DE60037418T2

DE60037418T2 - Offset und nichtlinearitätkompensierterverstärker und verfahren

Info

Publication number: DE60037418T2
Application number: DE60037418T
Authority: DE
Inventors: Binan Tucson WANG
Original assignee: Burr Brown Corp
Current assignee: Texas Instruments Tucson Corp
Priority date: 1999-05-06
Filing date: 2000-04-19
Publication date: 2008-12-04
Anticipated expiration: 2020-04-20
Also published as: JP3485895B2; EP1192712A4; WO2000069068A1; US6087897A; JP2002544697A; EP1192712B1; DE60037418D1; EP1192712A1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die Erfindung, die in den unabhängigen Ansprüchen 1 und 4 definiert ist, bezieht sich auf Schaltungen zum automatischen Nullstellen und spezifischer auf eine Schaltung zum automatischen Nullstellen, die sowohl den Offset eines Verstärkers als auch den Verstärkungsfaktor-Linearitätsfehler des Verstärkers ohne die Verwendung einer komplexen mehrstufigen Schaltungsanordnung mit hohem Verstärkungsfaktor im Verstärker kompensiert.
Das Dokument Enz, C. C, u. a., "Circuit techniques for reducing the effects of op-amp imperfections; autozeroing correlated double amplifier and chopper stabilization", Proceedings of the IEEE, New York, USA, Bd. 84, Nr. 11, Nov. 1996, offenbart eine Schaltung zum automatischen Nullstellen.
Als Hintergrund werden Techniken zum automatischen Nullstellen, die außerdem als korrelierte Doppelabtasttechniken bezeichnet werden, im Allgemeinen in Schaltkondensator-Schaltungskonstruktionen in hoher Präzision verwendet, um Offsetfehler und Niederfrequenzfehler zu minimieren. Normalerweise wird ein "hochverstärkter" Offsetfehler des Hauptverstärkers in einem Kondensator gespeichert, der dann durch einen Hilfsverstärker abgetastet wird. Die Ausgabe des Hilfsverstärkers wird als eine Hilfseingabe in den Hauptverstärker eingegeben, um eine interne Korrektur des Offsetfehlers zu erzwingen.
Eine weitere Fehlerquelle in einer Schaltkondensator-Schaltungskonstruktion ist jedoch der nichtlineare Verstärkungsfaktor des Operationsverstärkers. Dies kann unter Bezugnahme auf die in 4 gezeigte Schaltung des Standes der Technik beschrieben werden, die in "A Micropower CMOS-Instrumentation Amplifier" von M. Degrauwe u. a., IEEE Journal of Solid-State Circuits, Bd. SC20, Nr. 3, Juni 1985, S. 805–807, beschrieben ist. In 4 koppelt eine Schaltkondensator-Abtaststufe, die den Kondensator C1 und die Schalter S1, S2 und S5 enthält, V_IN in einen Summenbildungsknoten 12, der mit dem (–)-Eingang eines Hauptverstärkers 3, der einen Verstärkungsfaktor A1 besitzt, verbunden ist. Ein Schaltkondensatornetz, das den Kondensator C2 und die Schalter S8 und S9 enthält, ist zwischen den Summenbildungsknoten 12 und den Ausgangsleiter 19 des Hauptverstärkers 3 gekoppelt, an dem V_OUT erzeugt wird. Ein Schalter S12 koppelt den Ausgangsleiter 19 an eine (nicht gezeigte) nachfolgende Stufe. Der Ausgang eines Hilfsverstärkers 13, der einen Verstärkungsfaktor A2 besitzt, ist an einen Einstelleingang des Hauptverstärkers A1 gekoppelt. Der (+)-Eingang des Hilfsverstärkers 13 ist mit einer Platte eines Kondensators C4 verbunden, dessen andere Platte durch einen Leiter 23 für eine feste Referenzspannung mit dem (+)-Eingang des Hilfsverstärkers A2 verbunden ist. Typischerweise ist der Verstärkungsfaktor A1 nicht konstant, sondern ändert sich mit V_OUT. Dies veranlasst eine Verzerrung von V_OUT bezüglich V_IN.
φ1 und φ2 sind nichtüberlappende Taktsignale, wobei φ2 eine Abtastphase ist, bei der V_IN am Kondensator C1 abgetastet wird und der Rückkopplungskondensator C2 zurückgesetzt wird. φ1 ist eine Ladungsübertragungsphase, während der V_IN etwa um das Verhältnis von C1 zu C2 am Ausgang des Hauptverstärkers 3 verstärkt wird. φ1 ist außerdem die Phase, während der die Ausgangsspannung V_OUT durch die folgende (nicht gezeigte) Stufe abgetastet wird.
Während jeder φ2-Phase sind die (+)- und (–)-Eingänge des Hauptverstärkers 3 miteinander kurzgeschlossen, so dass der Wert von V_OUT während φ2 eine Korrekturspannung ist, die etwa gleich V_OS·(A1/A2) ist, wobei V_OS die Eingangsoffsetspannung des Hauptverstärkers 3 ist. Die Korrekturspannung ist immer "auf eine feste Referenzspannung bezogen", was bedeutet, dass die Rückkopplung durch den Hilfsverstärker 13 V_OUT nah bei der festen Referenzspannung hält. Der Schalter S11 ist geschlossen, so dass die Korrekturspannung im Kondensator C4 gespeichert wird und den Hilfsverstärker 13 veranlasst, einen Korrekturstrom oder eine Korrekturspannung in einem Hilfseingang in den Hauptverstärker 3 zu erzeugen, um dessen Eingangsoffsetspannung V_OS aufzuheben. Die gleiche Korrekturspannung V_OS·(A1(A2) wird während jeder φ2-Phase im Kondensator C4 gespeichert, wobei während jeder φ1-Phase der Hilfsverstärker 13 den gleichen Korrekturstrom oder die gleiche Korrekturspannung in den Hilfseingang des Hauptverstärkers 13 eingibt, um die Wirkung von V_OS aufzuheben. Weil der Verstärkungsfaktor A1 nichtlinear ist, besitzt A1 dann, wenn sich V_OUT nah bei Null befindet, leider einen anderen Wert als dann, wenn V_OUT einen relativ hohen Wert besitzt. Dies erzeugt eine unerwünschte Verzerrung im Wert von V_OUT.
Traditionell wird ein derartiger nichtlinearer Verstärkungsfehler verringert, indem eine große Leerlaufverstärkung im Hauptverstärker vorgesehen wird. Dies erfordert jedoch normalerweise einen teuren mehrstufigen Verstärker mit komplexer Konstruktion. Bekannte Kompensationstechniken des endlichen Verstärkungsfaktors werden verwendet, um den auf den nichtlinearen Verstärkungsfaktor des Verstärkers zurückzuführenden Verzerrungsfehler zu unterdrücken.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Demgemäß ist es eine Aufgabe der Erfindung, eine Technik und eine Schaltung zum automatischen Nullstellen zu schaffen die sowohl die Eingangsoffsetfehler als auch die Nichtlinearitätsfehler eines Verstärkers korrigieren.
Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, die Konstruktion eines Verstärkers zu vereinfachen, der eine Schaltungsanordnung zum automatischen Nullstellen und eine Schaltungsanordnung zur Kompensation des endlichen Verstärkungsfaktors enthält.
Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, einen einstufigen Verstärker zu schaffen, der eine Schaltungsanordnung zum automatischen Nullstellen und zur Kompensation des endlichen Verstärkungsfaktors enthält, die eine minimale Anstiegsfähigkeit erfordert.
Die Erfindung schafft, kurz beschrieben und gemäß einer ihrer Ausführungsformen, eine Schaltung und eine Technik, um sowohl das automatische Nullstellen von Offsetfehlern als auch die Kompensation des endlichen Verstärkungsfaktors auszuführen. Während einer ersten Phase (φ1) wird eine Ladung, die einer Eingangsspannung (V_IN) entspricht, die vorher an einem ersten Kondensator (C1) abgetastet worden ist, durch einen Summenbildungsknoten (12) eines ersten Verstärkers (3) in eine Schaltkondensator-Rückkopplungsschaltung übertragen. Der erste Verstärker veranlasst, dass sich eine Ausgangsspannung (V_OUT) zu einem Wert ändert, der den Summenbildungsknoten (12) auf einer virtuellen Massespannung hält, um zu veranlassen, dass die Ladung in einem Rückkopplungskondensator (C2) der Schaltkondensator-Rückkopplungsschaltung gespeichert wird. Ein zweiter Kondensator (C3) besitzt einen ersten Anschluss, der so angeschlossen ist, dass er die Ausgangsspannung (V_OUT) empfängt. Ein dritter Kondensator (C4) besitzt einen ersten Anschluss, der an einen ersten Eingang (–) eines zweiten Verstärkers (13) gekoppelt ist, und einen zweiten Anschluss, der an einen zweiten Eingang (+) des zweiten Verstärkers gekoppelt ist. Ein Ausgang des zweiten Verstärkers (13) ist an einen Hilfseingang des ersten Verstärkers gekoppelt, um die Ausgangsspannung (V_OUT) entsprechend der Polarität einer im dritten Kondensator gespeicherten Spannung zu erhöhen oder zu erniedrigen. Ein zweiter Anschluss des zweiten Kondensators (C3) ist gleichzeitig an eine Referenzspannung (23) gekoppelt, so dass sich eine Spannung über dem zweiten Kondensator (C3) entsprechend der Änderung des Wertes der Ausgangsspannung (V_OUT) ändert. Während der zweiten Phase (φ2) wird eine Schaltkondensator-Eingangstufe (2) betrieben, um eine analoge Eingangsspannung (V_IN) am ersten Kondensator (C1) abzutasten. Der Summenbildungsknoten (12) ist mit einem invertierenden Eingang (–) des ersten Verstärkers (3) verbunden, der zweiten Eingang des zweiten Kondensators (C3) ist von der Referenzspannung (23) getrennt und der erste Anschluss des zweiten Kondensators (C3) ist an einen ersten Eingang (–) eines zweiten Verstärkers (13) und an einen ersten Anschluss eines zweiten Kondensators (C3) gekoppelt. Ein zweiter Anschluss des dritten Kondensators (C4) ist mit der Referenzspannung (23) und einem zweiten Eingang (+) des zweiten Verstärkers (13) verbunden. Eine Änderung der Ausgangsspannung (V_OUT), die die Offsetspannung (V_OS) des ersten Verstärkers (3) repräsentiert, wird durch den zweiten Kondensator (C3) an den dritten Kondensator (C4) gekoppelt. Der zweite Verstärker kompensiert den Offset des ersten Verstärkers in Übereinstimmung mit der im dritten Kondensator (C4) gespeicherten Spannung. Der vorhergehende Wert der Ausgangsspannung (V_OUT) ist zwischen der ersten Phase und der zweiten Phase im zweiten Kondensator (C3) gespeichert, daher muss der erste Verstärker den zweiten Kondensator (C3) um nicht mehr als die kleine Änderung der Ausgangsspannung (V_OUT) laden. Sowohl die Eingangsoffseffehler als auch die Nichtlinearitäten des Hauptverstärkers werden durch die Schaltungsanordnung der Erfindung kompensiert.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
1 ist eine schematische graphische Darstellung der Schaltung für das automatischen Nullstellen und die Linearitätsfehlerkorrektur der Erfindung, wobei die Schalterkonfigurationen für eine erste Phase des Betriebs gezeigt sind.
1A ist eine ausführliche schematische graphische Darstellung einer differentiellen CMOS-Implementierung des Verstärkers 3 in 1.
2 ist eine schematische graphische Darstellung der Schaltung nach 1, wobei die Schalterkonfigurationen für eine zweite Phase des Betriebs gezeigt sind.
3 ist ein Taktdiagramm, das beim Erklären des Betriebs der Schaltung nach 1 nützlich ist.
4 ist eine schematische graphische Darstellung eines Verstärkers mit der Schaltungsanordnung zum automatischen Nullstellen des Standes der Technik.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
In 1 wird eine Eingangsspannung V_IN durch einen Schalter S1 in einen Eingangsleiter 2A einer typischen Schaltkondensator-Eingangstufe 2 des offsetkompensierten und nichtlinearitäts-kompensierten Verstärkers 1 der vorliegenden Erfindung eingegeben. Ein Abtastkondensator C1 ist zwischen die Leiter 2A und 2B geschaltet. Der Leiter 2A ist durch einen Schalter S2 an einen Leiter 23 für eine feste Referenz gekoppelt, die Masse oder eine andere feste Referenzspannung sein kann. Der Leiter 2B ist durch einen Schalter S3 an Masse und durch einen Schalter S4 an einen Summenbildungsleiter 12 gekoppelt. Der Ausgang der Eingangstufe 2 ist durch den Summenbildungsleiter 12 mit dem (+)-Eingang eines einstufigen Hauptverstärkers 3 verbunden. Eine herkömmliche Schaltkondensatorschaltung, die einen geschalteten Rückkopplungskondensator C2 enthält, ist zwischen den (+)-Eingang und den Ausgangsleiter 19 des Hauptverstärkers 3 geschaltet. Ein Anschluss 24 des Rückkopplungskondensators C2 ist durch den Schalter S6 an den Summenbildungsleiter 12 gekoppelt und durch den Schalter S7 an den Referenzspannungsleiter 23 gekoppelt. Der andere Anschluss 21 des Rückkopplungskondensators C2 ist an einen Anschluss jedes der Schalter S8 und S9 gekoppelt. Der andere Anschluss des Schalters S8 ist mit dem Referenzspannungsleiter 23 verbunden. Der andere Anschluss des Schalters S9 ist mit dem Ausgangsleiter 19 verbunden. Eine durch den Hauptverstärker 3 auf dem Leiter 19 erzeugte Spannung V_OUT wird in eine Anwendungs schaltung 14 eingegeben, die z. B. eine Schaltkondensator-Eingangstufe eines Delta-Sigma-Modulators mit einem Abtastkondensator C5 sein kann. Es könne jedoch statt dessen irgendeine andere analoge oder digitale Schaltung mit dem Ausgangsleiter 19 verbunden sein.
Der Hauptverstärker 3 enthält eine Eingangstufe, die ein erstes Paar source-gekoppelter N-Kanal-Eingangs-MOSFETs 4 und 7 besitzt, deren Drain-Elektroden durch die Lastvorrichtungen 6 bzw. 8 an eine Versorgungsspannung V+ gekoppelt sind. Die Lastvorrichtungen 6 und 8 können normale P-Kanal-Stromspiegel-Ausgangs-MOSFETs sein. Die gemeinsamen Sources der MOSFETs 4 und 7 sind mit einer normalen Konstantstromquelle 9 verbunden. Das Gate des MOSFET 4 ist mit dem (–)-Eingang des Hauptverstärkers 3 und folglich mit dem Summenbildungsleiter 12 verbunden. Das Gate des MOSFET 7 und der (+)-Eingang des Hauptverstärkers 3 sind mit dem Referenzspannungsleiter 23 verbunden. Eine Differentiell-zu-Unsymmetrisch-Umsetzerschaltung 22 des Hauptverstärkers 3, die in 1 gezeigt ist, erzeugt in Reaktion auf die Signale auf den Leitern 10 und 11 V_OUT auf dem Leiter 19. (Die Spannungen auf den Leitern 10 und 11 könnten als die Ausgaben des Hauptverstärkers 3 verwendet werden, wenn die folgende Stufe differentielle Eingänge besäße, wobei in diesem Fall der Differentiell-zu-Unsymmetrisch-Umsetzer 22 weggelassen würde.) Es könnten außerdem andere Konfigurationen für die Struktur des Hauptverstärkers 3 verwendet werden.
Die beste Art der Erfindung, die gegenwärtig in Erwägung gezogen wird, enthält die in 1A gezeigte völlig differentielle CMOS-Verstärkerschaltung 30. Der durch das Bezugszeichen 3 angegebene Abschnitt ist ein Differenzverstärker, der dem Hauptverstärker 3 in 1 entspricht. Das differentielle Eingangssignal bildet die zwei Eingangssignale V_IN+ und V_IN–. Die differentielle Ausgabe bildet V_OUT+ auf dem Leiter 19A und V_OUT– auf dem Leiter 19B. Weil das Ausgangssignal differentiell ist, ist keine Differentiell-zu-Unsymmetrisch-Umsetzerschaltung 22, wie in 3 gezeigt ist, erforderlich. Die in 1A gezeigte differentielle Schaltung 3 wird mit der Gleichtakt-Rückkopplungssteuerung verwendet, die im übertragenen Patent Nr. 5.847.601 mit dem Titel "Switched Capacitor Common Mode Feedback Circuit for Differential Operational Amplifier and Method" von Binan Wang beschrieben ist, das durch Literaturhinweis hierin eingefügt ist.
In 1 und gemäß der vorliegenden Erfindung ist ein erster Anschluss eines geschalteten Kondensators C3 mit dem Ausgangsleiter 19 verbunden, während ein zweiter Anschluss des Kondensators C3 mit dem Leiter 20 verbunden ist, der durch den Schalter S11 an den Referenzspannungsleiter 23 gekoppelt ist. Der vorhergehende Wert von V_OUT wird deshalb in Kondensator C3 gespeichert, wenn der Schalter 11 während der φ2-Phase geöffnet ist. Der Leiter 20 ist außerdem durch einen Schalter S10 mit dem Leiter 25 verbunden, der mit dem (–)-Eingang eines Hilfsverstärkers 13 verbunden ist.
Der Hilfsverstärker 13 enthält ein zweites Paar source-gekoppelter N-Kanal-Eingangs-MOSFETs 15 und 17, deren Sources durch den Leiter 16 mit einer Konstantstromquelle 18 verbunden sind. Der Leiter 25 ist mit dem Gate des MOSFET 17 und einem Anschluss eines Kondensators C4 verbunden. Der andere Anschluss des Kondensators C4 ist mit dem Referenzspannungsleiter 23, dem (+)-Eingang des Hilfsverstärkers 13 und dem Gate des MOSFET 15 verbunden. Der Drain des MOSFET 17 ist durch den Leiter 11 des Hauptverstärkers 3 mit dem Drain des Eingangs-MOSFET 4 verbunden. Der MOSFET 17 des Hilfsverstärkers 13 teilt folglich die Lastvorrichtung 6 mit dem MOSFET 4 des Hauptverstärkers 3. Ähnlich ist der Drain des MOSFET 15 des Hilfsverstärkers 13 durch den Leiter 10 mit dem Drain des MOSFET 7 des Hauptverstärkers 3 verbunden und teilt folglich die Lastvorrichtung 8 mit dem MOSFET 7. Die Leiter 10 und 11 empfangen folglich die Hilfseingaben vom Hilfsverstärker 13. (Es würde möglich sein, irgendeine der Verbindungen des MOSFET 15 zum Leiter 11 oder des MOSFET 17 zum Leiter 10 wegzulassen und trotzdem die Vorteile des automatischen Nullstellens und der Verstärkungsfaktor-Kompensation der Erfindung zu erreichen.)
In 1A entspricht das Bezugszeichen 13 dem Hilfsverstärker 13 in 1, wobei er sich vom differentiellen N-Kanal-Paar 15, 17 in 1 durch das Vorsehen eines N-Kanal-Paars von source-gekoppelten N-Kanal-Transistoren 17N und 15N und einer gemeinsamen Konstantstromquelle 18A unterscheidet und außerdem ein Paar von source-gekoppelten P-Kanal-MOSFETs 17P und 15P enthält, die mit einem P-Kanal-Konstantstromquellen-Transistor 18B verbunden sind. Die mit C4 und C4' in 1A beschrifteten Kondensatoren entsprechen dem Kondensator C4 in 1. Diese doppelte differentielle Paarstruktur für den Hilfsver stärker 13 in 1A ist beim Bilden einer Schnittstelle mit dem Hauptverstärker 3 nützlich, wie in 1A gezeigt ist.
In 1 werden die Schalter S2, S4, S6, S9, S11, S12 und S14 durch φ1 betätigt (d. h. geschlossen). Die Schalter S1, S3, S5, S7, S8, S10, S13 und S15 werden durch φ2 betätigt. Die Signalformen von φ1 und φ2 sind in 3 gezeigt.
1 zeigt die Schaltungsstruktur und die Konfiguration der verschiedenen Schalter während einer ersten Phase φ1, in der die Ladung von einer vorhergehenden Abtastung von V_IN zum Verstärker-Rückkopplungskondensator C2 übertragen wird. Während φ1 veranlasst der Verstärker 3, dass V_OUT einen Pegel annimmt, der notwendig ist, um die Spannung auf dem Leiter 12 bei einer virtuellen Massespannung zu halten, die gleich der des Referenzspannungsleiters 23 ist. 2 zeigt die Verstärkerschaltung 1 während einer zweiten Phase φ2 mit anderen Schalterkonfigurationen, in der (1) der momentane Wert der Eingangsspannung V_IN am Abtastkondensator C1 abgetastet wird und (2) die Offsetkorrektur (d. h. das automatische Nullstellen) und die Kompensation des nichtlinearen Verstärkungsfaktors des Hauptverstärkers 3 gleichzeitig ausgeführt werden.
Während der Phase φ1 sind die Schalter S2, S4, S6, S9, S11, S12 und S14 geschlossen, während die verbleibenden Schalter offen sind. Diese Konfiguration bewirkt, dass ein Betrag der Ladung, der dem vorher (während der früheren φ2-Phase) am Kondensator C1 abgetasteten Wert von V_IN entspricht, in den Summenbildungsknoten 12 des Hauptverstärkers 3 übertragen wird. Weil die Schalter S6 und S9 den Rückkopplungskondensator C2 zwischen V_OUT und den Summenbildungsknoten 12 schalten, hält der Hauptverstärker 3 den Summenbildungsknoten 12 auf der virtuellen Massespannung, was veranlasst, dass V_OUT in Übereinstimmung mit einem durch das Verhältnis der Kapazitäten des Eingangsabtastkondensators C1 zum Rückkopplungskondensator C2 bestimmten Verstärkungsfaktor einen Wert V_OUT = V_IN(C1/C2) annimmt, der dem Betrag der vom Abtastkondensator C1 zum Rückkopplungskondensator C2 übertragenen Ladung entspricht. Weil die Schalter S11, S12 und S14 geschlossen sind, werden dann die Kondensatoren C3 und C5 auf den neuen Wert von V_OUT geladen, der dem zuletzt (während der vorhergehenden φ2-Phase) am Abtastkondensator C1 abgetasteten Wert von V_IN entspricht.
Es sollte selbstverständlich sein, dass jede Eingangsoffsetspannung zwischen den MOSFETs 4 und 7 eine entsprechende Fehlerspannung in V_OUT erzeugen würde, wenn sie nicht für den Betrieb des Hilfsverstärkers 13 vorgesehen wäre. Der Hilfsverstärker 13 kompensiert jedoch in Reaktion auf die während der vorhergehenden φ2-Phase vorübergehend im Kondensator C4 gespeicherten Offsetfehler-Korrekturspannung den Hauptverstärker 3 bezüglich der Eingangsoffsetspannung V_OS, wie später erklärt wird. Spezifisch verstärkt der Hilfsverstärker 13 eine im Kondensator C4 gespeicherte Offsetkorrekturspannung V_OS-CORR, wobei er die Spannungen an den Leitern 10 und 11 demgemäß einstellt, so dass der Fehler am Summenbildungsknoten 12 auf Grund der Offsetspannung V_OS des Hauptverstärkers 3 fast eliminiert ist.
Während der Phase φ2 des "Abtastens des Eingangs, automatischen Nullstellens und Rücksetzen des Verstärkers" sind die Schalter S1, S3, S5, S7, S8, S10, S13 und S15 geschlossen, während die verbleibenden Schalter offen sind, wie in 2 gezeigt ist. Folglich wird der Eingangskondensator C1 auf den momentanen Wert von V_IN geladen. Außerdem sind durch den geschlossenen Schalter 55 und den Referenzspannungsleiter 23 beide (+)- und (–)-Eingänge des Hauptverstärkers 3 miteinander kurzgeschlossen. Der Rückkopplungskondensator C2 ist durch die offenen Schalter S6 und S9 von den Leitern 12 und 19 getrennt und ist außerdem durch die geschlossenen Schalter S7 und S8 auf null zurückgesetzt. Die durch irgendeine Fehlanpassung der Größen und/oder der Schwellenspannungen der Eingangs-MOSFETs 4 und 7 des Hauptverstärkers 3 verursachte Eingangsoffsetspannung V_OS verursacht tatsächlich eine Ladung, die etwa gleich V_OS·(A1/A2) ist, die dem Wert von V_OUT auf dem Leiter 19 zu überlagern ist, wobei A1 der Verstärkungsfaktor bei geschlossener Schleife des Hauptverstärkers 3 ist, wobei V_OUT gleich der während der vorhergehenden φ1-Phase im Kondensator C3 gespeicherten Spannung ist, während A2 der Verstärkungsfaktor bei geschlossener Schleife des Hilfsverstärkers 13 ist. Weil der Schalter S11 offen ist, wird diese Änderung von V_IN auf dem Leiter 19 durch den Kondensator C3 an den Leiter 20 gekoppelt, und weil der Schalter S10 geschlos sen ist, wird nahezu alles der V_OS·(A1/A2)-Spannungsänderung auf dem Leiter 19 als die Korrekturspannung V_OS-CORR an den Kondensator C4 gekoppelt und in ihm gespeichert.
Dann erzeugen während der nächsten "Ladungsübertragungs"-Phase φ1 die Eingangs-MOSFETs 16 und 17 des Hilfsverstärkers 13 komplementäre Korrekturströme, die in den Leitern 10 und 11 fließen, um die Eingangsoffsetspannung V_OS des Hauptverstärkers 3 zu kompensieren.
Es ist wichtig zu erkennen, dass die obenbeschriebene Operation den vorhergehenden Wert von V_OUT, der über dem Kondensator C3 gespeichert ist, als den Referenzpunkt für die obenbeschriebene Änderung von V_OUT während φ2 und folglich für die durch die Drain-Ströme der MOSFETs 15 und 17 des Hilfsverstärkers 13 erzeugte Korrektur des automatischen Nullstellens verwendet. Das Ergebnis ist, dass es den Anschein hat, dass der Hauptverstärker 3 eine viel höhere Leerlaufverstärkung besitzt, als er wirklich hat, vorausgesetzt, dass sich der vorher abgetastete Wert von V_IN nicht zu sehr vom momentanen Wert unterscheidet. Weil der Kondensator C3 den vorhergehenden Wert von V_OUT "festhält", ist jede im Kondensator C4 gespeicherte Korrekturspannung V_OS-CORR vom Wert des Verstärkungsfaktors A1 bei geschlossener Schleife bei dem während der vorhergehenden φ1-Phase auf dem Leiter 19 erzeugten jüngsten Wert von V_OUT abhängig. Der festgehaltene Wert von V_OUT, der über dem Kondensator C3 gespeichert ist, erlaubt, dass der Ausgang des Hauptverstärkers 3 während des Prozesses des automatischen Nullstellens auf dem letzten Wert oder in der Nähe des letzten Werts von V_OUT verbleibt. Weil das automatische Nullstellen anstatt unter Verwendung einer festen Spannung unter Verwendung der vorhergehenden Ausgabe als Referenzpunkt ausgeführt wird und unter der Voraussetzung, dass sich das Eingangssignal nicht schnell ändert (diese Bedingung kann in Anwendungen, wie z. B. einem Überabtast-Umsetzersystem erfüllt sein), hebt das automatische Nullstellen den Fehler des endlichen Verstärkungsfaktors zusammen mit dem Offset vom Operationsverstärker 25 auf der Systemebene auf, um die Verringerung der Gesamtverzerrung zu unterstützen. Die Korrektur als eine Funktion aufeinanderfolgender Werte von V_OUT führt zur Kompensation sowohl der Eingangsoffsetfehler als auch der Fehler des endlichen Verstär kungsfaktors, die durch die Nichtlinearität des Hauptverstärkers 3 verursacht werden.
Folglich wird während der φ1-Phase der Summenbildungsknotenfehler zwischen den (–)- und (+)-Eingängen des Hauptverstärkers 3 durch den Hilfsverstärker 13 für jeden aufeinanderfolgenden Wert von V_OUT auf etwa null gezwungen.
Deshalb wird im Prozess des automatischen Nullstellens die Wirkung des nichtlinearen Verstärkungsfaktors des Verstärkers 3 minimiert. Die auf diese Weise erreichte niedrige Verzerrung bewirkt zusammen mit dem niedrigen Summenbildungsknotenfehler, dass es den Anschein hat, dass der Hauptverstärker 13 einen sehr hohen Verstärkungsfaktor besitzt. Folglich kann anstelle eines teuren komplexen mehrstufigen Verstärkers ein einfacher einstufiger Hauptverstärker mit niedrigem Verstärkungsfaktor A1 verwendet werden, um einen im hohen Grade linearen verzerrungsarmen Betrieb des Verstärkers zu erreichen.
Ein weiterer Vorteil der obenbeschriebenen Struktur und des obenbeschriebenen Betriebs gegenüber dem nächsten Stand der Technik, der den Kondensator C3 nicht enthält und statt dessen den Leiter 20 direkt mit dem Leiter 19 verbindet, ist, dass der Hauptverstärker 3 nicht schnell während einer Operation des automatischen Nullstellens ansteigen oder einschwingen muss, weil die Änderung von V_OUT sehr klein ist. Dies ist ein weiterer Grund, aus dem die Konstruktionseinschränkungen an den Hauptverstärker 3 gelockert werden können und er eine einstufige Konstruktion mit niedrigem Verstärkungsfaktor sein kann. Außerdem besteht ein zusätzlicher Vorteil der Verwendung eines einstufigen Verstärkers darin, dass sein Rauschen typischerweise niedriger als bei einem mehrstufigen Verstärker ist.
Folglich schafft die vorliegende Erfindung eine preiswerte alternative Technik des automatischen Nullstellens unter Verwendung eines Hilfsverstärkers, um nicht nur den Offset und das niederfrequente Rauschen des Hauptverstärkers automatisch nullzustellen oder zu dämpfen, sondern um außerdem die Verzerrung auf Grund des nichtlinearen Verstärkungsfaktors des Hauptverstärkers zu kompensieren, vorausgesetzt, dass sich das Eingangssignal im Vergleich zur Abtastfrequenz nicht schnell ändert. Dieser genaue preiswerte Verstärker könnte im Bereich der überabtastenden Delta-Sigma-Analog-Digital-Umsetzer sehr nütz lich sein, wo die Abtastfrequenz normalerweise viel höher als die Frequenz des analogen Eingangssignals ist.
Während die Erfindung unter Bezugnahme auf mehrere ihrer besonderen Ausführungsformen beschrieben worden ist, werden die Fachleute auf dem Gebiet in der Lage sein, verschiedene Modifikationen an den beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung vorzunehmen, ohne vom wahren Erfindungsgedanken und Umfang der Erfindung abzuweichen. Es ist vorgesehen, dass alle Elemente oder Schritte, die geringfügig verschieden sind oder im Wesentlichen die gleiche Funktion in im Wesentlichen der gleichen Weise ausführen, um das gleiche Ergebnis wie das beanspruchte Ergebnis zu erreichen, im Umfang der Erfindung liegen. Es kann z. B. fast jede differentielle Eingangstufe im Hauptverstärker 3 verwendet werden, solange wie sie einen Hilfseingang besitzt, wobei fast jede differentielle Eingangstufe im Hilfsverstärker 13 verwendet werden kann. Obwohl die beschriebene Ausführungsform beträchtliche Vorteile schafft, falls der Hauptverstärker 3 ein einstufiger Verstärker ist, werden die meisten der Betriebsvorteile erreicht, selbst wenn der Hauptverstärker 3 ein mehrstufiger Verstärker ist.

Claims

Verfahren zum automatischen Nullstellen und Kompensieren von Nichtlinearitätsfehlern in einer Verstärkerschaltung (1), das umfasst: (a) in einer ersten Phase Übertragen einer Ladung, die einem ersten Wert einer Eingangsspannung entspricht, von einem geschalteten ersten Kondensator über einen ersten Eingangsknoten eines ersten Verstärkers (3) in einen geschalteten Rückkopplungskondensator, um den ersten Verstärker (3) dazu zu veranlassen, einen ersten Wert einer Ausgangsspannung zu erzeugen, und Laden eines geschalteten zweiten Kondensators auf den ersten Wert der Ausgangsspannung; und (b) in einer zweiten Phase Kurzschließen des ersten Eingangsknotens und eines zweiten Eingangsknotens des ersten Verstärkers (3), um eine inkrementelle Änderung der Ausgangsspannung zu bewirken, während ein zweiter Verstärker (13) in einen Hilfseingang des ersten Verstärkers (3) in Reaktion auf einen Wert einer in einem dritten Kondensator gespeicherten Korrekturspannung ein Korrektursignal eingibt, um einen aktualisierten Wert der Korrekturspannung, der ungefähr gleich der inkrementellen Änderung ist, in dem dritten Kondensator zu speichern, wobei aufeinander folgende Werte der Korrekturspannung eine Funktion aufeinander folgender Werte der Ausgangsspannung sind, um eine Nichtlinearität des ersten Verstärkers (3) zu kompensieren.
Verfahren zum automatischen Nullstellen und Kompensieren von Nichtlinearitätsfehlern in einer Verstärkungsschaltung nach Anspruch 1, das ferner umfasst: (a) in der ersten Phase Eingeben eines Korrektursignals von einem zweiten Verstärker (13) in einen Hilfseingang des ersten Verstärkers (3) in Reaktion auf einen Wert einer in dem dritten Kondensator gespeicherten Korrekturspannung; (b) in der zweiten Phase Abtasten eines zweiten Wertes der analogen Eingangsspannung an dem ersten Kondensator, Kurzschließen des ersten und des zweiten Eingangs des ersten Verstärkers (3), um eine inkrementelle Änderung der Ausgangsspannung zu bewirken, die Werten eines Verstärkungsfaktors und einer Eingangsoffsetspannung des ersten Verstärkers (3) entspricht, wenn die Ausgangsspannung den ersten Wert hat, und kapazitives Koppeln der inkrementellen Spannungsänderung über dem zweiten Kondensator mit dem dritten Kondensator, um einen aktualisierten Wert der Korrekturspannung in dem dritten Kondensator zu speichern; und (c) Wiederholen des Schrittes (a) für den zweiten Wert der Eingangsspannung, um den zweiten Verstärker (13) dazu zu veranlassen, den ersten Verstärker (3) in Reaktion auf den aktualisierten Wert der Korrekturspannung zu kompensieren.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei in der ersten Phase die Ladung, die dem ersten Wert der Eingangsspannung entspricht, von dem ersten Kondensator über einen Summenbildungsleiter des ersten Verstärkers (3) an den geschalteten Rückkopplungskondensator übertragen wird, um den ersten Verstärker (3) dazu zu veranlassen, den ersten Wert einer Ausgangsspannung an seinem Ausgang zu erzeugen, und der zweite Kondensator auf den ersten Wert der Ausgangsspannung geladen wird, während ein zweiter Verstärker (13) in Reaktion auf einen ersten Wert einer Korrekturspannung, die in dem dritten Kondensator gespeichert ist, ein Korrektursignal in den Hilfseingang des ersten Verstärkers (3) eingibt; und ferner umfassend: Abtasten eines zweiten Wertes der analogen Eingangsspannung an dem ersten Kondensator, Kurzschließen des ersten und des zweiten Eingangs des ersten Verstärkers (3), um zu bewirken, dass sich der Ausgang ausgehend von dem ersten Wert der Ausgangsspannung durch eine inkrementelle Spannungsänderung, die Werten eines Verstärkungsfaktors und einer Eingangsoffsetspannung des ersten Verstärkers (3) entspricht, wenn die Ausgangsspannung den ersten Wert hat, ändert, und kapazitives Koppeln der inkrementellen Spannungsänderung mit dem dritten Kondensator mittels des zweiten Kondensators, um einen aktualisierten zweiten Wert der Korrekturspannung in dem dritten Kondensator zu speichern; und Wiederholen des Schrittes (a) für den zweiten Wert der Eingangsspannung, um den zweiten Verstärker (13) dazu zu veranlassen, den ersten Verstärker (3) in Reaktion auf den aktualisierten zweiten Wert der Korrekturspannung zu kompensieren.
Verstärkerschaltung (1), deren Offset und deren nichtlineare Verstärkung kompensiert sind, mit: (a) einer Schaltkondensator-Eingangsstufe, die einen ersten Kondensator enthält, der betreibbar ist, um eine Eingangsspannung an einem ersten Kondensator während einer Phase des Abtastens und automatischen Nullstellens abzutasten und um während einer Übertragungsphase Ladung an einen Summenbildungsknoten zu übertragen; (b) einem ersten Verstärker (3), der einen ersten Ausgang, einen ersten Hilfseingang sowie eine differentielle Eingangsstufe, die einen mit dem Summenbildungsknoten verbundenen ersten Eingang und einen mit einem festen Referenzspannungsleiter verbundenen zweiten Eingang enthält, besitzt; (c) einer Schaltkondensator-Rückkopplungsschaltung, die betreibbar ist, um während der Übertragungsphase einen Rückkopplungskondensator zwischen den Ausgang und den Summenbildungsknoten zu schalten; (d) einem zweiten Kondensator, der mit einem ersten Anschluss mit dem Ausgang gekoppelt ist; und (e) einem zweiten Verstärker (13) und einem dritten Kondensator, die zwischen einen ersten Eingang und einen zweiten Eingang des zweiten Verstärkers (13) geschaltet sind, und Schaltern, die betreibbar sind, um während der Übertragungsphase einen zweiten Anschluss des zweiten Kondensators mit dem Leiter für eine feste Referenzspannung und während der Phase des Abtastens und automatischen Nullstellens mit dem ersten Eingang des zweiten Verstärkers (13) zu koppeln.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 4, wobei der zweite Eingang des zweiten Verstärkers (13) mit dem Leiter für eine feste Referenzspannung gekoppelt ist.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 4 oder Anspruch 5, wobei der erste Verstärker (3) in Reaktion auf die Übertragung an einem Ausgang einen ersten Wert einer Ausgangsspannung erzeugt; und die Schaltung ferner umfasst: Mittel zum Speichern des ersten Wertes der Ausgangsspannung in einem zweiten Kondensator während der Übertragungsphase; Mittel zum kapazitiven Koppeln einer Änderung der Ausgangsspannung des ersten Verstärkers (3) in den dritten Kondensator, um während der Phase des Abtastens und automatischen Nullstellens in dem dritten Kondensator eine Korrekturspannung zu speichern; Mittel zum Betreiben des zweiten Verstärkers (13) in Reaktion auf die Offset-Korrekturspannung während der Übertragungsphase, um ein Korrektursignal in einen Hilfseingang des ersten Verstärkers (3) einzugeben, um die Ausgangsspannung entsprechend der Polarität irgendeiner Korrekturspannung, die dann im dritten Kondensator gespeichert wird, zu erhöhen bzw. zu erniedrigen; Mittel zum Abtasten eines zweiten Wertes der analogen Eingangsspannung an dem ersten Kondensator während der Phase des Abtastens und automatischen Nullstellens; und Mittel zum Kurzschließen des ersten Eingangs des ersten Verstärkers (3) mit dem zweiten Eingang des ersten Verstärkers (3) während der Phase des Abtastens und automatischen Nullstellens, um zu bewirken, dass sich die Ausgangsspannung um einen Betrag ändert, der Werten eines Verstärkungsfaktors und einer Eingangsoffsetspannung des ersten Verstärkers (3) entspricht, wenn die Ausgangsspannung den ersten Wert hat.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 6, wobei der zweite Kondensator mit einem ersten Anschluss mit dem ersten Ausgang gekoppelt ist und mit einem am zweiten Kondensator vorgesehenen zweiten Anschluss mit einem ersten Anschluss eines ersten Schalters und mit einem ersten Anschluss eines zweiten Schalters gekoppelt ist, wobei ein zweiter Anschluss des ersten Schalters mit einem ersten Anschluss des dritten Kondensators verbunden ist und ein zweiter Anschluss des dritten Kondensators mit dem Leiter für eine feste Referenzspannung verbunden ist; und der erste Eingang des zweiten Verstärkers (13) mit dem ersten Anschluss des dritten Kondensators gekoppelt ist und der zweite Eingang mit dem zweiten Anschluss des dritten Kondensators gekoppelt ist und ein erster Ausgang mit dem ersten Hilfseingang gekoppelt ist, wobei der zweite Schalter betätigt wird, um den zweiten Anschluss des zweiten Kondensators während der Übertragungsphase mit dem Leiter für eine feste Referenzspannung zu koppeln, um die Ausgangsspannung des ersten Verstärkers (3) in dem zweiten Kondensator zu speichern, wobei der zweite Schalter betätigt wird, um den zweiten Anschluss des zweiten Kondensators während der Abtastphase mit dem ersten Anschluss des dritten Kondensators zu koppeln, um eine Korrekturspannung in dem dritten Kondensator zu speichern.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 7, wobei die Korrekturspannung ungefähr gleich V_OS(A1/A2) ist, wobei V_OS eine Eingangsoffsetspannung des ersten Verstärkers (3) ist, A1 ein Verstärkungsfaktor des ersten Verstärkers (3) ist und A2 ein Verstärkungsfaktor des zweiten Verstärkers (13) ist.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 7, wobei der erste Verstärker (3) einen zweiten Hilfseingang aufweist und der zweite Verstärker (13) einen zweiten Eingang, der mit dem zweiten Hilfseingang gekoppelt ist, aufweist.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 7, wobei der erste Verstärker (3) einen zweiten Ausgang aufweist, wobei der erste und der zweite Ausgang einen differentiellen Ausgang der Verstärkerschaltung (1) schaffen.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 7, wobei der erste und der zweite Transistor N-Kanal-MOSFETs sind.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei (a) während der ersten Phase der erste Wert einer Eingangsspannung, der vorher an dem ersten Kondensator abgetastet wurde, über einen Summenbildungsleiter des ersten Verstärkers (3) an einen zweiten Kondensator in einer Schaltkondensator-Rückkopplungsschaltung übertragen wird, wobei der Summenbildungsleiter mit dem ersten Eingang des ersten Verstärkers (3) verbunden ist und der erste Verstärker (3) den ersten Wert der Ausgangsspannung erzeugt, um so den Summenbildungsleiter auf einer virtuellen Referenzspannung zu halten, wobei ein dritter Kondensator mit einem ersten Anschluss so angeschlossen ist, dass er die Ausgangsspannung empfängt, ein vierter Kondensator mit einem ersten Anschluss mit einem ersten Eingang eines zweiten Verstärkers (3) gekoppelt ist und mit einem zweiten Anschluss mit einer festen Referenzspannung gekoppelt ist, ein zweiter Eingang des zweiten Verstärkers (13) mit der festen Referenzspannung gekoppelt ist, und ein Ausgang des zweiten Verstärkers (13) mit einem ersten Hilfseingang des ersten Verstärkers (3) gekoppelt ist, um die Ausgangsspannung in Übereinstimmung mit der Polarität eines ersten Wertes einer in dem vierten Kondensator gespeicherten Korrekturspannung zu erhöhen oder zu erniedrigen, und das ferner umfasst: (b) gleichzeitig zum Schritt (a) Koppeln eines zweiten Anschlusses des dritten Kondensators mit der festen Referenzspannung, damit der erste Wert der Ausgangsspannung in dem dritten Kondensator gespeichert wird; und (c) während der zweiten Phase Betreiben einer Schaltkondensator-Eingangsstufe, um einen zweiten Wert der analogen Eingangsspannung an dem ersten Kondensator abzutasten, Kurzschließen des ersten Eingangs des ersten Verstärkers (3) mit einem zweiten Eingang des ersten Verstärkers (3), um zu bewirken, dass sich die Ausgangsspannung um einen Betrag ändert, der Werten eines Verstärkungsfaktors und einer Eingangsoffsetspannung des ersten Verstärkers (3) entspricht, wenn die Ausgangsspannung den ersten Wert hat, Trennen des zweiten Anschlusses des dritten Kondensators von der festen Referenzspannung und Koppeln des zweiten Anschlusses des dritten Kondensators mit dem ersten Eingang des zweiten Verstärkers (13) und mit dem ersten Anschluss des vierten Kondensators, um einen zweiten Wert der Korrekturspannung zu speichern, der den Werten des Verstärkungsfaktors und der Offsetspannung des ersten Verstärkers (3) entspricht, wobei die Ausgangsspannung den ersten Wert am vierten Kondensator hat, um den zweiten Verstärker (13) dazu zu veranlassen, in dem ersten Verstärker (3) die Eingangsoffsetspannung zu kompensieren.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei der zweite Wert der Offset-Korrekturspannung ungefähr gleich V_OS(A1/A2) ist, wobei V_OS die Eingangsoffsetspannung des ersten Verstärkers (3) ist, A1 der Verstärkungsfaktor des ersten Verstärkers (3) ist, wobei sein Ausgang gleich dem ersten Wert der Ausgangsspannung ist, und A2 ein Verstärkungsfaktor des zweiten Verstärkers (13) ist.
Verfahren nach Anspruch 13, wobei ein zweiter Ausgang des zweiten Verstärkers (13) mit einem zweiten Hilfseingang des ersten Verstärkers (3) gekoppelt ist, wobei das Verfahren das Betreiben des zweiten Verstärkers (13) umfasst, damit er einen differentiellen Kompensationsstrom in den ersten Verstärker (3) eingibt, um dessen Eingangsoffsetspannung automatisch auf Null zu stellen.