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BEREICH DER
ERFINDUNG
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Diese Erfindung betrifft elektronische
Systeme, und insbesondere eine Vorrichtung zur elektrischen Leistungsverteilung,
welche kontinuierliche planare Leiter verwendet.
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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Heutige elektronische und Halbleiter-ICs
sind typischerweise auf einem mehrschichtigen Substrat oder einer
mehrschichtigen Platine aufgebaut, welche dazu dienen, die elektronischen
Bauteile oder Geräte, aus
denen die Schaltung besteht, miteinander zu verbinden. Die mehrschichtigen
Platinen oder Substrate wiederum bestehen aus leitenden Schichten,
welche durch planare Isolierschichten voneinander getrennt sind. Teile
einiger leitenden Schichten können
entfernt werden, wobei elektrisch leitende Signalleitungen oder "Spuren" zurückbleiben,
welche die Bauteile auf einer bestimmten Schicht miteinander verbinden.
Elektrisch leitende Spuren in unterschiedlichen Schichten werden
typischerweise miteinander verbunden, indem Löcher in den dazwischen liegenden
Schichten gebildet und die Innenflächen der Löcher plattiert werden, um Strukturen
zu bilden, die als "plattierte
Durchgänge" bezeichnet werden.
In einer oder mehreren Schichten werden die Bauteile und Geräte auch
mit Gleichstrom und Erdung versorgt.
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Signale in digitalen elektronischen
Systemen übertragen
Informationen typischerweise durch den Wechsel zwischen zwei Spannungspegeln
(d.h. einem Niederspannungs pegel und einem Hochspannungspegel),
so dass ein digitales Signal mit der Zeit eine Wechselspannungscharakteristik
mit einer Durchschnittsfrequenz erhält. Es werden laufend digitale
elektronische Systeme hergestellt, die mit immer höheren Signalfrequenzen
arbeiten. Zu den Anforderungen an ein Leistungsverteilungsnetz,
welches mit Hochfrequenzschaltungen arbeitet, gehören eine
niedrige Impedanz in den Leitern vom Netzteil zur Schaltung über jenen
Frequenzbereich hinweg, mit dem die Schaltung arbeitet, sowie eine
tiefpassfilterartige Transferreaktion, welche keine Spitzen in jenem
Frequenzbereich erzeugt, in dem die Schaltung arbeitet.
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Die niedrige Versorgungsimpedanz
ist notwendig, weil Bauteile und Geräte, die mit hohen Frequenzen arbeiten,
hochfrequente Übergangsströme in den
Leitern aufweisen, welche die Bauteile mit Strom versorgen. Bei
den in den Stromleitern vorhandenen hohen Frequenzen kann jede spürbare Impedanz
einen wesentlichen Spannungsabfall in den Bauteilen bewirken. Die
Versorgungsimpedanz besitzt für
gewöhnlich
einen Sollwert, der ausgehend vom Umfang des Rauschens berechnet
wurde, das von der Elektronik erzeugt wird.
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Die Anforderung an eine Tiefpass-Transferimpedanz
ohne Spitzen ergibt sich aus der Tatsache, dass ein Gleichstrom
im Stromverteilungsnetz übertragen
werden soll, ohne jedoch das Rauschen ebenfalls zu übertragen.
Die Bandbreite eines solchen Rauschens ist für gewöhnlich gleich oder höher als
die Bandbreite der Signale, welche durch die Signalspuren übertragen
werden müssen,
so dass das Rauschen durch eine Tiefpass-Transferimpedanz verringert
werden kann. In analogen Schaltungen und digitalen Elektronikbauteilen
des Standes der Technik, wie sie zum Beispiel im US-Patent Nr. 4,779,164
offenbart sind, besteht das Stromverteilungsnetz aus Drähten, Metallschienen,
Spuren und Ableitkondensatoren, die nahe an den elektronischen Bauteilen
und Geräten
angeordnet sind. Diese Art der Struktur erzeugt in sich eine Tiefpass- Charakteristik, und
die Schmalband-Eigenschaft analoger Schaltungen und die niedrige
Bandbreite digitaler Systeme des Standes der Technik stellten sicher,
dass die Tiefpass-Eigenschaften
trotz der Tatsache vorhanden waren, dass die Werte für den effektiven
Reihenverlustwiderstand (ESR) und die äquivalente Serieninduktivität (ESL)
der Ableitkondensatoren relativ hoch waren.
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In modernen elektronischen Schaltungen
ist die Sollimpedanz so niedrig (typischerweise im Milliohm-Bereich
bis zu Frequenzen von mehreren hundert Megahertz), dass in der Praxis
der Einsatz einer Leistungsverteilungsstruktur, welche aus einzelnen
induktiven Bauteilen (Induktoren, Drähten, Spuren) und einzelnen
Ableitkondensatoren besteht, zur Rauschunterdrückung keinen Sinn macht. Ein
Ansatz des Standes der Technik, veranschaulicht im US-Patent Nr.
5,162,997, zur Erzeugung einer niedrigen Sollimpedanz besteht darin,
durchgehende Ebenen in den mehrschichtigen Platinen zu verwenden,
um Strom weiterzuleiten und eine Erdung zu ermöglichen. Um die Ableitkapazität zwischen
den Signalspuren und den Strom- und Erdungsebenen zu erhöhen, verwendet
das zuvor erwähnte
Patent '977 darüber hinaus
ein Material mit einer hohen Dielektrizitätskonstante (Dielektrischen
Konstante) in der Isolierschicht zwischen den Signalspuren und den Stromleitungs-
und Erdungsebenen. Das Material mit der hohen Dielektrizitätskonstante
ermöglicht
die lokale Speicherung der Ladung im Isoliermaterial zur Realisierung
einer Ableitkapazitätsfunktion.
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Im Patent '977 wird die hohe Dielektrizitätskonstante
in der Isolierschicht dadurch erzielt, dass ein pulverförmiges Füllmaterial
mit einer hohen Dielektrizitätskonstante
in einem Bindematerial verteilt wird. Obwohl jedoch die Dielektrizitätskonstante
des reinen Füllmaterials
hoch ist, wird die gesamte Dielektrizitätskonstante stark verringert,
wenn das Material in einem Material mit niedriger Dielektrizität verteilt
wird. Ein anderer Ansatz des Standes der Technik, der im US-Patent
Nr. 5,065,284 offenbart wird, besteht nun darin, Chips zu verwenden,
die aus einem Material mit hoher Dielektrizität zusammengesetzt sind (zum
Beispiel Keramikmaterial), und ein planares Gitter aus diesen Chips
zu bilden, die in geringem Abstand zueinander angeordnet sind. Die Chips
werden von einem flexiblen Polymer bzw. Klebstoff an ihrem Platz
gehalten, um eine Folie zu bilden. Die Folie wird anschließend zwischen
zwei planare Leiter gelegt, um eine Leiterplatte zu bilden. Ein
anderer Ansatz ist im deutschen Patent 2130824 offenbart, in dem
keramische Inseln verwendet werden, welche in einem regelmäßigen Raster
voneinander beabstandet und über
die gesamte Isolierschicht verteilt sind, um ein Raster aus getrennten
Kondensatoren zu bilden.
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Damit elektronische Schaltungen allerdings
bei hohen Frequenzen funktionieren, müssen die Spuren, welche die
digitalen Signale von einem Bauteil zum anderen transportieren und
als Signalverbindungen bezeichnet werden, eine kurze Ausbreitungsverzögerung und
einen niedrigen Signalverlust bei hohen Frequenzen besitzen. Die
Signalausbreitungsverzögerung
in einer Signalverbindung wird in erster Linie von zwei Faktoren
beeinflusst:
der Verbindungslänge und der Dielektrizitätskonstante
des Isoliermaterials in der Isolierschicht zwischen der Signalverbindung
und der Stromleitungs- und Erdungsebene. Um die Ausbreitungsverzögerung zu
verkürzen, müssen Materialien
mit einer niedrigeren Dielektrizitätskonstante verwendet werden.
Verluste in den Signalspuren ergeben sich sowohl aus dem Kupferverlust
als auch aus dem Dielektrizitätsverlust,
und um die Hochfrequenzverluste zu minimieren, muss auch die Dielektrizitätskonstante
der Isoliermaterialien niedrig sein. Die Verwendung von Materialien
mit niedriger Dielektrizitätskonstante
verringert die lokal verfügbare
Ladung und steht somit in Konflikt mit der erforderlichen Rauschdämpfung im
Leistungsverteilungsnetz.
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Darüber hinaus erzeugt die Verwendung
von Isoliermaterialien mit geringem Dielektrizitätsverlust zusammen mit den
großen
planaren Stromleitungs- und Er dungsschichten elektrische Resonatoren,
und sowohl die Eigenimpedanzen als auch die Transferimpedanzen einer
solchen Struktur weisen eine unendliche Anzahl an Resonanzspitzen
an unterschiedlichen Stellen in der Struktur auf. In der Folge wird
die Stromversorgungsimpedanz bei diesen Spitzen erhöht, und
das Rauschen kann von einem Punkt zum anderen übertragen werden, wobei es
sogar noch weniger gedämpft
ist und selbst in großer
Entfernung von der Rauschquelle noch verstärkt wird. 1 ist zum Beispiel eine Perspektivansicht
zweier quadratischer, elektrisch leitfähiger Ebenen 100 und 102,
die durch eine dielektrische Schicht 104 voneinander getrennt
sind, wobei diese Schicht aus einem Fiberglas-Epoxid-Verbundmaterial
mit der Bezeichnung FR4 hergestellt ist, welches häufig bei
der Herstellung von Leiterplatten Verwendung findet. Jede elektrisch
leitfähige
Ebene besitzt eine Seitenlänge
(L) von 254 mm (10 Zoll), ist aus Kupfer hergestellt und 0,0356
mm (0,0014 Zoll) dick. Die FR4-Isolierschicht, welche die Ebenen
voneinander trennt, besitzt eine Dielektrizitätskonstante von etwa 4,7 und
eine Dicke (h) von 0,05 mm (0,002 Zoll). 3 ist ein Graph der Größe der simulierten
elektrischen Impedanz zwischen den beiden rechteckigen, elektrisch
leitfähigen
Ebenen von 1 (log10-Skalen) im Vergleich zur Frequenz einer
Spannung zwischen den Ebenen (log10-Skala).
Der Graph veranschaulicht die "Eigenimpedanz" an drei unterschiedlichen
Stellen: in der Mitte der Struktur (MSCntr), in einer Ecke (MSCrn)
und in der Mitte einer Seite (MSMidx). Für die Erstellung des Graphen
wurde jede der beiden elektrisch leitfähigen Ebenen als ein aus Übertragungsleitungssegmenten 200 bestehendes
Gitter modelliert, wobei diese Segmente an den Knoten 202 miteinander
verbunden sind, wie dies in 2 dargestellt
ist. Die Gittergröße betrug
25,4 mm (1 Zoll), und der Impedanzwert wurde dadurch simuliert,
indem eine Frequenzdurchlaufstromquelle mit einer Einheitsgröße schrittweise
durch alle Knoten 202 geführt wurde und die Spannungswerte an
allen Schaltungsknoten berechnet wurden. Die "Eigenimpedanz" an den einzelnen Knoten ist die Komplexspannung
am Knoten, während sich
die Stromquelle ebenfalls am selben Knoten befindet. Die Transferimpedanz
zwischen einem ersten Knoten und einem zweiten Knoten ist die Komplexspannung
am zweiten Knoten, während
sich die Stromquelle am ersten Knoten befindet.
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Wie in 3 gezeigt,
schwankt die Größe der Eigenimpedanz
zwischen den parallelen, elektrisch leitfähigen Ebenen 100 und 102 von 1 stark bei Frequenzen über etwa
100 MHz. Die parallelen, elektrisch leitfähigen Ebenen weisen mehrere
elektrische Resonanzen bei Frequenzen zwischen 100 MHz und 1 GHz auf,
was zu alternierenden hohen und niedrigen Impedanzwerten führt, welche
die Stromversorgungsimpedanz und die Rauschübertragungseigenschaften bei
diesen Frequenzen beeinflussen.
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Es wäre daher wünschenswert, ein System für die Leistungsverteilung
zu haben, welches keine Resonanzen innerhalb der Bandbreite der
Signale aufweisen würde,
eine hohe Dämpfung
des Rauschens ermöglichen
würde,
das sich zwischen verschiedenen Punkten ausbreitet, und eine hohe
Ladungsreservekapazität
aufweisen würde,
um die Leistungsversorgungsimpedanz zu verringern, ohne dadurch
die Signalausbreitungsverzögerung
zu erhöhen.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Gemäß einer veranschaulichenden
Ausführungsform
der Erfindung werden die oben genannten Ziele durch Verwendung kapazitiv
geladener, planarer Leiter in einer Mehrschichtkonstruktion erreicht,
welche durch Isoliermaterial mit einer relativ niedrigen Dielektrizitätskonstante
getrennt sind. Die Leitungs- und Erdungsebenen sind an bestimmten
Stellen mit einer ausreichenden Kapazität oder Reihenkapazität und Widerstand
ausgestattet, so dass die Planaren Leiter elektrisch in kleinere
Abschnitte unterteilt werden, welche mit Frequenzen oberhalb der
Signalbandbreite schwingen. Die Ausbreitung des hervorgerufenen
Rauschens wird durch den Tiefpassfiltereffekt der kapazitiven Belastung
an den einzelnen Stellen unterdrückt.
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Gemäß einer Ausführungsform
der Erfindung werden Inseln aus einem Material, das eine höhere Dielektrizitätskonstante
besitzt als das gesamte Isoliermaterial, in regelmäßigen Abständen dort
angeordnet, wo die Kapazität
der einzelnen Inseln mit hoher Dielektrizitätskonstante etwa gleich groß oder größer ist
als die Kapazität
des Materials mit "niedriger" Dielektrizitätskonstante,
welches den Rest des Isoliermaterials umfasst. Der Abstand zwischen
den Inseln wird auf der Basis der vorhandenen Signalfrequenzbandbreite
ausgewählt.
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Gemäß einer zweiten Ausführungsform
werden Inseln mit hoher Dielektrizitätskonstante rund um die Leitungs-
und Erdungswege angeordnet, wo die meiste Übergangsladungsfähigkeit
benötigt
wird. Die Anordnung von Inseln mit hoher Dielektrizitätskonstante
wird in jenen Bereichen vermieden, in denen Signaltransportpfade
die Inseln mit hoher Dielektrizitätskonstante queren könnten.
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Gemäß einer weiteren Ausführungsform
können
getrennte Kondensatoren, wie zum Beispiel Dünnfilmkondensatoren oder eingebettete
Kondensatoren, auf den oder in der Nähe der Leistungs- und Erdungsebenen
an ausgewählten
Stellen in der Laminierung angeordnet werden.
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KURZE BESCHREIBUNG DER
ZEICHNUNGEN
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Die oben genannten sowie weitere
Vorteile der Erfindung können
besser durch die Bezugnahme auf die folgende Beschreibung in Verbindung
mit den begleitenden Zeichnungen verstanden werden, in denen:
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1 eine
Perspektivansicht eines Substrats einer elektronischen Schaltung
ist, welche zwei planare Leiter umfasst, die durch eine Isolierschicht
voneinander getrennt sind.
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2 ein
Gitter aus Übertragungsleitungen
ist, die verwendet werden, um das in 1 gezeigte Schaltungssubstrat
für die
Simulation zu modellieren.
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3 ein
Graph ist, der die Größe der simulierten
Eigenimpedanz an drei unterschiedlichen Stellen in der in 1 dargestellten Struktur
im Vergleich zur Frequenz der angelegten Stromquelle zeigt.
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4 ein
Schnittdiagramm eines mehrschichtigen Substrats ist, welches einen
Signal- und einen Leistungsweg besitzt.
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5A–5F Graphen
der Größe der simulierten
Eigenimpedanz an drei unterschiedlichen Stellen an der in 1 dargestellten Struktur
im Vergleich zur Frequenz der angelegten Stromquelle für eine Ausführungsform
sind, die gleichförmig
mit verschiedenen Kapazitätswerten
belastet wurde. Jeder Graph repräsentiert
einen anderen Wert der Ladefähigkeit.
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6 ein
Querschnittsdiagramm eines mehrschichtigen Substrats ist, welches
gleichförmig
beabstandete Inseln mit hoher Dielektrizitätskonstante gemäß den Prinzipien
der Erfindung besitzt.
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7 eine
Perspektivansicht eines mehrschichtigen Substrats ist, welches gleichförmig beabstandete Inseln
mit hoher Dielektrizitätskonstante
gemäß den Prinzipien
der Erfindung besitzt.
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8 ein
schematisches Diagramm eines Kondensators ist, welcher der Kapazität einer
Insel mit hoher Dielektrizitätskonstante
entspricht.
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9 ein
schematisches Diagramm eines Reihenkondensators und eines Widerstands
ist, welche der Kapazität
einer Insel mit hoher Dielektrizität entsprechen, kombiniert mit
einem Widerstand, oder welche der Kapazität einer Insel mit hoher Dielektrizitätskonstante
und deren effektivem Reihenwiderstand (ESR) entsprechen.
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10 ist
ein Querschnittsdiagramm eines mehrschichtigen Substrats, welches
Inseln mit hoher Dielektrizitätskonstante
umfasst, die gemäß den Prinzipien
der Erfindung rund um die Leistungs- und Erdungswege angeordnet
sind.
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11 ist
eine Perspektivansicht eines mehrschichtigen Substrats, welches
Inseln mit hoher Dielektrizitätskonstante
umfasst, die gemäß den Prinzipien
der Erfindung rund um die Leistungs- und Erdungswege angeordnet
sind.
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DETAILLIERTE
BESCHREIBUNG
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Wie zuvor erwähnt, kann die in 1 dargestellte Struktur
als ein aus Übertragungsleitungen
bestehendes Gitter für
Simulationszwecke modelliert werden, wie dies in 2 dargestellt ist. Um das Modell zu vereinfachen,
wird davon ausgegangen, dass es sich bei den Übertragungsleitungen um verlustlose Übertragungsleitungssegmente 200 mit
idealen Eigenschaften handelt. Durch Modifizierung der folgenden
Gleichungen auf eine bekannte Art und Weise können jedoch auch Übertragungsleitungssegmente
mit Verlusten verwendet werden, um Widerstands- und Außenhautverlusten
in Leitern und Dielektrizitätsverlusten
in dielektrischen Schichten Rechnung zu tragen.
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Das Übertragungsleitungsgitter umfasst
ein quadratisches Drahtgeflechtgitter mit Übertragungsleitungssegmenten,
die durch die Knoten
202 miteinander verbunden sind. Die
Knoten sind durch einen äquivalenten
Abstand s voneinander getrennt. Die Eigenschaften idealer Übertragungsleitungen
200 werden
durch zwei Gleichungen bestimmt, welche die charakteristische Impedanz
und die Ausbreitungsverzögerung
definieren. Die charakteristische Impedanz "Z
o" einer idealen Übertragungsleitung
wird definiert durch die folgende Gleichung:
wobei
L die Induktanz der Übertragungsleitung
pro Längeneinheit
und C die Kapazität
pro Längeneinheit
ist. Die Ausbreitungsverzögerung "t
pd" der Übertragungsleitung
pro Längeneinheit
wird durch die folgende Gleichung definiert:
wobei
L und C die gleichen Parameter sind wie oben. Eine Kombination dieser
Gleichungen ergibt:
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In einer Struktur wie jener, die
in
1 dargestellt ist,
können
die Kapazität
und die Ausbreitungsverzögerung
für eine
quadratische Zelleinheit mit einer Seitenlänge s bestimmt werden. Die
Niederfrequenzkapazität
einer jeden quadratischen s-mal-s Zelleinheit C
u wird
durch die folgende Gleichung angegeben:
wobei ε
o die
Dielektrizitätskonstante
von Luft ist, und ε
r die relative Dielektrizitätskonstante
des Isoliermaterials ist, welches die planaren Leiter trennt. Die
Ausbreitungsverzögerung
tpdu entlang einer Seite s der Zelleinheit wird angegeben durch:
wobei
c die Lichtgeschwindigkeit im Vakuum ist (ungefähr 3 × 10
8 Meter
pro Sekunde). Daher wird eine ungefähre charakteristische Niederfrequenz-Impedanz
Z
ou einer jeden quadratischen s-mal-s Zelleinheit
angegeben durch:
wobei Z
ou die
Impedanz des freien Raums, 120 Π Ohm,
ist.
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In dem in
2 dargestellten Gitter wird jede quadratische
s-mal-s Gitterzelle durch vier Übertragungsleitungssegmente
200 dargestellt,
wobei je eine entlang jeder Seite der Zelleinheit verläuft. Daher
muss jedes Übertragungsleitungssegment
200 eine
charakteristische Impedanz von 4·Z
ou besitzen,
damit die Gesamtimpedanz gleich Z
ou sein
kann. Übertragungsleitungssegmente
200 benachbarter
Zellen sind zueinander parallel, was zu äquivalenten charakteristischen
Impedanzen von 2·Z
ou führt,
und die Übertragungsleitungssegmente
an den Außenkanten
der Struktur besitzen charakteristische Impedanzen von 4·Z
ou. Alle Übertragungsleitungssegmente
200 besitzen
eine Ausbreitungszeitverzögerung
von t
pdu. Bei einer Struktur, welche FR4-Isoliermaterial
enthält,
ist ε
r = 4,7, und s wurde als 25, 4 mm (1 Zoll)
und h als 0, 05 mm (0, 002 Zoll) angenommen. Dadurch erhält man eine
charakteristische Impedanz pro Zelleinheit von:
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Dieser Wert wurde für die Simulation
verwendet, welche den in 3 dargestellten
Graphen erzeugte.
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4 ist
eine Querschnittsansicht eines Abschnitts eines mehrschichtigen
elektronischen Substrats 400. In dem in 4 dargestellten Substrat gibt es vier
Planare elektrische Leiter: einen ersten Planaren Signalleiter 402,
einen Planaren Erdungsleiter 404, einen planaren Leistungsleiter 406,
und einen zweiten Planaren Signalleiter 408. Der Planare
Leistungsleiter 406 ist mit einer Leistungsklemme eines
elektrischen Netzteils verbunden, und der planare Erdungsleiter 404 ist
mit einer Erdungsklemme des Netzteils verbunden. Zwischen dem planaren
Leistungsleiter 406 und dem planaren Erdungsleiter 404 werden
elektronische Geräte
angeschlossen, um mit elektrischem Strom versorgt zu werden. Der
erste planare Signalleiter 402 und der planare Erdungsleiter 404 sind
durch eine erste dielektrische Schicht 410 voneinander
getrennt. Auf ähnliche
Weise sind der planare Erdungsleiter 404 und der planare
Leistungsleiter 406 durch eine zweite dielektrische Schicht 412 voneinander
getrennt. Schließlich
sind der planare Leistungsleiter 406 und der zweite planare
Signalleiter 408 durch eine dritte dielektrische Schicht 414 voneinander
getrennt. Das Substrat 400 kann mehr oder weniger Schichten
besitzen als in 4 dargestellt,
ohne dass dadurch die Funktionstüchtigkeit
der Erfindung darunter leidet.
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Um die Netzteilimpedanz zu verringern,
sind der planare Leistungsleiter 406 und der planare Erdungsleiter 404 über mindestens
einen Abschnitt des Substrats 400 hinweg durchgängig. Allerdings
können
der erste planare Signalleiter 412 und der zweite planare
Signalleiter 408 geätzt
werden, um elektrisch leitfähige
Spuren zu bilden, wie sie weiter oben beschrieben wurden.
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Elektrische Bauteile 418 können über Kabel 416 mit
den Spuren 412 verbunden werden, wie dies in 4 dargestellt ist. Darüber hinaus
kann das Bauteil 418 am planaren Leistungsleiter 406 angeschlossen werden,
und zwar über
ein am plattierten Durchgang 422 angeschlossenes Kabel,
das mit dem planaren Leistungsleiter 406 verbunden ist.
Der Durchgang 422 wird mit Hilfe einer Anzahl gut bekannter
Prozesse gebildet.
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Wenn in Übereinstimmung mit den Lehren
des Standes der Technik die Dielektrizitätskonstante der dielektrischen
Schicht 412 erhöht
wird, um die Netzteilimpedanz zu verringern und die Ladespeicherung
in der dielektrischen Schicht zu erhöhen, verringert die erhöhte Ladekapazität im Bereich
rund um den Leistungsdurchgang 422 das Rauschen. Allerdings
belastet die erhöhte
Dielektrizitätskonstante
im Bereich des signalführenden
Durchgangs 424 kapazitiv die Signalspur an jener Stelle,
an der sie durch die Schicht 412 mit der hohen Dielektrizitätskonstante
hindurchtritt, erhöht
die Signalausbreitungszeit und erzeugt Verzerrungen. Auf Grund der
geringeren Ausbreitungsgeschwindigkeiten verringert die Schicht 412 mit
der hohen Dielektrizitätskonstante
darüber
hinaus die Resonanzfrequenzen in den planaren Leitern 404 und 406,
wodurch es wahrscheinlicher wird, dass die resonanten Frequenzen
innerhalb der Signalbandbreite liegen. Darüber hinaus wird die Dämpfung des
Rauschens zwischen voneinander entfernten Positionen durch die höhere Dielektrizitätskonstante
nicht verändert.
Auch neigen Materialien mit hoher Dielektrizitätskonstante zu Sprödigkeit
und sind bei der Laminierung schwerer zu verarbeiten, wenn ganze
feste Schichten benötigt
werden.
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Wie zuvor erwähnt werden gemäß den Prinzipien
der Erfindung Materialien mit einer relativ niedrigen Dielektrizitätskonstante
in der Isolierschicht 412 verwendet, aber die planaren
Leistungs- und Erdungsleiter 404 und 406 werden
mit einer ausreichenden Menge an Kapazität oder Reihenkapazität und Widerstand
an bestimmten Stellen versorgt, so dass die planaren Leiter 404 und 406 elektrisch
in kleinere Abschnitte unterteilt werden, welche bei Frequenzen
oberhalb der Signalbandbreite in Schwingung treten. Die Ausbreitung
des hervorgerufenen Rauschens wird durch den Tiefpassfiltereffekt
der kapazitiven Belastung an den einzelnen Stellen unterdrückt.
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Gemäß einer Ausführungsform
besteht das Kernlaminat 412 aus einem Material mit niedriger
Dielektrizitätskonstante,
wie zum Beispiel dem zuvor erwähnten
FR4-Material. "Inseln" aus Material mit
hoher Dielektrizitätskonstante
werden in regelmäßigen Abständen innerhalb
des Materials mit niedriger Dielektrizitätskonstante verteilt. Die Kapazität der einzelnen
Inseln ist so ausgelegt, dass sie gleich groß oder größer ist als die Kapazität des Bereiches
mit niedriger Dielektrizitätskonstante
rund um die Insel, und die Trennung zwischen benachbarten Inseln
wird nach den Bauteilen mit der höchsten Frequenz ausgewählt.
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Die Auswirkungen dieser isolierten
Kondensatoren ist in den 5A–5F dargestellt.
Diese Figuren sind Graphen, welche die Größe der simulierten elektrischen
Eigenimpedanz zwischen den beiden rechteckigen, elektrisch leitfähigen Ebenen
von 1 (log10 Skalen)
im Vergleich zur Frequenz einer Spannung zwischen den Ebenen (log10 Skala) mit kapazitiver Belastung der Ebenen
darstellen. Jeder Graph veranschaulicht die "Eigenimpedanz" an drei unterschiedlichen Stellen:
in der Mitte der Struktur (MSCntr), in einer Ecke (MSCrn) und in
der Mitte einer Seite (MSMidx). Für die Erstellung der Graphen
wurden jeweils die elektrisch leitenden Ebenenpaare als Gitter modelliert,
welches aus den Übertragungsleitungssegmenten 200 besteht, die
an den Knoten 202 verbunden sind, wie dies in 2 dargestellt ist, und das
Gitter wurde an jedem Knoten 202 mit der selben elektrischen
Kapazität
belastet. Der Wert der elektrischen Kapazität wurde schrittweise in folgenden
Abstufungen verändert:
1500pF, 5000pF, 15nF, 50nF und 500nF, um die 5A–5F zu
erstellen. Von allen Kondensatoren wurde angenommen, dass sie den
selben ESR-Wert
von 0,01 Ohm und den selben ESL-Wert von 10 pH besitzen, was jenen
Kondensatoren entspricht, die direkt ohne Durchgänge mit den Ebenen verbunden
sind. Die Gittergröße (s) betrug
25,4 mm (1 Zoll), und der Impedanzwert wurde dadurch simuliert,
indem eine Frequenzdurchlaufstromquelle mit einer Einheitsgröße schrittweise
durch alle Knoten 202 geführt wurde und die Spannungswerte
an allen Schaltungsknoten 202 berechnet wurden.
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Wie in den 5A–5F gezeigt,
gibt es eine verbesserte Reaktion hinsichtlich einer Verringerung
der Spitzenmagnituden, welche bei Kapazitätswerten von etwa 150nF beginnt
und mit höheren
Kapazitätswerten ansteigt.
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6 ist
eine Querschnittsansicht eines Abschnitts eines mehrschichtigen
elektronischen Substrats 600, welches der in 4 dargestellten Struktur
entspricht, jedoch kapazitive Inseln gemäß der ersten Ausführungsform
der Erfindung aufweist. Den Elementen in 6, welche gleichen Elementen in 4 entsprechen, wurden die
gleichen Referenzzahlen zugewiesen. Zum Beispiel gibt es in dem
in 6 dargestellten Substrat
vier planare elektrische Leiter: einen ersten planaren Signalleiter 602,
einen planaren Erdungsleiter 604, einen planaren Leistungsleiter 606,
und einen zweiten planaren Signalleiter 608. Diese Leiter
entsprechen den vier. planaren Leitern 402, 404, 406 und 408,
welche in 4 dargestellt
sind. 6 zeigt auch die kapazitiven
Inseln 650 und 652, welche in einem Abstand s
voneinander beabstandet sind und die planaren Leistungs- und Erdungsleiter 604 und 606 kapazitiv
belasten.
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Eine Perspektivansicht derselben
Struktur ist in 7 dargestellt
. Wie in den 4 und 6 werden auch hier entsprechende
Elemente mit den entsprechenden Zahlen bezeichnet. In 7 wurden Abschnitte des
oberen planaren Signalleiters 712, der Isolierschicht 710 und
des planaren Erdungsleiters 704 entfernt, um die kapazitiven
Inseln 750, 752 und 754 freizulegen.
Zusätzliche
kapazitive Inseln 756, 758 und 760 sind gestrichelt
dargestellt. Die Inseln 750–760 sind
in einem regelmäßigen Gitter
mit einem Abstand s voneinander beabstandet, wie dies in 6 und 7 dargestellt ist. Wenngleich kreisförmige Inseln
dargestellt sind, können auch
andere Formen, wie zum Beispiel Quadrate oder Rechtecke, verwendet
werden.
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Die Inseln 750–760 bestehen
aus einem Isoliermaterial mit einer Dielektrizitätskonstanten, welche höher ist
als jene des umgebenden Materials 712. Die Dielektrizitätskonstante
der Inseln 750–760 kann
erhöht werden,
indem Partikel einer Substanz mit einer relativ hohen Dielektrizitätskonstante
(z.B. Titandioxid oder Bariumtitanat) innerhalb eines dielektrischen
Bindematerials (z.B. Epoxid harz-Polytetrafluorethylen oder Polystyren)
suspendiert werden. Die Dielektrizitätskonstante der Kombination
aus Partikeln und Bindematerial kann verändert werden, indem die Anzahl
der Partikel pro Volumeneinheit dieser Kombination geändert wird. Wenn
die Anzahl der suspendierten Partikel pro Volumeneinheit der Partikel-Bindemittel-Kombination
erhöht wird,
erhöht
sich dadurch die Dielektrizitätskonstante
der Partikel-Bindemittel-Kombination. Wenn die Anzahl der suspendierten
Partikel pro Volumeneinheit der Partikel-Bindemittel-Kombination
verringert wird, verringert sich auch die Dielektrizitätskonstante
der Partikel-Bindemittel-Kombination. In einer Ausführungsform
werden Inseln aus Material mit hoher Dielektrizitätskonstante
in Ausschnitte im Basismaterial 712 eingefügt. In einer anderen
Ausführungsform
wird das Basismaterial 712 bereits mit den Inseln hergestellt,
indem die Partikel-Bindematerial-Kombination bei der Herstellung
des Isoliermaterials verändert
wird.
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Alternativ dazu kann die Dielektrizitätskonstante
des Isoliermaterials 712 selektiv erhöht werden, indem Beschichtungen
auf das Basismaterial 712 in den Inselbereichen 750–760 aufgetragen
werden, um die Dielektrizitätskonstante
zu verändern.
Derartige Beschichtungen können
mittels herkömmlicher
Siebdrucktechniken aufgetragen werden, wie sie zum Beispiel bei
der Herstellung von Dünnfilmkondensatoren
und Widerständen
verwendet werden.
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Wie zuvor erwähnt, werden die Leitungs- und
Erdungsebenen an bestimmten Stellen mit einer ausreichenden Kapazität oder Reihenkapazität und Widerstand
ausgestattet, so dass die planaren Leiter elektrisch in kleinere
Abschnitte unterteilt werden, welche mit Frequenzen oberhalb der
Signalbandbreite schwingen. Daher steht der Abstand s in einer Relation
zur maximalen Signalfrequenz in der Signalfrequenzbandbreite. Insbesondere
sollte die Wellenlänge
der Signale, welche von den mitschwingenden Abschnitten erzeugt
werden, wesentlich kürzer
sein als die kürzeste
Wellenlänge
in der Signalbandbreite, also zum Beispiel ein Zehntel der kürzesten
Signalwellenlänge
oder
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In einer typischen Anwendung liegt
die Signalbandbreite zwischen Gleichstrom und etwa 300 MHr. Die kürzeste Wellenlänge λ
s,
welche der Maximalfrequenz entspricht, ist gleich groß wie die
Wellengeschwindigkeit geteilt durch die Maximalfrequenz f
m. In einem Material mit einer relativen
Dielektrizitätskonstanten ε
r entspricht
die Wellengeschwindigkeit der Geschwindigkeit des Lichts in einem
Vakuum, c, geteilt durch die Quadratwurzel der Dielektrizitätskonstanten.
Somit wird die kürzeste
Wellenlänge
angegeben durch
und
der Abstand s wird angegeben durch:
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Wenn davon ausgegangen wird, dass
jede Insel mit einer hohen Dielektrizitätskonstanten eine Zelleneinheit
belastet oder "bedient", in der sie sich
befindet, wird die Niederfrequenzkapazität einer quadratischen s-mal-s Zelleneinheit C
u durch die zuvor erwähnte Gleichung angegeben:
wobei ε
o die
Dielektrizitätskonstante
von Luft ist, und ε
r die relative Dielektrizitätskonstante
des Isoliermaterials ist, welches die Planaren Leiter trennt. Daher
sollte die Kapazität
einer Insel C mit hoher Dielektrizität größer sein als die Plattenkapazität der von
der Insel bedienten Zelle oder:
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Wenn ein einfacher Kondensator 800 zwischen
die Erdungsebene 802 und die Leistungsebene 804 gegeben
wird, wie dies in 8 dargestellt
ist, wird der Wert für
C gemäß der vorhergehenden
Formel ausgewählt,
und der Widerstand der Insel ist der effektive Reihenwiderstand
(ESR) der kapazitiven Insel.
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Alternativ dazu kann ein zusätzlicher
Widerstand
906 in Serie mit dem Kondensator
900 zwischen
der Erdungsebene
902 und der Leistungsebene
906 hinzugefügt werden,
wie dies in
9 dargestellt
ist. Der Wert dieses Widerstands kann so gewählt werden, dass er gleich
ist wie die charakteristische Impedanz pro Zelleinheit:
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Dieser Widerstand kann hergestellt
werden, indem Partikel einer elektrisch leitfähigen Substanz, wie zum Beispiel
Silber-, Kupfer- oder Nickelpartikel, in einem isolierenden Bindematerial
(z.B. Epoxidharz-Polytetrafluorethylen oder Polystyren) in der stark
dielektrischen Insel suspendiert werden. Der spezifische Widerstand
der Partikel-Bindematerial-Kombination kann verändert werden, indem die Anzahl
der Partikel pro Volumeneinheit der Partikel-Bindematerial-Kombination
geändert
wird. Wird die Anzahl der suspendierten Partikel pro Volumeneinheit
der Partikel-Bindematerial-Kombination erhöht, verringert sich der spezifische
Widerstand der Partikel-Bindematerial-Kombination. Wird hingegen die Anzahl
der suspendierten Partikel pro Volumeneinheit der Partikel-Bindematerial-Kombination verringert,
so erhöht
sich der spezifische Widerstand der Partikel-Bindematerial-Kombination.
Alternativ dazu kann ein Widerstand hergestellt werden, indem eine
Widerstandsschicht mit Hilfe herkömmlicher Sieb- oder Drucktechniken
aufgetragen wird.
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Wenngleich die in den 6 und 7 dargestellte Konfiguration die Rauschunterdrückung verbessert und
die Resonanzen unterdrückt
hat, weist diese Ausführung
eine Empfindlichkeit gegenüber
kapazitiven Belastungen von Signalspuren auf, wenn ein Signaldurchgang
zufällig
durch eine Insel mit hoher Dielektrizitätskonstante führt. Dieses
Problem kann minimiert werden, indem das Verhältnis zwischen der hohen Dielektrizitätskonstante
in den Inseln und der niedrigeren Dielektrizitätskonstante im Rest der Isolierschicht
erhöht
wird. Durch Erhöhung
des Verhältnisses
zwischen den Dielektrizitätskonstanten
kann dieselbe effektive Tiefpassfilterung erzielt werden, indem
kleinere Abschnitte der Bereiche verwendet werden, welche die einzelnen
Inseln mit hoher Dielektrizität
umgeben.
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Eine alternative Ausführungsform
vermeidet die Probleme, die sich aus Signaldurchgängen ergeben, welche
durch Inseln mit hoher Dielektrizitätskonstante führen, indem
die Inseln mit hoher Dielektrizitätskonstante rund um Leistungs-
und Erdungsdurchgänge
herum angeordnet werden, wo der Großteil der Übergangsladung benötigt wird,
und indem Bereiche vermieden werden, in denen Signaldurchgänge die
Insel mit hoher Dielektrizitätskonstante
kreuzen können.
Für diese
Ausführungsform
können
die Inseln mit hoher Dielektrizitätskonstante durch selektive,
integrierte, passive Technologien gebildet werden, wie zum Beispiel
durch gesiebte/gedruckte Inseln mit hoher Dielektrizitätskonstante,
selektive Anordnung oder Laminierung von Dünnfilmkondensatoren oder eingebetteten
getrennten Kondensatoren auf oder in der Nähe von Leistungserdungsebenen,
jedoch innerhalb der Laminierung. Diese Ausführungsform ist in den 10 und 11 dargestellt, welche eine Quer schnittsansicht
des Substrats bzw. eine Perspektivansicht zeigen. 10, welche ähnlich ist wie 4 und 6 und
entsprechende numerische Bezeichnungen besitzt, zeigt eine Insel 652 mit
hoher Dielektrizitätskonstante,
welche einen Leistungsdurchgang umgibt, der mit dem Bauteil 1018 verbunden
ist.
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Ähnlich
wie in 7 sind auch in 11 Abschnitte mehrerer Schichten
entfernt worden, um die Abschnitte der Isolierschicht freizulegen. 11 zeigt zwei Bauteile 1118 und 1119,
welche Leistungs- und Erdungsdurchgänge enthalten, die durch die
Inseln 1152 und 1154 mit hoher Dielektrizitätskonstante
verlaufen.
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Die in 10 und 11 gezeigte Ausführungsform
besitzt den Vorteil, dass sie für
die Erzeugung eines gleichförmigen
Laminatmaterials verwendet werden kann, in welchem die Werte der
Widerstände
und Kapazitäten,
welche in den Inseln mit hoher Dielektrizitätskonstante verwendet werden,
nicht von der fertigen Größe des Substrats
abhängen.
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Wenngleich beispielhafte Ausführungsformen
der Erfindung offenbart wurden, ist es für Fachleute dieses Bereiches
leicht ersichtlich, daß verschiedene Änderungen
und Modifizierungen durchgeführt
werden können,
welche einige der Vorteile der Erfindung mit sich bringen, ohne
dadurch vom Umfang der Erfindung abzuweichen. So ist es zum Beispiel
für durchschnittliche
Fachleute dieses Bereiches offensichtlich, dass auch andere Substratkonfigurationen
in der selben Weise wie hier beschrieben verwendet werden können, obwohl diese
Beschreibung bestimmte Substratkonfigurationen erwähnt. Andere
Aspekte, wie zum Beispiel andere Formen der Inseln mit hoher Dielektrizitätskonstante
als die hier offenbarten, welche aber die selbe Funktion erzielen,
sowie andere Modifizierungen des erfinderischen Konzepts sind als
im Umfang der angehängten
Ansprüche
enthalten zu betrachten.