DE60016311T2

DE60016311T2 - Hochfrequenzschaltungsanordnung und Kommunikationsgerät unter Verwendung dieser Anordnung

Info

Publication number: DE60016311T2
Application number: DE60016311T
Authority: DE
Inventors: Keniki Nagaokakyo-shi Iio
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1999-06-03
Filing date: 2000-05-29
Publication date: 2005-12-08
Anticipated expiration: 2020-05-30
Also published as: EP1058335A3; JP2000349503A; EP1058335B1; US6535089B1; JP3334680B2; EP1058335A2; DE60016311D1

Description

Hintergrund der Erfindung
1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Hochfrequenzschaltungsvorrichtungen, wie z. B. einen Wellenleiter und einen Resonator, die zwei parallele planare Leiter aufweisen, und die Erfindung bezieht sich außerdem auf Kommunikationsvorrichtungen unter Verwendung derselben.
2. Beschreibung der verwandten Technik
Als Übertragungsleitungen, die in Mikrowellenbändern und Millimeterwellenbändern eingesetzt werden, sind z. B. geerdete koplanare Leitungen, die jeweils eine Masseelektrode, die auf im wesentlichen dem gesamten Teil einer Oberfläche einer dielektrischen Platte gebildet ist, und eine koplanare Leitung aufweisen, die auf der anderen Oberfläche derselben gebildet ist; geerdete Schlitzleitungen, die jeweils eine Masseelektrode, die auf einer Oberfläche einer dielektrischen Platte gebildet ist, und eine Schlitzleitung aufweisen, die auf der anderen Oberfläche derselben gebildet ist; und planare dielektrische Leitungen bekannt, die Schlitze aufweisen, die auf beiden Oberflächen einer dielektrischen Platte gebildet sind, wobei die Schlitze einander durch die Dicke der dielektrischen Platte gegenüber liegen.
Da jede der obigen Übertragungsleitungen eine Struktur mit zwei parallelen planaren Leitern aufweist, wird, z. B. wenn elektromagnetische Felder an den Eingängen/Ausgängen und Biegungen der Übertragungsleitungen gestört werden, eine Störmodenwelle, wie z. B. die sogenannte Parallelplattenmode, die eine Parallelebenenmode ist, zwischen den beiden parallelen planaren Leitern induziert, und die Störmodenwelle breitet sich dadurch zwischen den planaren Leitern aus. Als ein Ergebnis wird zwischen den benachbarten Übertragungsleitungen eine Interferenz durch eine Leckwelle der obigen Störmode bewirkt, was oft zu einem Lecken von Signalen führt.
19 stellt ein Beispiel von Verteilungen eines elektromagnetischen Feldes der Hauptausbreitungsmode einer geerdeten koplanaren Leitung und einer auftretenden Parallelplattenmode, die der Hauptausbreitungsmode zugeordnet ist, dar. In 19 bezeichnet das Bezugszeichen 20 eine dielektrische Platte. Auf im wesentlichen dem gesamten Teil der unteren Oberfläche der dielektrischen Platte 20 ist eine Elektrode 21 gebildet und auf der oberen Oberfläche derselben sind ein Streifenleiter 19 und Elektroden 22 gebildet. In diesem Fall werden die Elektroden 21 und 22 als Masseelektroden verwendet und die geerdete koplanare Leitung umfasst diese Elektroden 21 und 22, die dielektrische Platte 20 und den Streifenleiter 19. Bei einer derartigen geerdeten koplanaren Leitung tritt die Störung elektromagnetischer Felder an Enden der Leitung auf und induziert elektrische Felder, die vertikal durch die Elektroden 21 und 22 laufen, die auf der oberen und der unteren Oberfläche der dielektrischen Platte 20 gebildet sind. Als ein Ergebnis wird ein elektromagnetisches Parallelplattenmode-Feld erzeugt, wie in 9 gezeigt ist. In dieser Figur zeigen die Pfeile, die durch durchgezogene Linien angezeigt sind, eine Verteilung eines elektrischen Feldes, Pfeile mit gestrichelter Linie zeigen Verteilungen eines Magnetfeldes und Pfeile mit Strich-Doppelpunkt-Linien zeigen Stromverteilungen.
Um eine derartige Störmodenwellenausbreitung zu verhindern, ist üblicherweise eine elektrische Wand z. B. durch Anordnen von Durchgangslöchern, die es erlauben, dass Elektroden, die auf der oberen und der unteren Oberfläche einer dielektrischen Platte gebildet sind, in Entfernungen ge führt werden können, die sehr viel kleiner sind als die Wellenlänge der Ausbreitungsmode entlang jeder Seite der Übertragungsleitung, gebildet.
Wenn die elektrischen Wände entlang der Richtung, in der sich eine elektromagnetische Welle der Übertragungsleitung ausbreitet, wie oben erwähnt wurde, gebildet sind, dienen die elektrischen Wände dazu, die Ausbreitung einer Störmodenwelle, wie z. B. einer Parallelplattenmodenwelle, zu blockieren. Die Störmodenwelle jedoch wird durch die elektrischen Wände zurück zu der Übertragungsleitung reflektiert. Schließlich wird die Störmodenwelle wahrscheinlich in die Mode der Übertragungsleitung umgewandelt.
Die EP 0975043 A , die gemäß Art. 54 (3) (4) EPÜ Dokument des Stands der Technik ist, beschreibt eine Hochfrequenzschaltung, die Elektroden aufweist, die auf sowohl der oberen als auch der unteren Oberfläche einer dielektrischen Platte gebildet sind. Geerdete koplanare Leitungen, als Übertragungsleitungen, sind auf der oberen Oberfläche auf der dielektrischen Platte gebildet und eine Mehrzahl von Mikrostreifenleitungen, die jeweils Hochimpedanzleitungen und Niederimpedanzleitungen aufweisen, die abwechselnd in Serie geschaltet sind, ist mit einer Beabstandung, die kleiner ist als die Wellenlänge einer Welle, die sich entlang der geerdeten koplanaren Leitungen bewegt, angeordnet. Eine Störmodenausbreitungsblockierschaltung, die derart aufgebaut ist, verhindert, dass sich eine Störmodenwelle durch Reflektieren derselben bewegt.
Die GB-A-2,322,237 beschreibt eine koplanare Wellenleiterleitung auf Masseleiterbasis, die Masseleiter auf beiden Seiten des Signalleitungsleiters aufweist, der an einem dielektrischen Substrat befestigt ist. Ein weiterer Masseleiter ist auf der Basis des Substrats vorgesehen und umfasst eine Einrichtung zum elektrischen Verbinden der ersten Masseleiter mit dem Basismasseleiter an der Eingangs- und Ausgangsfläche des Substrats. Die Verbindungs einrichtung kann Durchgangslöcher und Platten oder Seitenplatten aufweisen. Dadurch, dass die Masseverbindung sich an dem Eingangs- und Ausgangsende befindet, kann ein Reflexionsverlust reduziert werden.
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung bereitzustellen, die die Probleme löst, die durch die Reflexion einer Störmodenwelle bewirkt werden, die an einem Teil auftritt, wo die Ausbreitung der Störmodenwelle blockiert wird, um die Störmodenausbreitung, wie z. B. eine Parallelplattenmode, zu blockieren.
Diese Aufgabe wird durch eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß Anspruch 1 gelöst.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Kommunikationsvorrichtung unter Verwendung der erfindungsgemäßen Hochfrequenzschaltungsvorrichtung bereitgestellt.
In dem Fall einer geerdeten koplanaren Leitung z. B., mit Störungen elektromagnetischer Felder, die durch einen Streifenleiter erzeugt werden, der die geerdete koplanare Leitung bildet, sowie Elektroden, die an den Seiten desselben angeordnet sind, breitet sich die elektromagnetische Welle einer Störmode, wie z. B. einer Parallelplattenmode, zwischen zwei parallelen Leitern aus und ein Teil der elektromagnetischen Welle wird, wenn dieselbe die Grenze einer Leiterstruktur erreicht, an der Grenze der Leiterstruktur reflektiert, da die Form eines Ausbreitungspfades in einem Bereich vor der Grenze unterschiedlich ist. Die vorliegende Erfindung verwendet diese Reaktion, um die Störmode, wie z. B. die Parallelplattenmode, zu unterdrücken.
Anders ausgedrückt wird gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung bereitgestellt, die zumindest zwei parallele planare Leiter, eine Schaltung zur Anregung einer elektromagnetischen Welle, die eine elektromagnetische Welle zwischen den beiden planaren Leitern anregt, und eine Störmodenreflexionsschaltung, die eine Störmodenwelle reflektiert, die sich zwischen den beiden planaren Leitern ausbreitet, umfasst. Bei dieser Hochfrequenzschaltungsvorrichtung ist die Störmodenreflexionsschaltung in einer Entfernung von der Schaltung zur Anregung einer elektromagnetischen Welle angeordnet, in der die Schaltung zur Anregung einer elektromagnetischen Welle die Welle, die durch die Störmodenreflexionsschaltung reflektiert wird, aufhebt. Mit dieser Anordnung wird die Störmodenwelle, die sich zwischen den beiden parallelen planaren Leitern ausbreitet, durch die Störmodenreflexionsschaltung reflektiert und dann wird die reflektierte Welle aufgehoben, nachdem sie zu der Schaltung zur Anregung einer elektromagnetischen Welle zurückgekehrt ist. Die Störmodenreflexionsschaltung wird durch ein Verwenden der Leiterstruktur aller parallelen planaren Leiter gebildet.
Zusätzlich kann z. B. die Entfernung zwischen der Störmodenreflexionsschaltung und der Schaltung zur Anregung einer elektromagnetischen Welle, dargestellt durch das Symbol w, durch die folgende Gleichung erhalten werden:
In diesem Fall stellt das Symbol m eine ungerade Zahl von 1 oder mehr dar, das Symbol arg(Γ) stellt eine Reflexionsphase in der Reflexionsschaltung dar, das Symbol k stellt einen Vektor k in Bezug auf eine Richtung, in der sich die Störmodenwelle ausbreitet, dar und das Symbol β stellt eine Phasenkonstante der Hauptausbreitungsmode der Schaltung zur Anregung einer elektromagnetischen Welle dar.
Zusätzlich kann die Störmodenreflexionsschaltung eine Mehrzahl von Mikrostreifenleitungen, die in Entfernungen von einander angeordnet sind, aufweisen, wobei die Entfernungen kürzer sind als die Länge einer elektromagnetischen Welle.
Zusätzlich kann die Störmodenreflexionsschaltung entweder eine magnetische Wand oder eine elektrische Wand sein, die auf einer dielektrischen Platte erzeugt ist, auf der die beiden planaren Leiter gebildet sind.
Zusätzlich kann die Schaltung zur Anregung einer elektromagnetischen Welle eine Übertragungsleitung sein. Diese Anordnung kann z. B. eine Interferenz der Störmodenwelle zwischen benachbarten Übertragungsleitungen und eine Interferenz der Störmodenwelle zwischen der Übertragungsleitung und einem Resonator verhindern.
Zusätzlich kann die Schaltung zur Anregung einer elektromagnetischen Welle ein Resonator sein. Diese Anordnung kann z. B. eine Interferenz der Störmodenwelle zwischen benachbarten Resonatoren und eine Interferenz der Störmodenwelle zwischen dem Resonator und der Übertragungsleitung verhindern.
Ferner wird gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung eine Kommunikationsvorrichtung bereitgestellt, die die oben beschriebene Hochfrequenzschaltungsvorrichtung umfasst, die in einer Kommunikationssignalausbreitungseinheit, einer Signalverarbeitungseinheit, wie z. B. einem Filter, das das Kommunikationssignal in einem spezifizierten Frequenzband durchlässt und blockiert, verwendet wird.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist eine perspektivische Ansicht, die die Struktur einer Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
2 ist eine Ansicht, die ein Prinzip der Störmodenunterdrückung darstellt;
3A zeigt eine perspektivische Ansicht, die die Struktur einer geerdeten koplanaren Leitung und des oberen abgeschirmten Raums darstellt, wobei die 3B und 3C die Verteilungen elektromagnetischer Feldstärken in Fällen zeigen, in denen die Interferenzphasen einer Hauptausbreitungsmodenwelle und einer Leckwelle entgegengesetzt zueinander sind und beide Wellen gleich sind;
4 ist ein Graph, der die Beziehung zwischen der Phasendifferenz zwischen den obigen beiden Interferenzphasen und einem Einfügungsverlust zeigt;
5 ist eine perspektivische Ansicht, die die Struktur einer Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
6 ist eine perspektivische Ansicht, die die Struktur einer Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
7A zeigen eine Draufsicht, die die Struktur einer und 7B Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt, bzw. eine Teilvergrößerungsansicht einer Störmodenreflexionsschaltung, die in der Hochfrequenzschaltungsvorrichtung verwendet wird;
8A zeigen Äquivalentschaltungsdiagramme einer Stör- und 8B modenreflexionsschaltung in der Hochfrequenzschaltungsvorrichtung des vierten Ausführungsbeispiels;
9 ist eine Draufsicht, die die Struktur einer Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
10 ist eine perspektivische Ansicht, die die Struktur einer Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß einem sechsten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
11A zeigen eine perspektivische Ansicht, die die und 11B Struktur einer Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß einem siebten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt, bzw. die Unteroberflächenansicht einer in der Vorrichtung verwendeten dielektrischen Platte;
12A zeigen eine perspektivische Ansicht bzw. eine und 12B Schnittansicht, die die Struktur einer Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß einem achten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellen;
13 ist eine Draufsicht einer Störmodenreflexionsschaltung einer Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß einem neunten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
14 ist eine perspektivische Ansicht, die die Struktur einer Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß einem zehnten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
15 ist eine perspektivische Ansicht, die die Struktur einer Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß einem elften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
16 ist eine perspektivische Ansicht, die die Struktur einer Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß einem zwölften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
17 ist eine perspektivische Ansicht, die die Struktur eines spannungsgesteuerten Oszillators gemäß einem dreizehnten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
18 ist ein Blockdiagramm, das die Struktur einer Kommunikationsvorrichtung gemäß einem vierzehnten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt; und
19 ist eine perspektivische Teilschnittansicht, die den Zustand einer Parallelplattenmode zeigt.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
1 zeigt ein Beispiel, bei dem eine geerdete koplanare Leitung als eine Übertragungsleitung verwendet wird. In dieser Figur bezeichnet das Bezugszeichen 20 eine dielektrische Platte. Auf der oberen Oberfläche derselben ist ein Streifenleiter 19 angeordnet. An jeder Seite der oberen Oberfläche der dielektrischen Platte 20 ist eine Elektrode 22 auf eine derartige Art und Weise angeordnet, dass die Elektroden 22 in spezifizierten Entfernungen von dem Streifenleiter 19 sind. Zusätzlich ist auf der gesamten unteren Oberfläche der dielektrischen Platte 20 eine Masseelektrode 21 angeordnet. Mit dieser Anordnung wirkt ein Teil, der durch das Bezugszeichen 1 angegeben ist, als eine geerdete koplanare Leitung.
Als nächstes ist nachfolgend Bezug nehmend auf 2 ein System zum Unterdrücken einer Parallelplattenmode dargestellt.
In 2 breitet sich eine Parallelplattenmode, die an einem Punkt a auf einer Übertragungsleitung erzeugt wird, auf eine von der Übertragungsleitung abgestrahlte Art und Weise aus. Da jedoch eine Störmodenreflexionsschaltung parallel zu der Übertragungsleitung angeordnet ist, wird die Planarplattenmodenwelle insgesamt durch die Störmodenreflexionsschaltung reflektiert und die Welle breitet sich zwischen parallelen planaren Leitern aus, um zu der Übertragungsleitung zurückzukehren. Der Punkt, an dem die Parallelplattenmodenwelle die Übertragungsleitung erreicht, ist als Punkt b eingestellt. An dem Punkt b wird auch eine Parallelplattenmodenwelle angeregt und abgestrahlt. Als ein Ergebnis interferieren die angeregte Parallelplattenmodenwelle und die reflektierte Parallelplattenmodenwelle schließlich miteinander. Wenn die gegenseitige Interferenz zwischen den beiden Wellen so wirkt, um elektrische Felder zu stärken, wird eine Umwandlung in eine Parallelplattenmode erleichtert, wohingegen, wenn die Interferenz wirkt, um die elektrischen Felder zu schwächen, die Parallelplattenmode unterdrückt wird.
Bedingungen, die die Interferenz zwischen der erzeugten Parallelplattenmodenwelle (im Folgenden als Leckwelle bezeichnet) und der reflektierten Parallelplattenmodenwelle (im Folgenden reflektierte Welle bezeichnet) bewirken, sind durch Ausbreitungscharakteristika der Übertragungsleitung und der Parallelplattenmodenwelle bestimmt und die bestimmten Bedingungen verändern sich mit einer Breite w der Struktur, die jeden der parallelen planaren Leiter bildet.
Als nächstes sind die Bedingungen, durch die die obige Parallelplattenmodenwelle unterdrückt wird, nachfolgend dargestellt.
Im allgemeinen weist eine elektromagnetische Welle, die durch eine Linienwellenquelle angeregt wird, eine bestimmte feste Richtwirkung auf. Die Tatsache, dass die Welle die feste Richtwirkung aufweist, kann unter Verwendung eines Antennenanalyseverfahrens gezeigt werden. In dem Fall der geerdeten koplanaren Leitung aus 1 z. B. kann die Richtwirkung durch die folgende Gleichung erhalten werden. θ = cos–1(k / β) (1)
Bei dieser Gleichung stellt das Symbol k einen Vektor k in Bezug auf eine Richtung, in der sich eine erzeugte Leckwelle ausbreitet, dar und das Symbol β stellt eine Phasenkonstante einer Hauptausbreitungsmode, die sich durch die Übertragungsleitung ausbreitet, dar.
Die sich durch die koplanare Leitung ausbreitende Welle wird in eine Hauptausbreitungsmodenwelle und eine Störmodenleckwelle getrennt, die als die Hauptausbreitungsmodenwelle begleitend erzeugt wird. Die Leckwelle breitet sich in einer θ-Richtung in Bezug auf die Richtung, in der sich die Hauptmodenwelle ausbreitet, aus. Die Störmodenreflexionsschaltung jedoch, die parallel zu der Übertragungsleitung angeordnet ist, ermöglicht es, dass die Störmodenwelle total reflektiert werden kann, um in Richtung der Übertragungsleitung ausgerichtet zu sein. In 2 werden, wenn der Pfad der Hauptausbreitungsmodenwelle als 1 eingestellt ist und der Pfad der Störmodenwelle als 2 eingestellt wird, wobei die Mengen von Phasenveränderungen in Richtungen, in denen sich diese Wellen ausbreiten, als Φ1 und Φ2 eingestellt sind, die folgenden Gleichungen erhalten: Φ1 = β(2w)/tanθ Φ2 = 2k0w/sinθ + arg(Γ) (2)
In diesem Fall stellt das Symbol k₀ die Phasenkonstante der Leckwelle dar und das Symbol arg(Γ) stellt die Reflexionsphase der Störmodenreflexionsschaltung dar.
Deshalb wird die Phasendifferenz zwischen den beiden Wellen durch die folgende Gleichung ausgedrückt. ΔΦ = Φ2 – Φ1 = 2k0w/sinθ + arg(Γ) – β(2w)/tanθ = (2k0w/sinθ)(1 – βcosθ/k0) + arg(Γ)
In diesem Fall wird basierend auf Bedingungen, bei denen cosθ gleich β/k₀ ist und sinθ gleich
ist, die folgende Gleichung erhalten:
Wenn die Interferenzwellen der beiden Wellen, die im Folgenden als die beiden Interferenzwellen bezeichnet werden, die gleichen Phasen aufweisen, stärken die elektrischen Felder einander, wohingegen, wenn die beiden Interferenzwellen die entgegengesetzten Phasen aufweisen, die elektrischen Felder einander schwächen. Da die Menge einer Umwandlung von der Hauptausbreitungsmode in eine Störmode proportional zu dem Quadrat der elektrischen Feldstärke ist, wird, wenn die beiden Interferenzwellen die gleiche Phase aufweisen, das Verhältnis eines Auftretens einer Störmodenwelle maximiert, wohingegen, wenn die beiden Interferenzwellen die entgegengesetzten Phasen aufweisen, das Verhältnis des Auftretens der Störmodenwelle minimiert wird.
Deshalb werden, wenn ΔΦ gleich mπ ist und k₀ gleich k ist, die folgenden Gleichungen als Bedingungen zum Unterdrücken der Störmodenwelle in Bezug auf die Position der Störmodenreflexionsschaltung erhalten.
In diesem Fall ist das Symbol m gleich einer ungeraden Zahl von 1 oder größer.
Folglich werden in der in 1 gezeigten Hochfrequenzschaltungsvorrichtung die Endflächen der dielektrischen Platte 20, die parallel zu der koplanaren Leitung 1 sind, elektrodenlose magnetische Wände, die als Totalreflexionswände gegenüber der Störmodenwelle dienen. So kann, wenn die Entfernung w von der koplanaren Leitung 1 zu der dielektrischen Platte 20 als die Länge eingestellt ist, die durch die Gleichung (4) ausgedrückt ist, eine spezifizierte Störmode, wie z. B. eine Parallelplattenmode, sehr wirksam unterdrückt werden.
Als nächstes wird in Bezug auf die Hochfrequenzschaltungsvorrichtung mit der in 1 gezeigten Struktur eine Analyse durch ein Verwenden eines Finites-Element-Verfahrens durchgeführt, um die Angemessenheit des zuvor genannten Entwurfsverfahrens anzuzeigen.
Als ein Testmodell wird die in 1 gezeigte Hochfrequenzschaltungsvorrichtung verwendet. Die relative Permitivität der in der Hochfrequenzschaltungsvorrichtung verwendeten dielektrischen Platte wird auf 3,2 eingestellt und die Dicke derselben auf 0,3 mm eingestellt. Es wird angenommen, dass der auf der dielektrischen Platte 20 gebildete Streifenleiter 19, die auf jeder Seite desselben gebildete Elektrode 22 und die auf der unteren Oberfläche desselben gebildete Masseelektrode 21 vollständige Leiter sind. Zusätzlich ist, um eine Störmodenwellenkopplung zu erzeugen, die Entfernung zwischen dem Streifenleiter 19 und der Elektrode 22 als extrem klein, 0,1 mm, eingestellt. Ferner ist die verwendete Frequenz auf 30 GHz eingestellt und eine Wand, die die Bedingungen der Totalreflexion erfüllt, ist eine magnetische Wand. In Bezug auf die obigen Strukturparameter beträgt, wenn die Eingangs-/Ausgangsanschlüsse einer Mikrostreifenleitung derart eingestellt werden, dass sie einen Widerstandswert von 50 aufweisen, die Phasenkonstante einer Quasi-TEM-Mode 1.060 (rad/m), wohingegen der Vektor k der Störmode 996 (m/s) beträgt. In diesem Fall wird, da das elektrische Feld der Hauptausbreitungsmode zwischen dem Streifenleiter 19 und der auf der unteren Oberfläche der dielektrischen Platte gebildeten Elektrode 21 erzeugt wird, eine Mikrostreifenleitung anstelle einer koplanaren Leitung bereitgestellt.
Basierend auf den obigen eingestellten Werten hat sich als Ergebnis der Werteanalyse durch ein Verwenden des Finites-Element-Verfahrens mit einem dreidimensionalen Elektromagnetfeldsimulator als einem Hochfrequenzstruktursimulator (HFSS) herausgestellt, dass die maximale Winkelrichtung der Richtwirkung eine Richtung von etwa 20° in Bezug auf eine Richtung, in der sich die Parallelplattenmode ausbreitet, ist.
3A zeigt eine perspektivische Ansicht der durch eine geerdete koplanare Leitung und den Abschirmungsraum auf dem oberen Teil der Leitung gebildeten Struktur. Die 3B und 3C zeigen die Verteilungen elektromagnetischer Feldstärken, die durch den HFSS gehalten werden, wenn die Phasen der beiden Interferenzwellen verändert werden. Die 3B und 3C zeigen Konturansichten, die die elektromagnetischen Feldstärken von Parallelplattenmoden darstellen. Insbesondere stellt 3B einen Fall dar, in dem die Interferenzphasen der Hauptausbreitungsmode und einer Reflexionswelle entgegengesetzt sind, und 3C stellt einen Fall dar, in dem die Interferenzphasen der Hauptausbreitungsmode und der Reflexionswelle gleich sind. Wie hier gezeigt ist, wird, wenn die Interferenzphasen derselben gleich sind, eine Störmodenwelle aus der gesamten Übertragungsleitung erzeugt, wohingegen, wenn die Interferenzphasen derselben entgegengesetzt sind, das Auftreten der Störmodenwelle unterdrückt wird.
4 zeigt ein quantitatives Ergebnis bezüglich der obigen Phänomene. Diese Figur zeigt die Beziehung zwischen der Phasendifferenz zwischen den beiden Interferenzwellen und Übertragungsverlusten, die Einfügungsverluste sind, bei einer eingeschränkten Frequenz von 30 GHz. Zusätzlich kann der in diesem Fall gezeigte Verlust, da angenommen wird, dass das dielektrische Bauteil und die Elektroden keinen Verlust erzeugen, als die Menge eines Verlustes bei der Umwandlung von der Hauptausbreitungsmode in die Störmodenwelle betrachtet werden.
In 4 zeigt eine laterale Achse die Phasendifferenz zwischen den beiden Interferenzwellen an und eine vertikale Achse zeigt den Einfügungsverlust an. Da eine magnetische Wand als eine Wand angenommen wird, die die Bedingungen einer Totalreflexion erfüllt, und die Reflexionsphase auf Null eingestellt ist, stärken die beiden Interferenzwellen einander am meisten, wenn die Entfernung w zwischen einer Quelle, von der eine Störmodenwelle erzeugt wird, und der Wand Null ist. Dann schwächen sich, bis die Phasendifferenz zwischen den beiden Interferenzwellen π wird, nachdem die Entfernung w erhöht wird, die beiden Interferenzwellen einander weiter. Nachfolgend stärken die beiden Interferenzwellen einander, wenn die Entfernung w weiter erhöht wird, wobei dies zum Ergebnis hat, dass die Menge einer Umwandlung in die Störmodenwelle zunimmt. Deshalb kann dann, wenn die Entfernung zwischen der Störmodenwellenerzeugungsquelle und der Wand gleich einer Entfernung eingestellt ist, die nötig ist, um die Phasendifferenz zwischen den beiden Interferenzwellen zu π zu machen, die Störmode am wirksamsten unterdrückt werden.
Als ein Ergebnis kann die Gültigkeit des zuvor genannten Entwurfsverfahrens nachgewiesen werden.
Als nächstes wird die Struktur einer Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung Bezug nehmend auf 5 dargestellt.
In 5 bezeichnet das Bezugszeichen 20 eine dielektrische Platte, ein Streifenleiter 19 ist auf der oberen Oberfläche derselben gebildet und eine Elektrode 22 ist an jeder Seite der dielektrischen Platte 20 in einer spezifizierten Entfernung von dem Streifenleiter 19 gebildet. Zusätzlich ist auf der gesamten Rückoberfläche der dielektrischen Platte 20 eine Masseelektrode 21 gebildet. Bei dieser Anordnung wirkt ein durch das Bezugszeichen 1 angezeigter Teil als eine geerdete koplanare Leitung. Eine Elektrode 23 ist auf einer Endfläche parallel zu der geerdeten koplanaren Leitung 1 der dielektrischen Platte 20 angeordnet, um die Endflächen als eine elektrische Wand zu verwenden. Als ein Ergebnis ist die Reflexionsphase arg(Γ), in Gleichung (2) gezeigt, gleich π, nämlich 180 Grad, und unter dieser Bedingung wird die Entfernung w von der koplanaren Leitung 1 zu der Kante der dielektrischen Platte 20 parallel hierzu durch die Gleichung (4) erhalten.
6 zeigt eine perspektivische Ansicht des Hauptteils einer Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. In 6 bezeichnet das Bezugszeichen 20 eine dielektrische Platte. Ein Streifenleiter 19 ist auf der oberen Oberfläche der in der Figur gezeigten dielektrischen Platte 20 gebildet und eine Elektrode 22 ist an jeder Seite der dielektrischen Platte 20 in einer spezifizierten Entfernung von dem Streifenleiter 19 gebildet. Auf der gesamten Rückoberfläche der dielektrischen Platte 20 ist eine Masseelektrode 21 gebildet. Bei dieser Anordnung wirkt ein durch das Bezugszeichen 1 angezeigter Teil als eine geerdete koplanare Leitung. In diesem Fall wirkt eine Endfläche, die parallel zu der koplanaren Leitung 1 der Elektrode 22 ist, als eine magnetische Wand. Die Entfernung w von der koplanaren Leitung 1 zu der magnetischen Wand kann wie in dem Fall des ersten in 1 gezeigten Ausführungsbeispiels bestimmt werden.
Als nächstes wird die Struktur einer Hochfrequenzschaltung gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung Bezug nehmend auf die 7A, 7B und 8 dargestellt.
Die 7A und 7B zeigen die Draufsichten des Hauptteils der Hochfrequenzschaltungsvorrichtung. Wie in 7A gezeigt ist, sind auf der oberen Oberfläche einer dielektrischen Platte eine koplanare Leitung 1 und eine Störmodenreflexionsschaltung 3 an jeder Seite der koplanaren Leitung 1 durch ein Strukturieren von Elektroden auf der oberen Oberfläche der dielektrischen Platte gebildet. 7B zeigt eine Teilvergrößerungsansicht der Störmodenreflexionsschaltung 3.
An nichtdurchgehenden Teilen einer derartigen geerdeten koplanaren Leitung wird eine Parallelplattenmode induziert und die Störmodenreflexionsschaltung 3 wandelt die Parallelplattenmode in verschiedene Moden, wie z. B. eine TE₀₁₀-Mode, eine Schlitzmode und eine Mikrostreifenmode, um. In diesem Fall wird insbesondere eine Anordnung auf eine derartige Art und Weise durchgeführt, dass eine Struktur, in der eine Quasi-TEM-Mode der Mikrostreifenleitung bei einer erwünschten Frequenz total reflektiert wird, eingestellt wird. In 7B beträgt das Symbol Wa 0,3 mm, das Symbol Wb 1,5 mm, das Symbol Ws 1,5 mm und die Dicke eines Substrats 0,3 mm. Der Teil mit der Leitungsbreite Wb dient als eine Niederimpedanzleitung und der Teil mit der Leitungsbreite Wa dient als eine Hochimpedanzleitung. Eine der Mikrostreifenleitungen der Störmodenreflexionsschaltung ist äquivalent dazu eine Schaltung, die durch eine Wiederholung zweier unterschiedlicher Arten charakteristischer Impedanzen erzeugt wird, die feste elektrische Längen aufweisen.
Die 8A und 8B zeigen Äquivalentschaltungen, die die obige Schaltung darstellen. Die Symbole Za und Zb zeigen die charakteristischen Impedanzen der Mikrostreifenleitung an. 8A zeigt eine Äquivalentschaltung der Mikrostreifenleitung beginnend mit einer Hochimpedanzleitung bis zu einem Ende mit einer Hochimpedanzleitung und 8B zeigt eine Äquivalentschaltung derselben beginnend mit einer Niederimpedanzleitung bis zu einem Ende mit einer Niederimpedanzleitung. In dieser Figur ist Za größer als Zb. In 7B ist Ws auf 1,5 mm eingestellt, was ¼ (30 GHz) der Wellenlänge auf der Mikrostreifenleitung ist. So betragen die elektrischen Längen Φa bzw. Φb π/2 auf den in den 8A und 8B gezeigten Äquivalentschaltungen.
Bei den oben beschriebenen Strukturen der Mikrostreifenleitungen sind Charakteristika gezeigt, bei denen ein Signal mit erwünschter Frequenz jeder Leitung bei einer spezifizierten Reflexionsphase total reflektiert wird.
Wenn die Mehrzahl von Mikrostreifenleitungen angeordnet ist, wird die Entfernung Wp zwischen benachbarten Mikrostreifenleitungen sehr viel kürzer eingestellt als eine Parallelplattenmodenwellenlänge. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist Wp auf 1,5 mm eingestellt. Bei dieser Anordnung tritt kein Lecken der Parallelplattenmodenwelle auf, die aus dem Zwischenraum zwischen den Mikrostreifenleitungen herausschlüpft.
9 ist eine Draufsicht des Hauptteils einer Hochfrequenzschaltung gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel. Im Gegensatz zu der in 7 gezeigten Vorrichtung, die die Störmodenreflexionsschaltung an jeder Seite der geerdeten koplanaren Leitung aufweist, ist in der in 9 gezeigten Vorrichtung eine Störmodenreflexionsschaltung 3 zwischen zwei geerdeten koplanaren Leitungen 1 und 2 angeordnet, um eine Interferenz zwischen den beiden geerdeten koplanaren Leitungen 1 und 2 zu verhindern. Anders ausgedrückt wird die Entfernung w zwischen jeder der beiden geerdeten koplanaren Leitungen 1 und 2 und der Störmodenreflexionsschaltung 3 durch die zuvor genannten Bedingungen bestimmt.
10 zeigt eine perspektivische Ansicht des Hauptteils einer Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß einem sechsten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird eine geerdete Schlitzleitung 4 gebildet und an jeder Seite derselben ist eine Störmodenreflexionsschaltung 3 in einer Entfernung w, die durch die Gleichung (4) bestimmt wird, angeordnet.
Die 11A und 11B zeigen die Strukturen des Hauptteils einer Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß einem siebten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. 11A ist eine perspektivische Ansicht der Hochfrequenzschaltungsvorrichtung und 11B ist die Unteroberflächenansicht einer dielektrischen Platte 20, die in der Hochfrequenzschaltungsvorrichtung verwendet wird. Auf der oberen und der unteren Oberfläche der dielektrischen Platte 20 sind Elektroden 23 und 24 gebildet, die Schlitze aufweisen, die einander durch die dielektrische Platte 20 gegenüber liegen. Oberhalb und unterhalb der dielektrischen Platte 20 sind Leiterplatten 27 bzw. 28 parallel zu der Platte 20 in spezifizierten Entfernungen von derselben angeordnet. Diese Struktur erlaubt die Bildung einer planaren dielektrischen Leitung (PDTL). Die planare dielektrische Leitung ist in der ungeprüften japanischen Patentanmeldungsveröffentlichung Nr. 8-265007 (japanische Patentanmeldung Nr. 7-69867) offenbart.
Auf der dielektrischen Platte 20 sind durch ein Strukturieren der auf der oberen Oberfläche derselben gebildeten Elektroden 24 Störmodenreflexionsschaltungen 3, die den in 10 gezeigten ähneln, parallel zu einem Schlitz 26 in spezifizierten Entfernungen von dem Schlitz 26 angeordnet.
Mit dieser Struktur werden alle Moden, die eine Parallelplattenmode, die sich zwischen den Elektroden 23 und 24 ausbreitet, die auf der oberen und der unteren Oberfläche der dielektrischen Platte 20 gebildet sind, eine Parallelplattenmode, die sich in einem Raum zwischen der Elektrode 24 und der Leiterplatte 28 ausbreitet, und eine Parallelplattenmode, die sich in einem Raum zwischen der Elektrode 23 und der Leiterplatte 27 ausbreitet, umfassen, durch die Störmodenreflexionsschaltungen 3 total reflektiert und werden zu dem Teil zurückgegeben, an dem die planare dielektrische Leitung gebildet ist, so dass alle Moden aufgehoben und unterdrückt werden.
Die 12A und 12B zeigen die Struktur einer Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß einem achten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. 12A ist eine perspektivische Teilschnittansicht des Hauptteils der Hochfrequenzschaltungsvorrichtung und 12B ist eine Schnittansicht derselben. In diesen Figuren bezeichnen die Bezugszeichen 35 und 36 dielektrische Streifen und das Bezugszeichen 33 bezeichnet eine dielektrische Platte, die auf der oberen Oberfläche derselben gebildete Elektroden 34 aufweist. Die dielektrischen Streifen 35 und 36 und die dielektrische Platte 33 sind zwischen Leiterplatten 31 und 32 angeordnet. Mit dieser Anordnung wird ein strahlungsfreier dielektrischer Wellenleiter (NRD-Wellenleiter) gebildet, bei dem eine Ausbreitung einer elektromagnetischen Welle durch ein Einfangen elektromagnetischer Energie in den dielektrischen Streifen 35 und 36 durchgeführt wird.
Üblicherweise breitet sich in einer dielektrischen Leitung, da eine Störung eines elektromagnetischen Feldes an nichtdurchgehenden Teilen der Leitung auftritt, wie z. B. Übergängen und Biegungen des dielektrischen Streifens, eine Störmodenwelle, wie z. B. eine Parallelplattenmodenwelle, zwischen der oberen und der unteren Leiterplatte aus.
Auf der dielektrischen Platte 33 ist durch ein Strukturieren aller Elektroden 34, die auf der oberen Oberfläche derselben gebildet sind, auf jeder Seite der dielektrischen Streifen 35 und 36 eine Störmodenreflexionsschaltung 3 in einer Entfernung w, die durch die Gleichung (4) bestimmt wird, angeordnet. Bei dieser Anordnung wird, wie in 12B gezeigt ist, eine elektromagnetische Parallelmodenwelle, die sich in einem Raum (A1) zwischen den Elektroden 34 und der Leiterplatte 32 über derselben bzw. dem Raum (A2) zwischen den Elektroden 34 und der Leiterplatte 31 unter derselben ausbreitet, durch die Mikrostreifenleitungen der Störmodenreflexionsschaltungen 3 in eine Quasi-TEM-Mode umgewandelt, um total reflektiert zu werden.
Als nächstes zeigt 13 eine Störmodenreflexionsschaltung, die in einer Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß einem neunten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung verwendet wird. Bei dieser Schaltung ist eine Mehrzahl von Mikrostreifenleitungen mit Leerlaufenden parallel zueinander angeordnet. In dieser Figur sind eine Mikrostreifenleitung 17, die sich von links nach rechts erstreckt, und die andere Mikrostreifenleitung 18, die sich von rechts nach links erstreckt, auf eine derartige Art und Weise angeordnet, dass dieselben einander gegenüber liegen. In 13 sind Leitungen, die in der Figur nicht gezeigt sind, wie z. B. geerdete koplanare Leitungen, vertikal auf der linken und rechten Seite der Störmodenreflexionsschaltung 3 gebildet. Bei dieser Anordnung werden elektromagnetische Parallelplattenmodenwellen, die aus diesen Leitungen lecken, total reflektiert.
Die Entfernung Wp zwischen den benachbarten Mikrostreifenleitungen 17 und 18 ist auf einen sehr viel kleineren Wert als die Parallelplattenmodenwellenlänge eingestellt. Da die Entfernung Wp derart eingestellt ist, leckt keine Parallelplattenmodenwelle durch ein Herausschlüpfen aus dem Raum zwischen den Mikrostreifenleitungen. Zusätzlich ist die Leitungslänge Ws jeder der Mikrostreifenleitungen auf einen kleineren Wert als ½ die Wellenlänge bei einer erwünschten Frequenz eingestellt, die eine Frequenz einer Schlitzmode ist, die zwischen den benachbarten Mikrostreifenleitungen induziert wird. Bei dieser Anordnung wird, da eine Grenzfrequenz der Schlitzmode ausreichend hoch wird, eine Störmode, wie z. B. die Parallelplattenmode, in keine Schlitz mode umgewandelt. Als ein Ergebnis gibt es keine Möglichkeit, bei der die Störmode wieder über die Schlitzmode in eine Parallelplattenmode umgewandelt wird und die Parallelplattenmode sich ausbreitet. Die elektromagnetische Störmodenwelle, wie z. B. eine Parallelmodenwelle, die sich zwischen den Elektroden ausbreitet, die auf der oberen und der unteren Oberfläche der dielektrischen Platte gebildet sind, wird in eine Quasi-TEM-Mode des Mikrostreifens an der Mikrostreifenleitung umgewandelt, um sich auszubreiten. Da jedoch jedes Ende der Mikrostreifenleitungen im Leerlauf ist, wird die Störmodenwelle an den Leerlaufenden total reflektiert.
Als nächstes ist Bezug nehmend auf die 14 bis 16 eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung mit einem Resonator dargestellt.
In 14 sind an Elektroden, die auf der oberen und der unteren Oberfläche einer dielektrischen Platte 29 gebildet sind, kreisförmige elektrodenfreie Abschnitte gebildet, die einander durch die dielektrische Platte 29 gegenüber liegen. Das Bezugszeichen 30 bezeichnet den elektrodenfreien Abschnitt, der an der Elektrode angeordnet ist, die auf der oberen Oberfläche der dielektrischen Platte 29 gebildet ist. Diese Anordnung erlaubt einen dielektrischen Resonator, dessen elektrodenfreier Abschnitt als eine zu bildende magnetische Wand verwendet wird. Bei diesem Ausführungsbeispiel wirkt der dielektrische Resonator als ein TE₀₁₀-Mode-Resonator. An der Elektrode der oberen Oberfläche der dielektrischen Platte 29 ist eine Störmodenreflexionsschaltung 3 durch Strukturierung gebildet. Die Störmodenreflexionsschaltung 3 umfasst Mikrostreifenleitungen, bei denen Hochimpedanzleitungen und Niederimpedanzleitungen abwechselnd in einer radialen Form um einen Resonator in einer Mitte in Serie geschaltet sind. Anders ausgedrückt ist, wenn die Struktur der in 7 gezeigten Störmodenreflexionsschaltung als kartesische Koordinaten verwendet wird, die Struktur der in 14 gezeigten Störmodenreflexions schaltung 3 äquivalent zu einer Struktur, die durch ein Umwandeln der kartesischen Koordinaten in polare Koordinaten erhalten wird. Die Abmessungen des Teils mit großer Breite und des Teils mit kleiner Breite jeder der Mikrostreifenleitungen jedoch können bei einer der Mikrostreifenleitungen gleich gemacht werden. Diese Figur zeigt einen Teil der Mikrostreifenleitung und der verbleibende Teil derselben ist weggelassen.
Ein Teil der Energie des elektromagnetischen Feldes, die in dem dielektrischen Resonator eingeschlossen ist, erstreckt sich als eine Parallelplattenmode in einer Radialrichtung um den dielektrischen Resonator als eine Mitte zwischen der oberen und der unteren Elektrode der dielektrischen Platte 29. Die Parallelplattenmode wird durch die Störmodenreflexionsschaltung 3 in eine Quasi-TEM-Mode umgewandelt, um total reflektiert zu werden. Die Entfernung zwischen der Störmodenreflexionsschaltung 3 und dem dielektrischen Resonator ist als das Symbol w, bestimmt durch die Gleichung (4), eingestellt. Elektromagnetische Felder jedoch, die in der Umfangsrichtung des TE₀₁₀-Mode-Resonators auftreten, weisen alle die gleiche Phase auf, der Wert von β wird Null. Als ein Ergebnis wird, da die Gleichung vereinfacht wird, die durch eine Gleichung w = {mπ – arg(Γ)}/2k ausgedrückte Beziehung erhalten. Mit diesem Ergebnis kann die Störmode wirksam unterdrückt werden. Zusätzlich besteht keine Möglichkeit eines Leckens der Störmode aus der Reflexionsschaltung 3 nach außen.
Ähnlich sind bei dem in 15 gezeigten Beispiel an Elektroden, die auf der oberen und der unteren Oberfläche einer dielektrischen Platte 29 gebildet sind, kreisförmige elektrodenfreie Abschnitte, die einander durch die dielektrische Platte 29 gegenüber liegen, gebildet. Das Bezugszeichen 30 bezeichnet den elektrodenfreien Abschnitt, der an der auf der oberen Oberfläche der dielektrischen Platte 29 gebildeten Elektrode angeordnet ist. Diese Anordnung erlaubt die Bildung eines TE₀₁₀-Mode-Resonators, der den elektrodenfreien Abschnitt aufweist, der als eine magnetische Wand verwendet wird. Auf zumindest einer der oberen und der unteren Oberfläche der dielektrischen Platte 29 ist eine ringförmige Elektrode, die um eine spezifische Entfernung w von dem elektrodenfreien Abschnitt 30 verbreitert ist, als eine Störmodenreflexionsschaltung 3 gebildet. Der Außenumfangsgrenzteil der Störmodenreflexionsschaltung 3 wirkt als eine magnetische Wand. Die Entfernung zwischen der magnetischen Wand und dem Resonator ist, bestimmt durch die Gleichung (4) auf w eingestellt. Bei dieser Anordnung heben sich, da das Parallelplattenmodenlecken aus dem Resonator durch die Störmodenreflexionsschaltung 3 total reflektiert wird, die Störmodenleckwelle und die reflektierte Welle einander auf. Als ein Ergebnis führt dies zu einer Unterdrückung der Störmode.
Bei einem in 16 gezeigten Beispiel ist eine Elektrode auf der gesamten unteren Oberfläche einer dielektrischen Platte 29 gebildet und eine kreisförmige Resonatorelektrode 37 ist auf der oberen Oberfläche derselben gebildet. Bei dieser Anordnung wird ein dielektrischer TM-Mode-Resonator bereitgestellt, in dem die kreisförmige Resonatorelektrode 37 als eine elektrische Wand verwendet wird. In diesem Fall ist eine Störmodenreflexionsschaltung 3 an einer Elektrode strukturiert, die auf der oberen Oberfläche der dielektrischen Platte 29 gebildet ist.
In Bezug auf einen derartigen TM-Mode-Resonator ist es schwierig, die Entfernung w zwischen der Störmodenreflexionsschaltung 3 und der inneren Elektrodenperipherie mit einem spezifizierten Resonanzmodus durch eine Gleichung auszudrücken. So wird die Entfernung w experimentell auf eine derartige Art und Weise bestimmt, dass eine Störmode wirksam unterdrückt werden kann.
Als nächstes wird das Strukturbeispiel eines spannungsgesteuerten Oszillators Bezug nehmend auf 17 dargestellt.
17 ist eine auseinandergezogene perspektivische Ansicht, die eine Struktur des spannungsgesteuerten Oszillators zeigt. Die Bezugszeichen 41 und 44 bezeichnen eine obere Leiterplatte und eine untere Leiterplatte, zwischen denen eine dielektrische Platte 20 angeordnet ist. In 17 ist die obere Leiterplatte 41 auf eine derartige Art und Weise gezeigt, dass die Platte 41 weit von der dielektrischen Platte 20 entfernt angeordnet ist. Auf der oberen und der unteren Oberfläche der dielektrischen Platte 20 sind verschiedene Arten von Leiterstrukturen gebildet. Auf der oberen Oberfläche der dielektrischen Platte 20 ist ein Schlitzleitungseingangstyp-FET 50 als ein Millimeterwellen-GaAs-FET angebracht. Die Bezugszeichen 62 und 63 bezeichnen Schlitze auf der oberen Oberfläche der dielektrischen Platte 20. Die Schlitze 62 und 63 sind durch ein Anordnen jedes Paars von Elektroden in festen Entfernungen auf der oberen Oberfläche derselben gebildet. Diese Schlitze 62 und 63 sind zusätzlich zu Schlitzen, die auf der unteren Oberfläche der dielektrischen Platte 20 gebildet sind, vorgesehen, um eine planare dielektrische Leitung zu bilden. Das Bezugszeichen 45 ist eine koplanare Leitung, die eine Gatevorspannung und eine Drainvorspannung an den FET 50 liefert.
Das Bezugszeichen 61 bezeichnet einen Dünnfilmwiderstand, der an dem oberen Teil eines nach unten spitz zulaufenden Endes des Schlitzes 62 angeordnet ist, der auf der oberen Oberfläche der dielektrischen Platte 20 gebildet ist. Das Bezugszeichen 65 ist ein weiterer Schlitz, der auf der oberen Oberfläche der dielektrischen Platte 20 angeordnet ist. Zusätzlich ist auf der Rückoberfläche durch die Dicke der dielektrischen Platte 20 ebenso ein weiterer Schlitz angeordnet, um eine weitere planare dielektrische Leitung zu bilden. Das Bezugszeichen 60 bezeichnet ein Element mit variabler Kapazität, das an der oberen Oberfläche der dielektrischen Platte auf eine derartige Art und Weise angebracht ist, dass sich das Element 60 über den Schlitz 65 erstreckt, um eine Kapazität mit einer angelegten Spannung zu variieren. Zusätzlich bezeichnet in der Figur das Bezugszeichen 64 einen Nichtleiterabschnitt, der für einen dielektrischen Resonator verwendet ist, der auf der oberen Oberfläche der dielektrischen Platte 20 angeordnet ist. Ein dielektrischer TE₀₁₀-Mode-Resonator ist durch den Nichtleiterabschnitt 64, der für den dielektrischen Resonator verwendet wird, und den anderen Nichtleiterabschnitt eines dielektrischen Resonators gebildet, der demselben durch die Dicke der Platte 20 gegenüber liegt, der auf der Rückoberfläche derselben angeordnet ist.
Die schraffierten Teile in 17 sind eine durch Elektroden gebildete Störmodenreflexionsschaltung 3. Eine weitere Störmodenreflexionsschaltung 3 ist symmetrisch auf der unteren Oberfläche der dielektrischen Platte 20 gebildet. Diese Störmodenreflexionsschaltungen 3 sind von der planaren dielektrischen Leitung, der koplanaren Leitung und dem dielektrischen Resonator und dergleichen um eine Entfernung beabstandet angeordnet, die benötigt wird, um die Störmodenleckwelle und die reflektierte Welle aufzuheben. Die Störmode kann wirksam durch ein Bilden der hier gezeigten Störmodenreflexionsschaltungen 3 unterdrückt werden. Eine Interferenz z. B., die durch Leckwellen bewirkt wird, die zwischen der planaren dielektrischen Leitung, die aus dem Schlitz 32 gebildet ist, der planaren dielektrischen Leitung aus dem Schlitz 65 und dem dielektrischen Resonator an dem Schlitz 64 erzeugt werden, kann verhindert werden.
18 ist ein Blockdiagramm, das die Struktur einer Kommunikationsvorrichtung unter Verwendung des obigen spannungsgesteuerten Oszillators darstellt. In dieser Figur bezeichnet das Symbol DPX einen Antennenduplexer, in den ein von einem Leistungsverstärker PA übertragenes Signal eingegeben wird. Das von dem DPX empfangene Signal wird durch einen Niederrauschverstärker LNA und ein RX-Filter als Empfangsfilter zu einem Mischer gesendet. Unterdessen umfasst ein als eine PLL gebildeter lokaler Oszillator einen Oszillator OSC und einen Frequenzteiler DV, der ein von dem OSC oszilliertes Signal teilt. Ein lokales Signal von dem lokalen Oszillator PLL wird zu dem Mischer geliefert. In diesem Fall wird der zuvor genannte spannungsgesteuerte Oszillator als der Oszillator OSC verwendet.
Wie oben beschrieben ist, können gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung Störmodenwellen, die sich zwischen zwei parallelen planaren Leitern ausbreiten, wirksam unterdrückt werden. Zusätzlich können ein Umwandlungsverlust von der Hauptausbreitungsmode in eine Störmode und unnötige Kopplungen zwischen Leitungen, Schaltungen und unnötige Kopplungen zwischen den Leitungen und den Schaltungen über die Störmode verhindert werden.
Zusätzlich kann, da nur eine Strukturierung von Elektroden eine Störmodenreflexionsschaltung bildet, eine Herstellung erleichtert werden.
Zusätzlich können, da die Kanten einer dielektrischen Platte und die Kanten von auf der dielektrischen Platte gebildeten Elektroden als Störmodenreflexionsschaltungen verwendet werden können, die Störmodenreflexionsschaltungen ohne weiteres ohne einen Bedarf fein hergestellter Elektrodenstrukturen gebildet werden.
Zusätzlich können eine Interferenz, die durch Leckwellen zwischen Übertragungsleitungen bewirkt wird, und eine Interferenz, die durch Leckwellen zwischen den Übertragungsleitungen und Resonatoren bewirkt wird, verhindert werden.
Zusätzlich können eine Interferenz, die durch zwischen den Resonatoren und den verbleibenden Übertragungsleitungen erzeugte Leckwellen bewirkt wird, und eine Interferenz zwischen den Resonatoren verhindert werden.
Ferner können gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung in einer Kommunikationssignalausbreitungseinheit und einer Signalverarbeitungseinheit, wie z. B. einem Filter, das es erlaubt, dass ein Kommunikationssignal in einem spezifizierten Frequenzband durchgelassen und blockiert wird, selbst dann, wenn die Entfernung zwischen den Leitungen und den Resonatoren reduziert wird, eine Interferenz zwischen den Leitungen und eine Interferenz zwischen den Leitungen und den Resonatoren zuverlässig verhindert werden. Als ein Ergebnis kann eine kompakte gesamte Kommunikationsvorrichtung gebildet werden.
Während die Erfindung in ihren bevorzugten Ausführungsbeispielen beschrieben wurde, sind offensichtlich Modifizierungen und Variationen angesichts der obigen Lehren möglich. Es soll deshalb ersichtlich sein, dass die Erfindung innerhalb des Schutzbereichs der angefügten Ansprüche anderweitig als oben beschrieben praktiziert werden kann.

Claims

Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung mit folgenden Merkmalen: zumindest zwei parallelen planaren Leitern (22; 23, 24; 34); einer Schaltung zur Anregung einer elektromagnetischen Welle (1; 1, 2; 4; 25, 26; 35, 36), die eine elektromagnetische Welle zwischen den beiden planaren Leitern (22) anregt; und einer Störmodenreflexionsschaltung (3; 23), die eine Störmodenwelle reflektiert, die sich zwischen den beiden planaren Leitern (22; 23, 24; 34) ausbreitet, wobei die Störmodenreflexionsschaltung (3; 23) von der Schaltung zur Anregung einer elektromagnetischen Welle (1; 1, 2; 4; 25, 26; 35, 36) in einer Entfernung (W) angeordnet ist, bei der die Schaltung zur Anregung einer elektromagnetischen Welle (1; 1, 2; 4; 25, 26; 35, 36) die Welle, die durch die Störmodenreflexionsschaltung (3; 23) reflektiert wird, aufhebt.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß Anspruch 1, bei der die zuvor genannte Entfernung, die durch das Zeichen w dargestellt ist, durch die folgende Gleichung erhalten wird:
wobei das Zeichen m eine ungerade Zahl von 1 oder größer darstellt, wobei das Zeichen arg(Γ) eine Reflexionsphase in der Reflexionsschaltung darstellt, wobei das Zeichen k einen Vektor k in Bezug auf eine Richtung darstellt, in der sich die Störmodenwelle ausbreitet, und wobei das Zeichen β eine Phasenkonstante einer Hauptausbreitungsmode der Schaltung zur Anregung einer elektromagnetischen Welle (1; 1, 2; 4; 25, 26; 35, 36) darstellt.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß Anspruch 1 oder 2, bei der die Störmodenreflexionsschaltung (3) eine Mehrzahl von Mikrostreifenleitungen (17, 18) umfasst, die in Entfernungen (Wp) voneinander angeordnet sind, wobei die Entfernungen kürzer als die Länge der elektromagnetischen Welle sind.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß Anspruch 1 oder 2, bei der die Störmodenreflexionsschaltung (3) eine magnetische Wand ist, die auf einer dielektrischen Platte (20) hergestellt ist, auf der zwei planare Leiter (22) gebildet sind.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß Anspruch 1 oder 2, bei der die Störmodenreflexionsschaltung eine elektrische Wand (23) ist, die auf einer dielektrischen Platte (20) gebildet ist, auf der zwei planare Leiter (22) gebildet sind.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, bei der die Schaltung zur Anregung einer elektromagnetischen Welle eine Übertragungsleitung (1; 1, 2; 4; 25, 26) ist.
Eine Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, bei der die Schaltung zur Anregung einer elektromagnetischen Welle ein Resonator (37) ist.
Eine Kommunikationsvorrichtung, die die Hochfrequenzschaltungsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7 aufweist, wobei die Hochfrequenzschaltungsvorrichtung in einer Kommunikationssignal-Ausbreitungseinheit oder einer Kommunikationssignal-Verarbeitungseinheit der Vorrichtung verwendet wird.