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Die
ausgedehnten Logikschaltungen, die sich in anwendungsspezifischen
integrierten Schaltungen (ASICs) mit sehr hohem Integrationsgrad (VLSI)
befinden, erfordern häufig
eine große
Anzahl von Zwischenverbindungen zwischen solchen VLSI-ASICs. Mehrschichtige
gedruckte Schaltungsplatinen (PCBs) sind eine natürliche Wahl,
wenn ein Produkt eine VLSI-Schaltungsanordnung enthalten soll. Mehrschicht-PCBs
haben unterschiedliche Abschnitte der benötigten Zwischenverbindungen
auf jeder Schicht. Einige dieser Schichten sind der Leistungsversorgungsverteilung
zugewiesen und einige zur Masse (Leistungsversorgungsrückleitung).
Während bei
einer Schicht, die hauptsächlich
für Signalverbindung
verwendet wird, der Großteil
ihres Metalls entfernt ist, um Leiterbahnen zu erzeugen, werden Schichten
für Leistungsverteilung
(Leistungsversorgung oder P/S) und für Leistungsrückleitung
(Masse) normalerweise in Lageform gelassen, wobei soviel Metall
wie möglich
in Position bleibt. Der Begriff „Ebene" wird häufig mit Bezugnahme auf die
verschiedenen Schichten einer Mehrschicht-PCB verwendet, und scheint
besonders angemessen für
Leistungsversorgungs- und Masseschichten.
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Es
ist üblich,
dass mehrere Masseebenen an unterschiedlichen Positionen in einer
Mehrschicht-PCB sind. Dies wird häufig für Abschirmung durchgeführt. Es
ist auch üblich,
dass eine Leistungsversorgungsebene und eine Masseebene benachbarte
Schichten sind. Der Grund hierfür
ist, dass es eine wesentliche kapazitive Kopplung zwischen benachbarten
Ebenen geben kann, was in dem Fall von benachbarten (und überwiegend
nicht geätzten) Leistungsversorgungs-
und Masseebenen zur Leistungsversorgungsumgehung beiträgt. Dies
ist vielleicht der Fall, aber dieselben bilden trotzdem eine radiale Übertragungsleitung.
Das heißt
dieselben bilden eine Übertragungsleitung,
die Energie in einer Ebene ausbreitet, aber ohne dass ein bevorzugter einzelner
Weg zwischen einem Eingang und einem Ausgang definiert ist, und breiten
sich stattdessen für einen
Zuführpunkt
in der Ebene in allen radialen Richtungen nach außen von
dem Zuführpunkt
und innerhalb der Ebene aus. Radiale Übertragungsleitungen sind in
der Technik bekannt. Siehe beispielsweise FIELDS and WAVES in MODERN
RADIO, 2. Auflage, 1963, von Simon Ramo und John R. Whinnery (John
Wiley & Sons),
Seiten 395–405.
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Logikschaltungen
auf neustem technischen Stand arbeiten häufig bei sehr hohen Geschwindigkeiten
mit sehr schnellen Flanken. Kurzzeitwechselströme (in dem Nanosekundenbereich)
in den Leistungsversorgungs- und Masseebenen wurden mit Pegeln von
5 bis 15 Ampere gemessen. Unter diesen Umständen ist ein benachbartes Leistungsversorgungs-/Masseebenenpaar
weniger ein Kondensator sondern eher eine radiale Übertragungsleitung.
In der Tat erzeugt eine allgemeine Herstellungsvorgabe, die o,004'' Dickglasepoxydlaminat (FR4) umfasst, sowohl
durch tatsächliche
Messungen als auch durch theoretische Verfahren eine charakteristische Impedanz
von etwa 4,5 Ohm für
benachbarte Ebenen, bei denen wenig oder kein Metall entfernt ist.
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An
diesem Punkt ist eine Reihe von Beobachtungen angemessen. Zunächst ist
das Vorliegen oder die Abwesenheit dieser Schalteinschwingvorgänge gut
bekannt. Sie manifestieren sich als Kurzzeitstörungen oder Störimpulse
in der Leistungsversorgungsspannung. Häufig würde man sagen, dass die „Versorgung
rauschhaft ist" oder
dass „die
Masse nicht fest ist".
Als nächstes,
ein solches „Rauschen" ist nicht immer
harmlos. Eine große
Sammlung zugeordneter Schaltungen, wie z. B. ein Hochgeschwindigkeitscomputer,
oder noch schlimmer, ein sehr schneller Minisupercomputer ist eventuell
kein „Hochgenauigkeits"-Mechanismus im gleichen
Sinne sein wie Teile eines achtstelligen Voltmeters, aber er qualifiziert
sicherlich als "mittelgenau", insbesondere wenn
daran erinnert wird, dass es ein äußerst kompliziertes System
ist, dessen zusammenwirkende Elemente manchmal mehrere Fuß entfernt
voneinander sind. Somit können.
Leistungsversorgungseinschwingvorgänge, die beispielsweise Versatz
in ei nen Takttreiber einführen,
zu einem sehr ernsthaften Problem werden.
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Die
erste Verteidigungsreihe gegen Leistungsversorgungseinschwingvorgänge ist
Filtern, Umgehen und Entkoppeln. Es ist nicht so, dass diese Strategien
nicht funktionieren: Sie tun es, obwohl weniger wenn Flanken in
einer Umgebung schneller werden, wo die Leistungsversorgungs- und Masseebenen
eine Übertragungsleitung
bilden. Filtern, Umgehen und Entkoppeln sind im Wesentlichen Fälle von
Kurzzeitenergiespeicherung, die am Besten funktionieren, wenn sie
nahe zu einem Täter (Rauschquelle)
und einem Opfer (Schaltung anfällig für Rauschen)
sind. Dieselben werden am Besten in Positionen verwendet, wo das
echte Problem Kurzzeitregulierung ist: „Diese Schaltung schaltet
ein und die Versorgung fällt
ab. Falls hier ein Kondensator eingesetzt wird, wird er dazu beitragen,
Strom zu liefern und den Durchhang zu reduzieren". Es ist üblich, Umgehungskondenstoren
freizügig über das
gesamte physikalische Layout einer PCB zu verteilen. Zusätzlich dazu,
dass dieselben eine Ladungsquelle sind, um Leistungsversorgungsdurchhang
zu reduzieren, ist es ein zusätzlicher
spezieller Vorteil einer Umgehung, dass dieselbe eine geringe Wechselstromimpedanz
für die
Hochfrequenzkomponenten eines Signals aufweist. Der Gedanke ist,
den Bedarf an Hochfrequenzströmen
zu reduzieren oder zu eliminieren, um große Entfernungen durch induktive
Versorgungs- und Rückführwege zu
zirkulieren. Je niedriger die Impedanz, umso besser die Umgehung.
Und obwohl dies etwas hilft, eliminiert es das Problem auf keinen
Fall. Wenn die Anstiegs- und Abfallzeiten kurz genug werden, kann
das Umgehen in der Tat ein Teil des Problems werden.
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Der
Grund, weshalb das Umgehen Teil des Problems werden kann, offenbart
sich, wenn erkannt wird, dass der Einschwingvorgang nicht nur ein
Festzustands- (beispielsweise Gleichsignal-) Ereignis ist. Die Tatsache,
dass sich die Stromentnahme einer Schaltung eines Täters auf
der Versorgung plötzlich geändert hat,
kann eine anfängliche Änderung bei
einem Leistungsversorgungsstift dieser IC begründen. An diesem Punkt wäre es angemessen,
eine Spannungsteileranalogie aufzurufen, die aus einem Quellenwiderstand
und einem Wechsellastwiderstand besteht. So weit so gut. Aber es
muss auch daran erinnert werden, dass die heutigen Logikschaltungen
Anstiegs- und Abfallzeiten im Subnanosekundenbereich haben, und
der große
alte Elektrolytkondensator hinten in der Ecke der Platine wird nicht
mehr so funktionieren, wie er es getan hat, als die Anstiegs- und
Abfallzeiten im Mikrosekundenbereich lagen. Eine Dauerzustandsanalyse
würde dies
auch nicht mehr tun. Obwohl man eine Verschiebung in dem Dauerzustandsbetriebspunkt
verwenden kann, um die Erzeugung einer Störung zu erklären, sobald
dies geschieht, ist es dann besser, den Täter als Erzeuger zu sehen,
der ein Signal in eine Übertragungsleitung koppelt.
Falls eine qualitativ hochwertige Umgehung direkt bei dem Täter lokalisiert
werden könnte,
könnte sie
effektiv sein. Aber dieser Punkt ist höchstwahrscheinlich ein Leistungsversorgungsstift/stifte
in der Mitte eines riesigen Arrays von Stiften für eine riesige ASIC (mit 700
bis 1.000 Stiften). Die nächste
praktische physikalische Position für eine Umgehung könnte einige
Zoll entfernt sein. Der Leistungsversorgungsstift ist eine Quelle
(ein Generator), der Gleichsignalenergie in allen Richtungen (d.
h. Ost, West, Nord und Süd
und alle Richtungen dazwischen) in eine radiale Übertragungsleitung koppelt,
die durch die Leistungsversorgungs- und Masseebenen gebildet wird.
Und hier ist die nächstliegende
praktische Umgehung: in Richtung Westen, beispielsweise. Diese Umgehung
hat nicht nur keinen Effekt auf das, was in einer nicht-westlichen
Richtung ausgebreitet wird, die Umgehung ist höchstwahrscheinlich eine Diskontinuität in der Übertragungsleitung
und reflektiert lediglich die Störung,
die ihn erreicht, anstatt dieselbe zu dämpfen. Es ist gut bekannt,
dass reflektierte elektromagnetische Energie einen Spannungsverdopplungseffekt
zeigen kann. Falls diese Spannungsverdopplung an einer Stelle auftritt,
wo eine Opferschaltung ihre Leistung zieht, kann das Ergebnis sogar
noch schlechter sein als vorher.
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Die
Effekte des Ausbreitens und Reflektierens von flüchtiger elektromagnetischer
Energie in einer radialen Übertragungsleitung,
die Gleichsignalleistung verteilt, kann gemessen werden. In einem System,
bei dem Vcc +3,3 V ist, wurde eine anfängliche
Störung,
die eine Spitze bei Vcc – 200 mv nach 2 nsec aufweist,
beobachtet, wie sie abrupt die Polarität ändert und bei der Amplitude
um +400 mv in weniger als 2 nsec auf Vcc +200
mv ansteigt, mit einem Nachschwingungsabfall zurück auf Vcc in
etwa 10 nsec. In einem 3, 3V-System
ist eine 400 mv Spitze-zu-Spitze-Auslenkung in weniger als 2 nsec
eine äußerst schlechte
Nachricht.
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In
der radialen Übertragungsleitung,
die durch die Leistungs- und Masseebenen gebildet wird, sind überall Reflektionen.
Eine eng beabstandete Sammlung von Durchgangslöchern kann eine Reflektion
erzeugen. Ein Kurzschluss (man denke, eine gute Umgehung) erzeugt
eine Reflektion. Ein Leerlauf erzeugt eine Reflektion. Leerläufe treten
an den Rändern
der PCB auf und manchmal in der Mitte derselben, falls es einen
Durchbruch in einer der Ebenen oder ein Loch in der PCB gibt (beispielsweise
um einen Zwischenraum für
eine Wärmesenke oder
einen Lüftungsmotor
usw. zu schaffen). Entkoppeln kann einer Opferschaltung helfen,
die zu schützen
ist, aber auf Kosten des Erzeugens einer weiteren Diskontinuität. Entkoppeln
kann dabei helfen, einen Täter
zu isolieren, aber nur wenn es physikalisch genau da eingesetzt
werden kann, wo es benötigt wird,
was ungewöhnlich
wäre. Es
erzeugt jedoch auch eine Diskontinuität, die die Erzeugung und das Verstreuen
von Reflektionen für
Störungen
fördert, die
sich von anderswo nähern
und bereits in der Übertragungsleitung
sind. Zufällige
Reflexionen, die einander treffen, addieren sich durch Vektoraddition. Dies
bedeutet, dass es von Zeit zu Zeit einige wirklich unangenehme Einschwenkvorgänge geben
kann, die Schaden anrichten und dann verschwinden und nie gemessen
werden.
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Daher
funktionieren die normalen Strategien des Filterns, Umgehens und
Entkoppelns nicht, um Leistungsversorgungs-Einschwingvorgänge in einem System mit Hochgeschwindigkeitslogik,
bei dem eine radiale Übertragungsleitung
zwischen den Leistungsversorgungs- und Masseebenen existiert, zu unterdrücken. Sie
machen sogar die Situation noch schlimmer. Was ist zu tun?
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Die
US 5,488,540 A beschreibt
eine mehrschichtige gedruckte Schaltungsplatine, die ein Substrat
aufweist, das mit einer ersten und einer zweiten Basisschicht gebildet
ist. Ein erster Leiterstrukturblock ist auf einer Oberfläche der
ersten Basisschicht gebildet und ein zweiter Leiterstrukturblock
ist auf einer zweiten Basisschicht gebildet. Der erste und der zweite
Leiterstrukturblock sind zum Verbinden mit einem Leistungsanschluss
und einem Masseanschluss einer integrierten Schaltung verbunden,
die auf einer Oberfläche
der ersten Basisschicht befestigt ist. Ein Leistungsleiter, der
in einem vorbestimmten Abstand in der gleichen Ebene angeordnet
ist wie der erste Leiterstrukturblock, ist mit einem EMI-Filter gekoppelt,
das als ein rauschreduzierendes Element funktioniert, das entworfen
ist, um ein Frequenzband von Rauschen durch Modifizieren eines Filterkoeffizienten
zu ändern.
Das EMI-Filter ist benachbart zu der integrierten Schaltung vorgesehen.
Ein zweites EMI-Filter, das benachbart zu der integrierten Schaltung
vorgesehen ist, ist mit dem zweiten Leiterstrukturblock zum Reduzieren
von Rauschen verbunden, der auf dem zweiten Leiterstrukturblock
konzentriert ist.
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Die
EP 0 481779 A beschreibt
eine radiale und parallele Busstruktur, die einen Stapel von busbedruckten
Platten umfasst. Ein Signalleiter, der auf einer der gegenüberliegenden
Hauptoberflächen
einer Platte gebildet ist, ist mit einem entsprechenden Signalleiter
auf der anderen Hauptoberfläche
gekoppelt, um ein Signalleiterpaar zu bilden. Ein Impedanzanpassungselement,
das durch einen Widerstand zwischen dem ersten und dem zweiten Signalverbinder,
eine Streukapazität
zwischen dem ersten, einem zweiten Signalleiter und Widerständen, die
in Reihe mit dem Signalleiter angeordnet ist, vorgesehen ist, wird
unter Berücksichtigung
der charakteristischen Impedanz der Übertragungsleitung bestimmt,
die durch die Signalleiter gebildet ist.
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Die
WO 9622008 A offenbart eine Schaltung zum Realisieren einer hohen
Befestigungsdichte durch Umwandeln potentieller Fluktuationen einer Leistungsversorgungsschicht
bezüglich
einer Masseschicht in Joule-Wärme
in dem Substrat. Parallele Plattenleitungen sind zusätzlich zu
der Leistungsversorgungsschicht und der Masseschicht auf einer mehrschichtigen
Schaltungsplatine vorgesehen. Die parallelen Plattenleitungen sind übereinstimmend beendet
durch Bilden einer Struktur, in der ein Widerstand und eine weitere
Masseschicht zusätzlich
zu der Leistungsversorgungsschicht und der Masseschicht vorgesehen
sind.
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Es
ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Mehrschichtschaltungsplatine
mit reduziertem Rauschen zu schaffen.
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Diese
Aufgabe wird durch ein Verfahren gemäß Anspruch 1 und eine mehrschichtige
gedruckte Schaltungsplatine gemäß Anspruch
4 gelöst.
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Eine
Lösung
des Problems zum Unterdrücken
von Leistungsversorgungseinschwingvorgängen in einem System mit schnellen
Flanken und bei dem zwischen der Leistungsversorgungs- und der Masseebene
eine radiale Übertragungsleitung
existiert, ist es, zu erkennen, dass die Einschwingvorgänge nicht
nur Schwankungen einer Spannung-Über-Zeit-Beziehung
sind, sondern elektromagnetische Energie ausbreiten. Energie kann
nicht durch Mitteln entfernt werden, aber sie kann dissipiert oder
absorbiert werden, d. h. in Wärme
umgewandelt werden. Dies kann durchgeführt werden durch Abschließen der
Ränder
der PCB in ihrer charakteristischen Impedanz. In der Praxis bedeutet
dies das Nähern
eines fortlaufenden Kon strukts, mit vielen beabstandeten Fällen eines
einzelnen Widerstands. Somit wurden bei einem tatsächlichen
Fall für
eine Mehrschicht-PCB, die etwa neun Mal achtzehn Zoll groß ist, Abschlussanordnungen
in Abständen
von etwa ein bis zwei Zoll an den Umfang der PCB platziert. Die
dissipativen Abschlüsse
selbst sind resistiv und falls dieselben direkt zwischen die Leistungsversorgung
und Masse platziert werden, würden
sie selbstverständlich
einen großen
Anteil der Gleichsignalleistung dissipieren. Die Lösung ist,
dieselben wechselsignalmäßig mit
einem qualitativ hochwertigen Kopplungskondensator mit ausreichender
Kapazität
zu koppeln, um es zu ermöglichen,
dass die resultierende Impedanz hauptsächlich resistiv erscheint an
und über
der niedrigsten Frequenz von Interesse, beispielsweise 100 MHz.
Aufgrund der verworrenen Art der Reflektion, die an beliebigen Positionen
im Inneren der PCB erzeugt werden kann, kann es „heiße Stellen" in diesem Inneren geben, die von der
Platzierung eines ausgewählten
wechselsignalgekoppelten Abschlusses an oder nahe einer solchen
Position begünstigen
würden.
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1 ist
eine vereinfachte schematische Darstellung von der radialen Übertragungsleitung, die
durch benachbarte Leistungs- und Masseebenen in einer mehrschichtigen
gedruckten Schaltungsplatine gebildet ist, davon, wie Hochgeschwindigkeitsstörungen in
der Leistungsversorgungsspannung diese Übertragungsleitung treiben
können,
und von einer Mehrzahl von einzelnen wechselsignalgekoppelten Abschlüssen, die
an dem Umfang der gedruckten Schaltungsplatine angeordnet sind;
und
-
2 ist
eine vereinfachte bildliche Darstellung einer mehrschichtigen gedruckten
Schaltungsplatine, die die Art des Ausbreitens von Einschwingenergie
weg von einer Täterschaltung
darstellt, von der ein Teil zu einer Opferschaltung hin gehen kann, und
die die Effekte des Vorliegens und der Abwesenheit von Wechselsignalabschlüssen um
den Umfang der Platine anzeigt.
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Nachfolgend
wird auf 1 Bezug genommen, in der eine
vereinfachte schematische Darstellung 1 der elektrischen
Situation gezeigt ist, die einer mehrschichtigen gedruckten Schaltungsplatine 2 zugeordnet
ist, die eine Leistungsversorgungs- (Vcc-) Ebene 3 benachbart
zu einer Masseebene 4 aufweist. Eine „Täterschaltung" 5 ist mit
der Leistungsversorgungsebene 3 über ein Durchgangsloch („Durchgang") 6 und
mit der Masseebene 4 (Leistungsversorgungsrückleitung) über ein
Durchgangsloch 7 verbunden. (Diese wurden jeweils als einzelne Durchgangslöcher gezeigt.
In der Realität
sind die Verbindungen zu sowohl Leistung als auch Masse wahrscheinlich
durch eine große
Anzahl von Durchgangslöchern
erreicht). Als Teil ihres normalen Betriebs erzeugt die Täterschaltung 5 schnelle Übergangsströme in den
Durchgangslöchern 6 und 7,
d. h. di/dt von über
einem Ampere pro Nanosekunde. Dies erzeugt effektiv einen RF-Generator 8,
der Energie (9 und 10) in allen Richtungen in
eine radiale Übertragungsleitung
koppelt, die durch die Leistungsversorgungsebene 3 und
die Masseebene 4 gebildet ist. Obwohl zwei entgegengesetzt
gerichtete Energien 9 und 10 gezeigt sind, ist
klar, dass sich Energie tatsächlich
in alle Richtungen ausbreitet, d. h. radial nach außen von
dem Generator 8 und innerhalb der Ebene der Platine (wie
beispielsweise die bekannte Analogie „geworfener Stein/Wellen in
einem Teich"). Während sich
eine solche Energie ausbreitet, wird sie begleitet durch eine Spannungswelle, die,
während
sie an anderen „Opfer"-Schaltungen (nicht
gezeigt) vorbeiläuft,
für dieselben
als ein Einschwingvorgang in ihrer angelegten Leistungsversorgungsspannung
erscheint.
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Ein
Teil der strahlenden Energie 9 und 10 wird durch
jede Diskontinuität
in der radialen Übertragungsleitung
reflektiert. Für
die charakteristische Impedanz Z0 der radialen Übertragungsleitung
ist es typisch, einen äußerst niedrigen
Wert zu haben, etwa in dem Bereich von 3 Ω bis 5 Ω. Diese Werte hängen selbstverständlich auf
bekannte Weise von der dielektrischen Konstante des Materials zwischen
den Leitern in der Leistungsversorgungsebene 3 und der Masseebene 4 ab,
und auch von der Beabstandung zwischen denselben. Hierbei ist von
besonderem Interesse, dass eine wirklich gute Umgehung (niedriges
Xc und niedriges Xl)
an einem Punkt in der radialen Übertragungsleitung
als Kurzschlussdiskontinuität
erscheint, und dass der Rand der Mehrschicht-PCB als eine Leerlaufdiskontinuität erscheint.
Eine Region, die dicht mit Durchgangslöchern besetzt ist (wie bei
einer großen
A-SIC) erscheint
ebenfalls als eine Diskontinuität.
Eine Diskontinuität
reflektiert ausbreitende Energie gemäß dem Ausmaß, wie es eine Fehlanpassung
mit der charakteristischen Impedanz der Übertragungsleitung repräsentiert.
Hier bewirken die Ränder
der Platine die größte Menge
an Reflektion, da ein Rand eine völlig abrupte und totale (Leerlauf-)
Diskontinuität
ist, und da der Rand die Platine umgibt.
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Reflektierte
Energie wird von Phasenumkehrungen in ihren Komponenten begleitet,
und Totalreflektionen von dem Leerlauf an dem Rand der Platine können ein
Phänomen
bewirken, das als „Spannungsverdopplung" bekannt ist. Dieses
Phänomen entsteht
auf die gleiche Weise wie das bekannte Stehwellenverhältnis, das
häufig
beim Charakterisieren von Übertragungsleitungssystemen
verwendet wird. Der Begriff „Spannungsverdopplung" soll nicht nur eine
Einschwingvorgangserhöhung
um 100 % des Ausbreitungseinschwingvorgangs bewirken (auf 200 %),
sondern auch eine mögliche
Einschwingvorgangsverringerung von beinahe 100 % (auf beinahe 0
%). (Die hier erwähnten „100 %" sind ein Wert, der in
Laboranordnungen mit Koaxialkabel oder Wellenleiter realisierbar
ist. Die radiale Übertragungsleitungsumgebung
von Interesse hier ist in der Praxis potentiell komplizierter, obwohl
nicht prinzipiell. Es ist außerdem
daran zu erinnern, dass sich die „100 %" auf die sich ausbreitende Einschwingvorgangauslenkung
(Abweichung vom Gleichstrom) bezieht und nicht auf den Gleichsignalwert
der Leistungsversorgungsspannung).
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Bei
einer herkömmlichen
gedruckten Schaltungsplatine ist der Spannungsverdopplungseffekt nahe
den Rändern
der Plati ne am stärksten
wahrnehmbar. Er kann auch ein wesentlicher Effekt an einer inneren
Stelle einer Platine sein, insbesondere einer großen, abhängig von
der bestimmten Art und Weise, wie sich Reflektionen und Re-Reflektionen kombinieren.
Selbst wenn die Ränder
der Platine, wie es hierin beschrieben ist, abgeschlossen sind,
kann es trotzdem wünschenswert
sein, einen wechselsignalgekoppelten Abschluss an ausgewählten Stellen innerhalb
des Inneren der Platine hinzuzufügen.
Diese Stellen und der Wert des Widerstands werden durch experimentelle
Verfahren herausgefunden und es benötigt einige Sorgfalt, um zu
bewerten, ob es einen wirklichen Vorteil gibt. Vorsicht ist geboten,
da der Vorgang des Einsetzens eines allgemeinen Abschlusses in einen
Innenabschnitt einer Übertragungsleitung
selbst eine Diskontinuität
ist. Es ist wahrscheinlich, dass diese Art Aktion besser so gesehen
wird, dass eine ausgewählte
Last an eine ausgewählte
Position gesetzt wird, um ein bestimmtes Problem zu lindern.
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In
einer Übertragungsleitung
treten Reflektionen nur auf, wenn es eine Diskontinuität gibt.
Falls der Rand der Platine in der charakteristischen Impedanz der
radialen Übertragungsleitung
abgeschlossen ist, gibt es keine Reflektionen von dem Rand. Dies
eliminiert sicherlich den anfänglichen
Einschwingvorgang nicht. Es verhindert jedoch, dass derselbe durch
Reflektion von dem Rand verschlimmert wird, was eine große Verbesserung
ist. In 1 wird ein Rand der gedruckten
Schaltungsplatine 12 durch den Widerstand 11 in
Reihe mit dem Gleichsignalsperrkondensator 12 abgeschlossen
(an einer von vielen Stellen), wobei diese Reihenkombination nur
eine von vielen solchen Wechselsignalabschlüssen entlang dem Rand der Platine
ist. Auf einer anderen Seite der Platine 2 befindet sich
noch ein weiterer Wechselsignalabschluss, der aus Widerstand 13 und Kondensator 14 besteht.
Auch dies ist nur wieder einer von vielen. Die Widerstände 11 und 13 und
die Kondensatoren 12 und 14 sind vorzugsweise
Oberflächenbefestigungskomponenten.
Der elektrische Wert der Widerstände
ist gewählt,
um den Überein stimmungsgrad
der Reihen-RC-Kombination zu der radialen Übertragungsleitung zu maximieren.
Die Kondensatoren sind ausgewählt,
um eine so große Kapazität wie möglich aufzuweisen,
was übereinstimmt
mit dem Zeigen einer geringen Restinduktivität bei hohen Frequenzen.
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Nachfolgend
wird auf 2 Bezug genommen, die eine Drauf- (oder vielleicht
Unter-) Ansicht einer mehrschichtigen gedruckten Schaltungsplatine 2 ist,
die eine Mehrzahl von wechselsignalgekoppelten Abschlüssen (11, 12)
aufweist, die entlang ihren Rändern
angeordnet ist. Wie vorher bewirkt eine Täterschaltung 5 (eine „böse" ASIC), dass sich
Einschwingenergie (9, 10) in alle Richtungen innerhalb der
radialen Übertragungsleitung
ausbreitet, die durch die Leistungsversorgungs- und Masseebene erzeugt
wird.
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Zuerst
wird der Fall betrachtet, wo es keine Abschlüsse gibt. Die Pfeile 15 und 16 stellen
sich ausbreitende Einschwingenergien dar, die den Rand der Platine 2 erreichen
und reflektiert werden. Eine Opferschaltung 17 (beispielsweise
eine Takttreiberschaltung) ist in nächster Nähe zu der Reflektion 16 angeordnet.
Dieselbe ist dann ein Hauptkandidat für das Erfahren des Spannungsverdopplungseffekts, wie
es durch die Beschriftung VACTUAL = 2 VNORMAL angezeigt ist (d. h. dass die kombinierte
angelegte und reflektierte Spannung VACTUAL an
dieser Stelle zwei Mal die anderweitig normalerweise angelegte Einschwingspannung
VNORMAL ist).
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Nun
wird auf die wechselsignalgekoppelten Abschlüsse (11, 12)
hingewiesen, die in dem Diagramm durch die kleinen Kreise angezeigt
sind. Dieselben absorbieren die sich ausbreitenden Einschwingvorgänge und
verhindern Reflektionen von den Rändern der Platine 2.
Dies ist angezeigt durch die Pfeile 18, 19 und 20.
Es ist anzumerken, dass es wünschenswert
sein kann, einen wechselsignalgekoppelten Abschluss (oder Last) 20 an
einer Stelle im Inneren der Platine 2 anzuordnen.
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Wie
es vorher erwähnt
wurde, sind wechselsignalgekoppelte Anschlüsse (11, 12)
etwa alle ein bis zwei Zoll entlang dem Rand der Platine angeordnet.
Falls dieselben etwas weiter voneinander entfernt oder näher zueinander
angeordnet sind (beispielsweise jeweils durch Faktoren von zwei
und einhalb), würden
dieselben dennoch die gleichen resistiven und kapazitiven Werte
haben. Dies wird deutlich durch Anmerken, dass unabhängig davon,
welche Energie durch einen Abschluss absorbiert wird, derselbe nie
einen benachbarten Abschluss „sieht". Sofern dieselben
einfallende Energie absorbieren, sind die benachbarten Abschlüsse somit
nicht parallel, wie sie es bei einer Gleichsignalanalyse wären. Dies sind
gute Nachrichten, da dies bedeutet, dass so viel wie möglich benachbarte
Anschlüsse
so nahe wie nötig
zueinander angeordnet werden können,
um einen vernünftigen
Wirksamkeitspegel zu erreichen.
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Vorausgesetzt,
dass die Abschlüsse „nah genug" sind, wie es nachfolgend
beschrieben ist, ist klar, dass es für Frequenzkomponenten unter
einer zugeordneten Frequenz keinen unterscheidbaren Unterschied
zwischen der Sammlung einzelner (konzentrierter Konstanten) wechselsignalgekoppelter Anschlüsse und
einem verteilten (fortlaufenden) gibt. Das heißt, vorausgesetzt, die Abschlüsse, die
die Energie absorbieren, die durch die Pfeile 19 und 20 dargestellt
ist, sind „nah
genug", dann verschwindet
der U-förmige
Pfeil 15 (wie auch der Pfeil 16); seine Energie
wird durch die beiden benachbarten Abschlüsse absorbiert.
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Es
folgt nun eine vereinfachte und abgekürzte Erörterung dessen, wie nahe „nah genug" für benachbarte
wechselsignalgekoppelte Abschlüsse
ist. Das Ziel hierbei ist, die Richtung der darunter liegenden Gründe anzugeben,
ohne unnötig
kompliziert zu werden. Begonnen wird mit einigen Beobachtungen. Die
höchste
Frequenz von Interesse wird durch die schnellste Anstiegszeit (oder
Abfallszeit) für
eine Täterschaltung
bestimmt. Die Wiederholungsrate dieser Flanke ist nicht von großem Interesse.
Die Übergangszeit
der schnells ten Flanke kann in harmonische Komponenten mit immer
höheren
Frequenzen zerlegt werden, wobei jede Komponente einer höheren Frequenz
weniger Energie als diejenige darunter enthält. Mit erneuter kurzer Bezugnahme
auf 1 kann der Generator 8 aufgebaut sein,
um alle diese Komponenten zu erzeugen, bis zu einer bestimmten Grenze,
wo es nicht mehr ausreichend Energie gibt, um von Interesse zu sein,
unabhängig
davon, wie dieselbe reflektiert werden kann. Diese höchste effektive
Frequenz von Interesse kann etwa die fünfte Harmonische der Grundfrequenz
sein, die der Anstiegszeit entspricht. Für beispielhafte und erkennbare
Zahlen nehme man an, dass die schnellste Anstiegszeit eine Nanosekunde
ist. Das heißt,
es geht um Frequenzen von bis zu 5 GHz. Übertragungsleitungen, die aus
FR4 aufgebaut sind, haben eine Geschwindigkeit der elektromagnetischen
Ausbreitung von wesentlich weniger als c, der Lichtgeschwindigkeit
im Vakuum. Genauer gesagt, diese Geschwindigkeit liegt abhängig von
Verkäufer
und Charge irgendwo in dem Bereich von 174 bis 196 Pikosekunden
pro Zoll. Ein Wert von 182 Pikosekunden pro Zoll wurde für eine Mehrschichtplatine
von Interesse beobachtet, und ist der hierin angenommene Wert. Die Periode
von 5 GHz ist ein Fünftel
einer Nanosekunde, was ein Fünftel
von einer Tausendstel Pikosekunde ist oder zwei Hundertstel Pikosekunden.
Folglich ist die Wellenlänge
in FR4 von 5 GHz beinahe 1,1 Zoll.
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Nun
kommt der komplizierte Teil. Wie bei anderen Wellenphänomenen
bezieht sich die effektive Breite eines Abschlusses auf die Wellenlänge des
Signals, das derselbe zu absorbieren hat. Die Beugung von Licht
um eine scharfe Kante, die Beugung von Licht, während dasselbe von einem Medium
zu einem anderen verläuft
(Snelliussches Gesetz) und die Trennung von Licht in seine Komponenten
durch einen Schlitz, fallen einem dabei ein. Hier besteht eine ähnliche
Situation. Die effektive Breite des Abschlusses ist nicht einfach
der Querschnitt der Durchgangslöcher,
die denselben mit der radialen Übertragungsleitung
verbinden. Derselbe ist breiter als das, mit dem Verständnis, dass
je weiter entfernt man von diesen Durchgangslöchern geht, umso mehr Reflektion
auftritt. Der Abstand, um den man sich weg von einem Abschluss bewegen
muss, ist vergleichbar mit einer Wellenlänge. Aber während der Bewegung weg von
einem Abschluss, nähert
man sich dem, der benachbart dazu ist. Falls die Abschlüsse eine
Wellenlänge
entfernt sind, ist man nie auch nur eine effektive halbe Wellenlänge entfernt
von einem Abschluss, bevor man näher
zu einem benachbarten Abschluss gelangt. (Der Mittelpunkt ist auf
halbem Weg von beiden Anschlüssen,
nicht nur von einem. Dies ist sehr viel weniger schwerwiegend als
eine halbe Wellenlänge
entfernt von einem einzelnen Abschluss zu sein, da beide Abschlüsse Energie
absorbieren). Daher sind für
Frequenzen von bis zu 5 GHz in FR4, wechselsignalgekoppelte Abschlüsse, die
ein bis zwei Zoll voneinander beabstandet sind, eine gute Näherung erster
Ordnung eines fortlaufenden Abschlusses.
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Abschließend wird
angemerkt, dass es selbstverständlich
möglich
wäre, einen
fortlaufenden (verteilten) Abschluss um den Rand der Platine herzustellen.
Es gibt Schichtwiderstandsmaterialien, wie z. B. Ohmega-Ply, die
für die
Verwendung als Widerstandsteil der Last geeignet wären. Die
Herausforderung ist der Kopplungskondensator. Man könnte denselben
als eine Sammlung einzelner Teile belassen, was den gesuchten Vorteil
aufheben würde.
Die bevorzugte Lösung
wäre es,
einen fortlaufenden (verteilten) Kondensator als Teil der Platine
einzubauen, vielleicht unter Verwendung entsprechender Regionen
aus Material mit erhöhter
dielektrischer Konstante. Ein solches Material ist Zykon. Die Verwendung sehr
dünner
Dielektrika kann ebenfalls sinnvoll sein. Die Querschnittsgeometrie
einer solchen fortlaufenden Lösung
ist wahrscheinlich von beträchtlichem
Interesse, da der Betrieb mit äußerst hochfrequenten Komponenten
wahrscheinlich das ist, was eine solche Anwendung begründen würde, und
alle restlichen konzentrierten Reaktanzen wären schädlich. Falls das Symbol T Oberflächen einer
radialen Übertragungsleitung
darstellt, R einen Abschlusswiderstand und C einen Gleichsignalblock,
dann würde
der gewünschte
Querschnitt so angezeigt:
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Alles,
was dem Folgenden ähnelt,
wäre zweifelhaft.
Das Symbol L stellt eine „freigelegte" Induktivität dar, die
in dem vorliegt, was andernfalls ein T wäre, aber nicht von gleichem
Umfang ist wie die andere Seite der radialen Übertragungsleitung (und somit
nicht mehr Teil einer Übertragungsleitung
ist!).
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