基于此电流检测信号得到比较信号，从而有效减少响应时间。另外，较之响应反馈信号，并通过控制电容的充放电电流大小以改变开关管的驱动信号的高电平时间的现有技术，本申请所提供的谐振电路，电容的充放电电流大小不变，驱动信号的高电平时间与比较信号相关联，开关管的工作频率与比较信号的相关联，极大的加快了频率控制电路的响应速度，实现输出电流的快速调节。

进一步，参考图6所示，在上述实施例的基础上，谐振电路还包括：输出控制器50、N路整流滤波电路40以及与各整流滤波电路40一一对应的开关S；其中，N大于或等于2；各整流滤波电路40与其对应的开关串联后并联于谐振主电路10的输出端；输出控制器50连接各开关的控制端以及频率控制电路20；输出控制器50，用于输出第一控制信号至频率控制器，第一控制信号在一个控制周期内包含死区时间与至少N个斩波时间，以使频率控制电路20在死区时间内停止工作，在斩波时间内正常工作；并且输出时序不同的第二控制信号至各开关，以使开关在其对应的斩波时间内导通。

具体的，各整流滤波电路40分别对应一路开关，整流滤波电路40与对应的开关串联，且整流滤波电路40并联负载。各整流滤波电路40与其对应的开关串联后并联于谐振主电路10的输出端。输出控制器50连接各开关的控制端以及频率控制电路20。

一方面，输出控制器50根据其内部设定的每路整流滤波电路40输出的电流值，输出一个周期性的控制信号(即第二控制信号，输出至不同开关的第二控制信号的时序不同)至各整流滤波电路40串联的开关，实现对各开关通断的控制。各开关在其对应的第二控制信号的斩波时间内导通。由此，负载上流过的平均电流与控制周期以及对应的斩波时间宽度成线性关系。

另一方面，输出控制器50还用于控制频率控制电路20的工作状态，具体而言，输出第一控制信号至频率控制电路20，其中，第一控制信号在一个控制周期包括死区时间以及至少N个斩波时间。在死区时间内，频率控制电路20停止工作，此时谐振主电路10的各开关管均断开。在斩波时间内，频率控制电路20正常工作，此时，谐振主电路10按照设定的高频交流电流的幅值输出。其中，一个控制周期包括多个开关周期。

参考图7所示，以N等2即设置两路整流滤波电路40为例：

Vc表示第一控制信号，VC1与VC2表示第二控制信号。

在斩波时间t1内，频率控制电路20正常工作，且输出驱动信号给谐振主电路10的开关管Q1和开关管Q2，使谐振主电路10正常工作输出电流。同时，输出控制器50输出VC1信号控制对应的第一开关导通，使串联该第一开关的支路流过电流，此时此电流实质为谐振主电路10的输出电流。

在斩波时间t2内，频率控制电路20正常工作，且输出驱动信号给谐振主电路10的开关管Q1和开关管Q2，使谐振主电路10正常工作输出电流。同时，输出控制器50输出VC2信号控制对应的第二开关导通，使串联该第二开关的支路流过电流，此时该实质为谐振主电路10输出电流。

在死区时间to1和to2内，输出控制器50控制频率控制电路20停止工作，谐振主电路10不输出电流。

进一步，在上述实施例的基础上，输出控制器50还用于调节与整流滤波电路40并联的负载的平均电流。另外，输出控制器50具体可通过调节斩波时间的宽度和/或死去时间的宽度和/或控制周期来调节与整流滤波电路40并联的负载的平均电流。

具体的，每路负载的平均电流大小由两个参数影响，第一个参数是由基准信号设定的、谐振主电路10输出的高频交流电流的幅值。第二个参数是负载对应的斩波时间与控制信号的周期的比值，每路负载的平均电流等于二者的乘积。其中，对于第一个参数，谐振主电路10输出的高频交流电流的幅值，是由电流比较电路30控制的，并且通过频率控制电路20根据比较信号改变开关管工作频率来实现控制的。对于第二个参数，则可由输出控制器50来控制，通过调节斩波时间或者死区时间或者控制周期实现。为此，本实施例采用后者，通过调节斩波时间的宽度和/或死去时间的宽度和/或控制周期来调节与整流滤波电路40并联的负载的平均电流。

进一步，作为一种具体的实施方式，输出控制器50还用于：接收调光信号以及负载的平均电流的采样信号；基于调光信号以及调光信号与目标输出电流平均值的对应关系，得到目标输出电流值；将目标输出电流值与采样信号进行比较，并基于比较结果调节负载的平均电流。

具体的，输出控制电路还包括校准电路，还用于接收调光信号以及接收各路负载的平均电流的采样信号。并且针对每路负载，预设并存储有一个关于调光信号与目标输出电流平均值的对应关系。例如，调光信号与目标输出电流平均值为函数关系。调光信号Dim为0.1～10V的电压信号，以第一路负载的调光情况为例，需要第一路负载在调光过程的输出电流Io1的范围在1A～2A，二者为线性关系，则调光信号与目标输出电流平均值的函数关系可以Dim＝k*Io1。

或者，还可通过表格将调光信号中的各个点值对应到输出电流的各个值，例如，如表1所示：

表1 调光信号与输出电流对应表

在接收调光信号的基础上，首先根据上述基于调光信号以及调光信号与目标输出电流平均值的对应关系，得到目标输出电流值；进而将目标输出电流值与采样信号进行比较，并基于比较结果调节负载的平均电流。具体可根据比较结果调整输出控制电路输出的第一控制信号Vc，通过改变斩波时间、或者死区时间、或者控制周期来调节相应负载上的平均电流。

例如，通过上述对应关系，找到第一路负载的目标输出电流值为1.2A，接收到的第一路负载的输出电流采样信号为1.1A，则此时，可以调整第一控制Vc的控制周期不变，调整对应第一路负载输出的斩波时间t1增加一个增量Δt。循环上述操作，直至第一路负载的输出电流的采样信号上升至1.2A，即与目标输出电流平均值相等，从而完成校准。

此外，参考图8所示，整流滤波电路40可以包括整流二极管以及滤波电容，且整流二极管与滤波电容并联，负载进一步与滤波电容并联。

因为情况复杂，无法一一列举进行阐述，本领域技术人员应能意识到，在本发明提供的实施例的基本原理下结合实际情况可以存在多个例子，在不付出足够的创造性劳动下，应均在本发明的范围内。

说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。

以上对本发明所提供的谐振电路进行了详细介绍。本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围。

还需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其它变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其它要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

Claims (9)

1.一种谐振电路，其特征在于，包括：

谐振主电路、频率控制电路、电容以及电流比较电路；所述谐振主电路的输入端输入直流电压、输出端输出高频交流电流，所述谐振主电路包括开关管，且当所述谐振主电路为半桥拓扑时，所述谐振主电路包括两个开关管，当所述谐振主电路为全桥拓扑时，所述谐振主电路包括四个开关管；所述频率控制电路包括压控振荡器与驱动控制电路；所述压控振荡器的频率控制端与所述电容的第一端连接，所述电容的第二端与所述电流比较电路的输出端连接；所述压控振荡器的反馈端连接固定幅值的直流电，以使所述压控振荡器为所述电容充放电的电流大小不变；

所述电流比较电路，用于接收电流检测信号，并将所述电流检测信号与预设的基准信号进行比较，且当所述电流检测信号不小于所述基准信号时，输出高电平的比较信号至所述电容的第二端并通过所述电容叠加至所述压控振荡器的频率控制端，以使所述压控振荡器停止为所述电容充电；其中，所述电流检测信号表征流经所述谐振主电路中开关管的电流大小；

所述频率控制电路，用于通过所述驱动控制电路输出驱动信号至所述谐振主电路的所述开关管；其中，各所述开关管对应的所述驱动信号的高电平时间分别为所述电容的充电时间与放电时间。

2.根据权利要求1所述的谐振电路，其特征在于，所述电流比较电路包括：

运算放大器；所述运算放大器的同相输入端连接所述电流检测信号，所述运算放大器的反相输入端连接所述基准信号，所述运算放大器的输出端连接所述压控振荡器。

3.根据权利要求2所述的谐振电路，其特征在于，所述电流检测信号具体表征流经所述谐振主电路中连接输入电压负极的开关管的电流大小。

4.根据权利要求3所述的谐振电路，其特征在于，检测得到所述电流检测信号的方式为：

检测位于所述连接输入电压负极的开关管一端的检测点的电流大小；相应的，所述连接输入电压负极的开关管串接电阻后连接所述输入电压的负极。

5.根据权利要求1至4任一项所述的谐振电路，其特征在于，还包括：

输出控制器、N路整流滤波电路以及与各所述整流滤波电路一一对应的开关；其中，N大于或等于2；各所述整流滤波电路与其对应的所述开关串联后并联于所述谐振主电路的输出端；所述输出控制器连接各所述开关的控制端以及所述频率控制电路；

所述输出控制器，用于输出第一控制信号至所述频率控制器，所述第一控制信号在一个控制周期内包含死区时间与至少N个斩波时间，以使所述频率控制电路在所述死区时间内停止工作，在所述斩波时间内正常工作；并且输出时序不同的第二控制信号至各所述开关，以使所述开关在其对应的所述斩波时间内导通。

6.根据权利要求5所述的谐振电路，其特征在于，所述输出控制器还用于调节与所述整流滤波电路并联的负载的平均电流。

7.根据权利要求6所述的谐振电路，其特征在于，所述输出控制器具体用于通过调节所述斩波时间的宽度和/或所述死去时间的宽度和/或所述控制周期来调节与所述整流滤波电路并联的负载的平均电流。

8.根据权利要求7所述的谐振电路，其特征在于，所述输出控制器还用于：

接收调光信号以及所述负载的平均电流的采样信号；

基于所述调光信号以及调光信号与目标输出电流平均值的对应关系，得到目标输出电流值；

将所述目标输出电流值与所述采样信号进行比较，并基于比较结果调节所述负载的平均电流。

9.根据权利要求8所述的谐振电路，其特征在于，所述整流滤波电路包括：

整流二极管以及滤波电容；所述整流二极管与所述滤波电容串联。

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