DE60105030T2

DE60105030T2 - Überbrückungskondensator-verfahren zum erreichen eines gewünschten elektrischen impedanzwerts zwischen parallelen planaren leitern einer elektrischen stromverteilungsstruktur, und zugehörige elektrische stromverteilungsstrukturen

Info

Publication number: DE60105030T2
Application number: DE60105030T
Authority: DE
Inventors: Istvan Novak
Original assignee: Sun Microsystems Inc
Current assignee: Sun Microsystems Inc
Priority date: 2000-06-19
Filing date: 2001-06-14
Publication date: 2005-08-18
Anticipated expiration: 2021-06-15
Also published as: EP1295516B1; WO2001099479A2; WO2001099479A3; DE60105030D1; US6727774B1; JP2004501515A; EP1295516A2; ATE274287T1; AU2001269879A1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Bereich der Erfindung
Die Erfindung bezieht sich auf elektronische Systeme und genauer gesagt auf elektrische Verbindungsvorrichtungen mit kontinuierlichen, ebenen Leitern (z. B. Stromebenen).
2. Beschreibung der verwandten Technik
Ein Stromverteilungsnetz einer typischen gedruckten Schaltung (Printed Circuit Board, PCB) umfaßt verschiedene Kondensatoren, die zwischen Leitern, die verwendet werden, um elektrische Gleichstromspannungen zu befördern, und Erdleiter geschaltet sind. Zum Beispiel beinhaltet das Stromverteilungsnetz eines digitalen PCB typischerweise einen Hauptentkopplungs- oder "Stromeingangs"-Kondensator, der an einer Stelle angeordnet ist, an der elektrischer Strom aus einer externen Stromversorgung in das PCB eintritt. Das Stromverteilungsnetz beinhaltet außerdem typischerweise einen Entkopplungskondensator, der in der Nähe jedes einzelnen von mehreren digitalen Schaltkreisen (z. B. digitale integrierte Schaltkreise, die an das PCB angeschlossen sind) angeordnet ist. Die digitalen Schaltkreise führen elektrische Energie während Schaltzeiten ab (z. B. Taktimpulsübergänge). Jeder Entkopplungskondensator hat typischerweise eine Kapazität, die ausreicht, um während der Schaltzeiten elektrischen Strom an den entsprechenden Schaltkreis zu liefern, so daß die elektrische Gleichspannung, die an den Schaltkreis geliefert wird, im wesentlichen konstant bleibt. Der Stromeingangskondensator kann zum Beispiel eine Kapazität größer oder gleich der Summe der Kapazitäten der Entkopplungskondensatoren haben.
Über das Liefern von elektrischem Strom während der Umschaltzeiten an die entsprechenden Schaltkreise hinaus stellen die Entkopplungskondensatoren außerdem Pfade niedriger Impedanz zu dem elektrischen Erdpotential für Wechselstrom-Spannungen (alternating current, a. c.) bereit. Die Entkopplungskondensatoren schließen somit unerwünschte Wechselspannungen, die auf Gleichstrom-Leistungsbahnen vorhanden sind, zum elektrischen Erdpotential kurz bzw. leiten sie parallel ab (bypass). Aus diesem Grund werden die Begriffe "Entkopplungskondensator" und "Bypass-Kondensator" häufig synonym gebraucht.
Im hier verwendeten Sinn, wird der Begriff "Bypass-Kondensator" benutzt, um irgendeinen Kondensator zu beschreiben, der zwischen eine Gleichspannung und einen Erdleiter geschaltet ist, wodurch er für Wechselspannungen einen Pfad niederer Impedanz zu dem elektrischen Erdpotential bereitstellt.
Ein typischer Bypass-Kondensator ist ein zweipoliges elektrisches Bauteil. 1 ist ein Diagramm eines elektrischen Modells 10 eines Kondensators (z. B. eines Bypass-Kondensators), das über einen Frequenzbereich gültig ist, der eine Resonanzfrequenz f_res des Kondensators umfaßt. Das elektrische Modell 10 beinhaltet einen idealen Kondensator, einen idealen Widerstand und eine ideale Induktionsspule in Reihe zwischen den beiden Polen des Kondensators. Der ideale Kondensator hat einen Wert C gleich einer Kapazität des Kondensators. Der ideale Widerstand hat ei nen Wert gleich einem äquivalenten Reihenwiderstand (Equivalent Series Resistance, ESR) des Kondensators, und die ideale Induktionsspule hat einen Wert gleich der äquivalenten Reiheninduktivität (Equivalent Seres Inductance, ESL) des Kondensators. Die Reihenkombination der Kapazität (C) und der Induktivität (ESL) des Kondensators führen zu einer Reihenresonanz und einer Resonanzfrequenz f_res, die gegeben ist durch:
2 ist ein Graph des Logarithmus der Größenordnung der elektrischen Impedanz (Z) zwischen den Polen bzw. Enden des elektrischen Modells 10 gegen den Logarithmus der Frequenz f. Bei Frequenzen f kleiner als die Resonanzfrequenz f_res wird die Impedanz des elektrischen Modells 10 von der Kapazität dominiert, und die Größenordnung von Z fällt mit steigender Frequenz f. Bei der Resonanzfrequenz f_res des Kondensators ist die Größenordnung von Z ein Minimum und gleich dem ESR des Kondensators. Innerhalb des Bereiches von Frequenzen, die um die Resonanzfrequenz f_res zentriert sind, wird die Impedanz des elektrischen Modells 10 von dem Widerstand dominiert, und die Größenordnung von Z ist im wesentlichen gleich dem ESR des Kondensators. Bei Frequenzen f größer als die Resonanzfrequenz f_res wird die Impedanz des elektrischen Modells 10 von der Induktivität dominiert, und die Größenordnung von Z steigt mit steigender Frequenz f.
Wenn eine gewünschte elektrische Impedanz zwischen einem Gleichspannungsleiter und einem Erdleiter kleiner als der ESR eines einzelnen Kondensators ist, ist es üblich, mehr als einen der Kondensatoren parallel zwischen den Gleichspannungsleiter und den Erdleiter zu schalten. In diesem Fall haben alle Kondensatoren im wesentlichen dieselbe Resonanzfrequenz f_res, und die gewünschte elektrische Impedanz wird über einen Frequenzbereich erzielt, der die Resonanzfrequenz f_res einschließt.
Wenn die gewünschte elektrische Impedanz über einen Frequenzbereich erzielt werden soll, der breiter ist, als ein einzelner Kondensator bereitstellen kann, ist es üblich, mehrere Kondensatoren mit unterschiedlichen Resonanzfrequenzen zwischen den Gleichspannungsleiter und den Erdleiter zu schalten. Die ESRs und die Resonanzfrequenzen der Kondensatoren werden so gewählt, daß jeder der Kondensatoren die gewünschte elektrische Impedanz über einen anderen Teil des Frequenzbereiches erzielt. In paralleler Kombination erzielen die mehrfachen Kondensatoren die gewünschte elektrische Impedanz über den gesamten Frequenzbereich.
Ein digitales Signal, das zwischen hohen und niedrigen Spannungsniveaus hin und her wechselt beinhaltet Beiträge von einer sinusartigen Basisfrequenz (d. h. einer ersten Eigenschwingung) und ganzzahligen Vielfachen der ersten Eigenschwingung. Mit fallenden Anstiegs- und Abfallzeiten eines digitalen Signals werden die Größenordnungen einer größeren Anzahl von ganzzahligen Vielfachen der ersten Eigenschwingung signifikant. Als eine allgemeine Regel erstreckt sich der Frequenzgehalt bzw. das Frequenzband eines digitalen Signals bis zu einer Frequenz, die gleich dem Reziprokwert von π mal der Übergangszeit (d. h. der Anstiegs- oder Abfallzeit) des Signals ist.
Zum Beispiel hat ein digitales Signal mit einer Übergangszeit von 1 Nanosekunde ein Frequenzband, das sich hinauf bis zu ungefähr 318 MHz erstreckt.
Alle Leiter haben einen bestimmten Betrag an elektrischer Induktivität. Die Spannung über der Induktivität eines Leiters ist direkt proportional zur Änderungsrate des Stroms durch den Leiter. Bei den hohen Frequenzen, die in Leitern vorliegen, die digitale Signale mit kurzen Übergangszeiten übertragen, tritt ein wesentlicher Spannungsabfall sogar über einen Leiter mit einer kleinen Induktivität auf. Transiente Schaltströme, die durch elektrische Impedanzen von Gleichstromleitern fließen, verursachen Störungen der Stromversorgungsspannung (z. B. Abfall der Stromversorgung und "Masseprellen"). Mit steigender Signalfrequenz werden mehr und mehr kontinuierliche Stromversorgungsebenen (z. B. Stromebenen und Erd- bzw. Masseebenen) mit relativ niedrigen elektrischen Induktivitäten verwendet. Die parallelen Strom- und Masseebenen werden gemeinhin in enger Nachbarschaft zueinander angeordnet, um die Induktivitäten der Ebenen weiter zu reduzieren.
Die Größenordnung der elektrischen Impedanz zwischen zwei parallelen Leiterebenen (z. B. angrenzende Strom- und Masseebenen) kann in weitem Umfang innerhalb der Frequenzbereiche elektronischer Systeme mit digitalen Signalen, die kurze Übergangzeiten haben, schwanken. Die parallelen Leiterebenen können mehrere elektrische Resonanzen zeigen, die zu abwechselnden, hohen und niedrigen Impedanzwerten führen. Hohe Impedanzwerte zwischen Strom- und Masseebenen sind unerwünscht, da transiente Schaltströme, die durch hohe elektrische Impedanzen fließen, relativ große Störungen der Stromversorgungsspannung verursachen.
EP 0873046 A1 beschreibt eine Einrichtung mit einer Platine mit gedruckter Verkabelung, die für elektrische Ausrüstung verwendet wird. Die Platine mit gedruckter Verkabelung hat eine Stromquellenebene und eine Masseebene. Eine Anzahl erster Kondensatoren koppelt die Stromquellen- und die Masseebene bei einer hohen Frequenz leitend miteinander.
Es wäre wünschenswert, ein Bypass-Kondensator-Verfahren zu haben, um einen gewünschten Wert der elektrischen Impedanz zwischen parallelen leitenden Ebenen einer elektrischen Stromverteilungsstruktur zu erreichen, wobei Schwankungen bei der elektrischen Impedanz über einen großen Frequenzbereich relativ klein sind. Es wäre auch vorteilhaft, wenn das gewünschte Verfahren zusätzlich zum Erreichen des gewünschten Wertes der elektrischen Impedanz über einen großen Frequenzbereich für optionale Unterdrückung der elektrischen Resonanzen der Ebenen sorgen würde. Die Größenordnungen von Störungen der Stromversorgungsspannung, die von transienten Schaltströmen herrühren, würden in elektrischen Stromverteilungsstrukturen, die aus der Anwendung obiger Verfahren resultieren, wesentlich reduziert.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Es werden mehrere Verfahren zum Erreichen eines gewünschten Wertes der elektrischen Impedanz zwischen parallelen ebenen Leitern einer elektrischen Stromverteilungsstruktur durch elektrische Koppelung mehrerer Bypass-Kondensatoren zwischen die ebenen Leiter dargestellt. Die Verfahren schließen Auswahlkriterien für Bypass-Kondensatoren basierend auf Simulationsergebnissen ein. Eine beispielhafte elektrische Stromverteilungsstruktur, die mittels eines der Verfahren hergestellt ist, beinhaltet ein Paar von parallelen ebenen Leitern, die durch eine dielektrische Schicht getrennt sind, und n diskrete elektrische Kondensatoren, die elektrisch zwischen die ebenen Leiter geschaltet sind, wobei n ≥ 2. Die n Kondensatoren haben im wesentlichen dieselbe Kapazität C, denselben Widerstand im montierten Zustand R_m, dieselbe Induktivität im montierten Zustand L_m und dieselbe Resonanzfrequenz im montierten Zustand f_m-res. Die elektrische Stromverteilungsstruktur erreicht eine elektrische Impedanz Z bei der Resonanzfrequenz f_m-res der Kondensatoren. Um den gewünschten Wert der elektrischen Impedanz zu erreichen, ist der Widerstand im montierten Zustand R_m jedes der n Kondensatoren im wesentlichen gleich (n·Z). Um die Schwankungen der elektrischen Impedanz mit der Frequenz zu reduzieren, ist die Induktivität im montierten Zustand L_m jedes der n Kondensatoren kleiner oder gleich (0,2·n·μ₀·h), wobei ☐_o die Permeabilität des freien Raumes bzw. die Vakuumpermeabilität ist und h ein Abstand zwischen den ebenen Leitern ist. Man beachte, daß dielektrische Materialien, die zum Bilden von dielektrischen Schichten verwendet werden, typischerweise nicht magnetisch sind, und somit wird angenommen, daß die relative Permeabilität ☐_r der dielektrischen Schicht eins ist.
Der Widerstand R_m jedes der n Kondensatoren im montierten Zustand ist die Summe eines äquivalenten Reihenwiderstandes (ESR) des Kondensators und der elektrischen Widerstände aller Leiter, die den Kondensator mit den ebenen Leitern verbinden. Die Induktivität L_m jedes der n Kondensatoren im montierten Zustand ist die elektrische Induktivität, die aus dem Schalten des Kondensators zwischen die ebenen Leiter resultiert. Zum Beispiel kann jeder der n Kondensatoren einen Körper haben. In diesem Fall ist der Widerstand R_m jedes der n Kondensatoren im montierten Zustand die Summe des ESR des Kondensatorkörpers und der elektrischen Widerstände aller Leiter (z. B. der Lötstellen und Durchkontaktierungen), die den Kondensatorkörper mit den ebenen Leitern verbinden. In ähnlicher Weise ist die Induktivität L_m jedes der n Kondensatoren im montierten Zustand die elektrische Induktivität, die von dem Koppeln des Kondensatorkörpers zwischen die ebenen Leiter herrührt. Die Resonanzfrequenz im montierten Zustand f_m-res, die von der Kapazität C und der Induktivität im montierten Zustand L_m herrührt, ist gegeben durch:
Die n diskreten Kondensatoren können verwendet werden oder nicht, um elektrische Resonanzen zwischen den ebenen Leitern zu unterdrücken. Falls die n diskreten Kondensatoren nicht verwendet werden, um die elektrischen Resonanzen zu unterdrücken, können die n diskreten Kondensatoren auf bzw. über eine oder mehrere Oberflächen der ebenen Leiter angeordnet und verteilt werden. Wenn die n diskreten Kondensatoren andererseits verwendet werden, um die elektrischen Resonanzen zu unterdrücken, können die n diskreten Kondensatoren entlang mindestens eines Teils der entsprechenden äußeren Kanten der ebenen Leiter positioniert werden. In diesem Fall können benachbarte Kondensatoren durch im wesentlichen gleiche räumliche Abstände getrennt sein.
Zum Erreichen einer angestrebten elektrischen Impedanz Z_t in einer elektrischen Stromverteilungsstruktur einschließlich eines Paares von parallelen ebenen Leitern, die durch eine dielektrische Schicht getrennt sind, kann ein erstes Verfahren zweckmäßig sein, bei welchem Bypass-Kondensatoren nicht verwendet werden, um Ebenenresonanzen zu unterdrücken. In diesem Fall können die Bypass-Kondensatoren über eine Oberfläche mindestens eines der ebenen Leiter verteilt werden. Das erste Verfahren beinhaltet das Bestimmen einer benötigten Anzahl n eines ausgewählten Typs eines diskreten, elektrischen Kondensators abhängig von einer Induktivität der elektrischen Stromverteilungsstruktur L_p und einer Induktivität im montierten Zustand L_m eines repräsentativen Kondensators von dem ausgewählten Typ des diskreten, elektrischen Kondensators, wenn er elektrisch zwischen die ebenen Leiter geschaltet wird, wobei n ≥ 2. Die benötigte Anzahl n des ausgewählten Typs von Kondensator kann bestimmt werden mittels:
Die gewünschte elektrische Impedanz Z_t wird verwendet, um einen benötigten Wert des Widerstandes im montierten Zustand R_m-req für die n diskreten, elektrischen Kondensatoren zu bestimmen. Der benötigte Wert des Widerstandes im montierten Zustand R_m-req kann bestimmt werden mittels: Rm-req = n·Zt.
Die benötigte Anzahl n des ausgewählten Typs von diskreten elektrischen Kondensatoren wird ausgewählt, wobei jeder der n Kondensatoren im montierten Zustand einen Widerstand R_m hat, der im wesentlichen gleich dem Wert des benötigten Widerstandes im montierten Zustand R_m-req ist. Der Widerstand im montierten Zustand R_m jedes der n Kondensatoren kann die Summe eines äquivalenten Reihenwiderstandes (ESR) des Kondensators und der elektrischen Widerstände aller Leiter sein, die den Kondensator zwischen die ebenen Leiter schalten. Die n diskreten elektrischen Kondensatoren werden elektrisch zwischen die ebenen Leiter geschaltet.
Das erste Verfahren kann auch das Bestimmen eines Trennungsabstandes bzw. Zwischenraumes h zwischen den parallelen ebenen Leitern umfassen, der benötigt wird, um die gewünschte elektrische Impedanz Z_t zu erreichen. Der Zwischenraum h kann bestimmt werden mittels:
wobei ε_r die relative Dielektrizitätskonstante der dielektrischen Schicht ist, und d_p eine Strecke bzw. Entfernung um einen äußeren Umfang der elektrischen Stromverteilungsstruktur ist. Der Trennungsabstand h ist in mil (wobei 1 mil = 25,4 μm) ausgedrückt, wenn die gewünschte elektrische Impedanz Z_t in Ohm und die Strecke d_p in Zoll (wobei 1 Zoll = 25,4 mm) ausgedrückt sind.
Eine Dicke t für die dielektrische Schicht kann so ausgewählt werden, daß die Dicke t kleiner oder gleich dem erforderlichen Trennungsabstand bzw. Zwischenraum h ist. Die Dicke t kann zum Bestimmen der Induktivität der elektrischen Stromverteilungsstruktur L_p verwendet werden. Die Induktivität der elektrischen Stromverteilungsstruktur L_p kann bestimmt werden mittels: Lp = (μ0·t)wobei μ_o die Vakuumpermeabilität ist.
Der Typ der diskreten elektrischen Kondensatoren kann ausgewählt werden, wobei Kondensatoren des ausgewählten Typs zumindest eine im wesentlichen identische physikalische Dimension haben (z. B. eine Länge des Kondensatorbauteils zwischen den Endpunkten), von der die Induktivität im montierten Zustand der Kondensatoren abhängt. Die physikalische Dimension kann verwendet werden, um die Induktivität im montierten Zustand L_m des repräsentativen Kondensators zu bestimmen.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Andere Ziele und Vorteile der Erfindung werden beim Lesen der folgenden, detaillierten Beschreibung und unter Bezug auf die beigefügten Zeichnungen deutlich, von denen:
1 ein Diagramm eines elektrischen Modells eines Kondensators (z. B. eines Bypass-Kondensators) ist, das über einen Frequenzbereich gültig ist, der eine Resonanzfrequenz f_res des Kondensators umfaßt, wobei das elektrische Modell einen idealen Kondensator, einen idealen Widerstand und eine ideale Induktionsspule in Reihe zwischen zwei Endpunkten bzw. Polen des Kondensators beinhaltet, und wobei der ideale Kondensator einen Wert C gleich einer Kapazität des Kondensators hat und wobei der ideale Widerstand einen Wert gleich einem äquivalenten Reihenwiderstand (Equivalent Series Resistance, ESR) des Kondensators hat und wobei die ideale Induktionsspule einen Wert gleich der äquivalenten Reiheninduktivität (Equivalent Series Inductance, ESL) des Kondensators hat;
2 ein Graph des Logarithmus der Größenordnung der elektrischen Impedanz (Z) zwischen den Polen bzw. Enden des elektrischen Modells von 1 über dem Logarithmus der Frequenz f ist;
3 eine perspektivische Ansicht einer Struktur einschließlich eines Paares von 10 Zoll × 10 Zoll (254 mm × 254 mm) großen, quadratischen Leiterebenen ist, die durch eine dielektrische Schicht mit einer Dimension oder Höhe h zwischen den Leiterebenen getrennt sind;
4 ein Graph einer simulierten Größe der elektrischen Impedanz (Z) der Struktur von 3 zwischen dem Paar von rechteckigen Leiterebenen über der Frequenz ist;
5 eine Draufsicht von oben auf ein Modell ist, das zum Modellieren der Struktur von 3 verwendet wird, wobei das Modell ein zweidimensionales Netz von mehreren verlustbehafteten Übertragungsleitungssegmenten ist;
6 eine Draufsicht von oben auf die Struktur von 3 ist, die die Positionen der mehrfachen Netze mit verteilter Kantenabschluß (Dissipative Edge Termination, DET) veranschaulicht, die verwendet werden, um elektrische Resonanzen in der Struktur bei relativ hohen Frequenzen aufgrund der offenen Begrenzungen zu reduzieren oder völlig zu eliminieren, wobei die DET-Netze an den äußeren Kanten der Struktur zwischen die Ebenen geschaltet sind, und wobei jedes DET-Netz einen Kondensator von 1 nF in Reihe mit einem Widerstand von 1,06 Ohm beinhaltet;
7 eine Draufsicht von oben auf die Struktur von 3 ist, die die Positionen mehrerer Kondensatoren veranschaulicht, die an den äußeren Kanten der Struktur als Teil eines verteilten, abgestimmten Bypass-Systems zwischen die Ebenen geschaltet sind, wobei alle Kondensatoren im wesentlichen identische elektrische Eigenschaften haben, und wobei benachbarte Kondensatoren durch im wesentlichen gleiche Zwischenräume getrennt sind;
8 ein Graph der simulierten Größe der elektrischen Impedanz (Z) der zusammengesetzten Struktur der 3, 6 und 7 (d. h. der Struktur von 3 mit den DET-Netzen von 6 und den Kondensatoren von 7) über der Frequenz für einige unterschiedliche ESL-Werte der Kondensatoren von 7 ist, wobei die Kondensatoren von 7 eine Kapazität C von 10 μF und einen ESR von 0,106 Ohm haben;
9 ein Graph der simulierten Größe der elektrischen Impedanz (Z) der zusammengesetzten Struktur der 3, 6 und 7 (d. h. der Struktur von 3 mit den DET-Netzen von 6 und den Kondensatoren von 7) über der Frequenz für einige unterschiedliche ESL-Werte der Kondensatoren von 7 ist, wobei die Kondensatoren von 7 eine Kapazität C von 10 μF und einen ESR von 0,0106 Ohm haben;
10 ein Graph der simulierten Größe der elektrischen Impedanz (Z) der zusammengesetzten Struktur der 3, 6 und 7 (d. h. der Struktur von 3 mit den DET-Netzen von 6 und den Kondensatoren von 7) über der Frequenz für einige unterschiedliche ESR-Werte der Kondensatoren von 7 ist, wobei die Kondensatoren von 7 eine Kapazität C von 10 μF und einen ESL von 100 pH haben;
11 eine Querschnittsansicht eines Teils einer Ausführungsform einer elektrischen Verbindungsvorrichtung ist, wobei ein Kondensator (z. B. ein Mehrschicht-Keramikkondensator) elektrisch zwischen einen ebenen Stromleiter (d. h. eine Stromebene) und einen ebenen Masseleiter (d. h. eine Erd- bzw. Masseebene) geschaltet ist, und wobei Endpunkte des Kondensators an Lötstellen angeschlossen sind, die innerhalb einer Signalebene der Verbindungsvorrichtung gebildet sind, und wobei die Signalebene an die Masseebene angrenzt, und wobei die Lötstellen an die Stromebene und die Masseebene über Durchkontaktierungen angeschlossen sind;
12 ein elektrisches Modell ist, das zum Abschätzen einer elektrischen Induktivität L_C des Kondensators von 11 verwendet wird, wobei die elektrische Induktivität L_C die Induktivität zwischen der Signalebene und der Masseebene zwischen den Durchkontaktierungen aufgrund einer Länge des Kondensatorkörpers oder -bauteils ist;
13 ein Diagramm eines elektrischen Modells eines Bypass-Kondensators ist, der zwischen parallele Stromebenen geschaltet ist, wobei das elektrische Modell einen idealen Kondensator, einen idealen Widerstand und eine ideale Induktionsspule in Reihe zwischen zwei Endpunkten des Bypass-Kondensators beinhaltet, und wobei der ideale Kondensator einen Wert C gleich einer Kapazität des Bypass-Kondensators hat und wobei der ideale Widerstand einen Wert gleich einem Widerstand im montierten Zustand R_m des Bypass-Kondensators hat und wobei die ideale Induktionsspule einen Wert gleich der Induktivität im montierten Zustand L_m des Bypass-Kondensators hat;
14 ein Graph des Logarithmus der Größe der elektrischen Impedanz (Z) zwischen den Endpunkten des elektrischen Modells von 13 über dem Logarithmus der Frequenz f ist;
15 eine Draufsicht von oben auf eine beispielhafte elektrische Verbindungsvorrichtung einschließlich eines Paares von parallelen ebenen Leitern ist, wobei mehrere diskrete Bypass-Kondensatoren auf der bzw. über die obere(n) Oberfläche der Verbindungsvorrichtung angeordnet und verteilt sind, und wobei jeder der Bypass-Kondensatoren zwischen die ebenen Leiter geschaltet ist;
16 eine Draufsicht von oben auf die Verbindungsvorrichtung von 15 ist, wobei die mehrfachen diskreten Bypass-Kondensatoren entlang entsprechender äußerer Kanten der ebenen Leiter elektrisch zwischen die ebenen Leiter geschaltet sind, und wobei benachbarte Bypass-Kondensatoren durch einen Zwischenraum S getrennt sind;
17 eine Querschnittsansicht eines Teils einer Ausführungsform einer elektrischen Verbindungsvorrichtung einschließlich einer Stromverteilungsstruktur mit zwei verschiedenen Paaren von leitfähigen Stromebenen ist, wobei die Verbindungsvorrichtung zwei Signalebenen zwischen den Paaren von Stromebenen beinhaltet;
18 eine Querschnittsansicht eines Teils einer Ausführungsform einer elektrischen Verbindungsvorrichtung einschließlich einer Stromverteilungsstruktur mit drei verschiedenen Paaren von leitfähigen Stromebenen ist, wobei die Verbindungsvorrichtung zwei Signalebenen zwischen einem ersten und einem zweiten von den drei Paaren von Stromebenen und zwei weitere Signalebenen zwischen dem zweiten und dem dritten von den drei Paaren von Stromebenen beinhaltet;
die 19A, 19B und 19C in Kombination ein Flußdiagramm einer Ausführungsform eines ersten Verfahrens zum Erreichen einer gewünschten elektrischen Impedanz Z_t in einer elektrischen Stromverteilungsstruktur bilden, die ein Paar paralleler ebener Leiter beinhaltet, die durch eine dielektrische Schicht getrennt sind; und
die 20A, 20B, 20C und 20D in Kombination ein Flußdiagramm einer Ausführungsform eines zweiten Verfahrens zum Erreichen einer gewünschten elektrischen Impedanz Z_t in einer elektrischen Stromverteilungsstruktur bilden, die ein Paar von parallelen ebenen Leitern beinhaltet, die durch eine dielektrische Schicht getrennt sind.
Während die Erfindung für verschiedene Änderungen und alternative Formen geeignet ist, werden spezielle Ausführungsformen davon als Beispiel in den Zeichnungen abgebildet und hier im Detail beschrieben. Es sollte sich jedoch verstehen, daß die Zeichnungen und detaillierten Beschreibungen dazu nicht dazu gedacht sind, die Erfindung auf die bestimmten offenbarten Formen zu beschränken, sondern im Gegenteil soll die Erfindung alle Änderungen, Äquivalenzen und Alternativen abdecken, die in den Schutzbereich der vorliegenden Erfindung fallen, wie er durch die beigefügten Ansprüche definiert wird.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
3 ist eine perspektivische Ansicht einer Struktur 20 einschließlich eines Paares von 10 Zoll × 10 Zoll (254 mm × 254 mm) großen, quadratischen Leiterebenen 22, die durch eine dielektrische Schicht 24 aus Glasfaser-Epoxydharz-Verbundstoff mit einer Höhe h getrennt sind. Jede Leiterebene 22 ist aus Kupfer gefertigt und ist ungefähr 0,0014 Zoll (36 μm) dick. Die dielektrische Schicht 24 ist aus dielektrischen FR4-Material mit einer Dielektrizitätskonstanten von ungefähr 4,0 gefertigt, und die Höhe h ist ungefähr 0,002 Zoll (51 μm).
4 ist ein Graph des simulierten Verlaufs der elektrischen Impedanz (Z) der Struktur 20 von 3 zwischen dem Paar von rechteckigen Leiterebenen 22 über der Frequenz. Der Graph wurde durch Modellieren jedes Halbzoll-Quadrates des Paares von Leiterebenen 22 als eine Matrix von Übertragungsleitungen erzeugt. Der Impedanzwert wurde durch Simulation des Anlegens eines konstanten Stromes von 1 Ampere zwischen den Mittelpunkten der Ebenen 22 berechnet, wobei die Frequenz des Stromes variiert wurde und die Größenordnung der Spannung im stabilen bzw. eingeschwungenen Zustand zwischen den Mittelpunkten der Ebenen 22 bestimmt wurde.
Wie in 4 abgebildet schwankt der Wert der elektrischen Impedanz zwischen den leitfähigen Ebenen 22 von 3 in großem Maße bei Frequenzen oberhalb von ungefähr 500 MHz. Die leitfähigen Ebenen 22 weisen mehrfache elektrische Resonanzen bei Frequenzen zwischen ungefähr 150 MHz und 1 GHz auf, was zu abwechselnden hohen und niedrigen Impedanzwerten führt. Die leitfähigen Ebenen 22 wären schlechte Kandidaten für Strom- und Masseebenen einer elektrischen Verbindungsvorrichtung (z. B. eines PCB), die Signale mit einem signifikanten Frequenzgehalt bzw. -band oberhalb von 500 MHz übertragen, da die hohen Impedanzwerte der leitfähigen Ebenen 22 bei Frequenzen oberhalb von 500 MHz relativ große Störungen der Stromversorgungsspannung hervorrufen würden.
5 ist eine Draufsicht von oben auf ein Modell 30, das zum Modellieren der Struktur 20 von 3 verwendet wird. Das Modell 30 ist ein zweidimensionales Netz von mehreren verlustbehafteten Übertragungsleitungssegmenten 32, die miteinander verbunden sind, um ein Gittermuster von 0,5 Zoll (12,7 mm) zu bilden. Die verlustbehafteten Übertragungsleitungssegmente 32 sind für Widerstands- und Oberflächenverluste in den Leitern und dielektrische Verluste in der dielektrischen Schicht 24 verantwortlich.
6 ist eine Draufsicht von oben auf die Struktur 20 von 3, die die Positionen der mehrfachen Netze 40 mit dissipativem bzw. verteiltem Randabschluß (Dissipative Edge Termination, DET) veranschaulicht, die an den äußeren Kanten bzw. Rändern der Struktur 20 zwischen die Ebenen 22 geschaltet sind. Jedes DET-Netz 40 beinhaltet einen Kondensator von 1 nF in Reihe mit einem Widerstand von 1,06 Ohm. Benachbarte DET-Netze 40 sind durch Zwischenräume von ungefähr 0,5 Zoll (12,7 mm) an den äußeren Rändern der Struktur 20 getrennt. Man beachte, daß die DET-Netze 40 nur verwendet werden, um elektrische Resonanzen in der Struktur 20 bei relativ hohen Frequenzen aufgrund der offenen Begrenzungen bzw. Ränder zu reduzieren oder völlig zu eliminieren, und sie nicht als Teil eines verteilten, abgestimmten Bypass-Systems und des hier beschriebenen Verfahrens betrachtet werden.
7 ist eine Draufsicht von oben auf die Struktur 20 von 3, die die Positionen mehrerer Kondensatoren 50 veranschaulicht, die an den äußeren Kanten der Struktur 20 als Teil eines verteilten, abgestimmten Bypass-Systems zwischen die Ebenen 22 geschaltet sind. Alle Kondensatoren 50 haben im wesentlichen dieselben Werte von Kapazität, ESR und ESL. Benachbarte Kondensatoren 50 sind durch Zwischenräume von ungefähr 5,0 Zoll (127 mm) entlang der äußeren Kanten der Struktur 20, wie in 7 angegeben, getrennt.
8 ist ein Graph des simulierten Wertes der elektrischen Impedanz (Z) der zusammengesetzten Struktur 20 der 3, 6 und 7 (Struktur 20 von 3 mit den DET-Netzen 40 von 6 und den Kondensatoren 50 von 7) über der Frequenz für Kondensatoren 50 mit einigen unterschiedlichen ESL-Werten, wobei die Kapazität C aller Kondensatoren 50 10 μF ist und wobei die ESR-Werte aller Kondensatoren 50 von 0,106 Ohm betragen. Die Impedanzwerte wurden durch Simulation des Anlegens eines konstanten Stromes von 1 Ampere zwischen den Mittelpunkten der Ebenen 22 berechnet, wobei die Frequenz des Stromes variiert wurde und die Größenordnung der Spannung im stabilen bzw. eingeschwungenen Zustand zwischen den Mittelpunkten der Ebenen 22 bestimmt wurde.
Der Graph von 8 zeigt, daß für die 8 Kondensatoren 50 mit ESL-Werten von 30 pH und 100 pH die Größenordnung von Z über einen relativ breiten Frequenzbereich ungefähr gleich ESR/8 oder 0,013 Ohm ist und die Impedanzkurven im Vergleich zu anderen Impedanzkurven relativ glatt sind. Andererseits zeigen die Impedanzkurven für Kondensatoren 50 mit ESL-Werten größer als 100 pH ein zunehmendes Maß von Welligkeit.
9 ist ein Graph des simulierten Wertes der elektrischen Impedanz (Z) der zusammengesetzten Struktur 20 der 3, 6 und 7 (Struktur 20 von 3 mit den DET-Netzen 40 von 6 und den Kondensatoren 50 von 7) über der Frequenz für Kondensatoren 50 mit einigen unterschiedlichen Werten von ESL, wobei die Kapazität C aller Kondensatoren 50 10 μF ist und wobei die ESR-Werte aller Kondensatoren 50 0,0106 Ohm sind. Wiederum wurden die Impedanzwerte durch Simulation des Anlegens eines konstanten Stromes von 1 Ampere zwischen den Mittelpunkten der Ebenen 22 berechnet, wobei die Frequenz des Stromes variiert wurde und die Werte der Spannung im stabilen bzw. eingeschwungenen Zustand zwischen den Mittelpunkten der Ebenen 22 bestimmt wurden.
Der Graph von 9 zeigt, daß es für Kondensatoren 50 mit relativ niedrigem ESR (d. h. hohem Q) sogar für den niedrigsten ESL-Wert von 30 pH eine beträchtliche Welligkeit in der Impedanzkurve gibt. Die Welligkeit erhöht die Werte von Z oberhalb von ungefähr 150 MHz.
10 ist ein Graph der simulierten Werte der elektrischen Impedanz (Z) der zusammengesetzten Struktur 20 der 3, 6 und 7 (Struktur 20 von 3 mit den DET-Netzen 40 von 6 und den Kondensatoren 50 von 7) über der Frequenz für die Kondensatoren 50 mit einigen unterschiedlichen Werten von ESR, wobei die Kapazität C aller Kondensatoren 50 10 μF ist und wobei die ESL aller Kondensatoren 50 100 pH ist. Zum Beispiel wurde die 1×-Impedanzkurve in 10 mittels eines ESR-Wertes von 1× dem nominalen ESR-Wert von 0,106 Ohm erzeugt. Die Impedanzwerte wurden wiederum durch Simulation des Anlegens eines konstanten Stromes von 1 Ampere zwischen den Mittelpunkten der Ebenen 22 berechnet, wobei die Frequenz des Stromes variiert wurde und die Werte der Spannung im stabilen bzw. eingeschwungenen Zustand zwischen den Mittelpunkten der Ebenen 22 bestimmt wurde.
Der Graph von 10 zeigt, daß für Kondensatoren 50 mit ESR-Werten unterhalb des Optimums von 1 × (0,106 Ohm) die Werte von Z mit steigender Frequenz abnehmen und bei Reihenresonanzfrequenzen um 2 MHz ein Minimum erreichen. Darüber hinaus entwickelt sich eine Spitze bei ungefähr 100 MHz bei einem größeren als dem optimalen Wert von Z. Das Optimum, die glatteste Impedanzkurve, wird erreicht, wenn die parallele Resultante der ESR-Werte aller 8 Kondensatoren 50 (ESR/8) gleich der charakteristischen Impedanz der Struktur 20 ist.
Hersteller teilen üblicherweise Werte von Kondensator-ESR und -ESL mit, die isoliert gemessen wurden. Andererseits wurde beim Erzeugen der Graphen der 8–10 durch Simulation für jeden Kondensator 50, der zwischen die parallelen ebenen Leiter 22 geschaltet wurde, angenommen, daß er einen äquivalenten Reihenwiderstand ESR und eine äquivalente Reiheninduktivität ESL in Reihe mit einer Kapazität hat. Beim Anwenden von Folgerungen, die aus den Graphen der 8–10 gezogen werden, auf reale Kondensatoren, die elektrisch zwischen parallele Stromebenen eines PCB geschaltet sind, repräsentiert der bei der Simulation verwendete ESR-Wert einen Widerstand im montierten Zustand R_m des Kondensators einschließlich der elektrischen Widerstände aller Leiter, die zum Anschließen des Kondensators an die Stromebenen des PCB verwendet werden, zusätzlich zu dem ESR. In ähnlicher Weise repräsentiert der bei der Simulation verwendete ESL-Wert eine Induktivität im montierten Zustand L_m, die aus dem Schalten der Kondensatorstrukturen zwischen die parallelen Stromebenen des PCB resultiert. Man beachte, daß aus unten beschriebenen Gründen die Induktivität im montierten Zustand L_m eines mehrschichtigen Keramikkondensators tatsächlich niedriger sein kann als die ESL des Kondensators, der isoliert gemessen und von dem Hersteller mitgeteilt wird.
11 wird nun verwendet, um den Widerstand im montierten Zustand R_m und die Induktivität im montierten Zustand L_m eines beispielhaften Kondensator zu beschreiben, der zwischen parallele Stromebenen geschaltet ist. 11 ist eine Querschnittsansicht eines Teils einer Ausführungsform einer elektrischen Verbindungsvorrichtung 60, wobei ein Kondensator 62 (z. B. ein Mehrschicht-Keramikkondensator) elektrisch zwischen einen ebenen Stromleiter (d. h. eine Stromebene) 64 und einen ebenen Masseleiter (d. h. eine Erd- bzw. Masseebene) 66 geschaltet ist. Der Kondensator 62 kann zum Beispiel ein Bypass-Kondensator sein. Die Verbindungsvorrichtung 60 kann zum Beispiel ein PCB, eine Komponente einer Baugruppe einer Halbleitereinrichtung sein oder auf einer Oberfläche des Substrats eines integrierten Schaltkreises gebildet sein.
Die Verbindungsvorrichtung 60 beinhaltet mehrere Schichten von ebenen elektrischen Leitern, die durch dielektrische Schichten getrennt sind. In der Ausführungsform von 11 hat der Kondensator 62 zwei Endpunkte 70 und 72 an entgegengesetzten Enden eines Körpers oder Bauteils. Der Endpunkt 70 ist elektrisch mit einer ersten Lötstelle 74 durch eine Lötkehlnaht 76 verbunden. Die Lötstelle 74 ist über die Durchkontaktierung 78 elektrisch mit der Masseebene 66 verbunden. Der Endpunkt 72 ist elektrisch mit einer zweiten Lötstelle 80 durch eine Lötkehlnaht 82 verbunden. Die Lötstelle 80 ist über die Durchkontaktierung 84 elektrisch mit der Stromebene 64 verbunden.
Die Lötstellen 74 und 80 sind innerhalb einer Signalebene 68 ausgebildet. Die Signalebene 68 beinhaltet mehrere Signalleitungen (d. h. Verbindungen oder Bahnen), die zum Übertragen von Signalen innerhalb der Verbindungsvorrichtung 60 verwendet werden.
Während der Verwendung der Verbindungsvorrichtung 60 ist die Stromebene 64 mit einer Stromendstelle bzw. einem Strompol einer elektrischen Stromversorgung an einem Stromeintrittspunkt der Verbindungsvorrichtung 60, und die Masseebene 66 ist mit einem Massepol einer elektrischen Stromversorgung an dem Stromeintrittspunkt verbunden. Die Stromebene 64 und die Masseebene 66 liefern elektrischen Strom an elektronische Einrichtungen, die zwischen der Stromebene 64 und der Masseebene 66 angeschlossen sind.
Die Durchkontaktierung 78 und die Lötstelle 74 koppeln den Endpunkt 70 des Kondensators 62 elektrisch an die Masseebene 66. In ähnlicher Weise koppeln die Durchkontaktierung 84 und die Lötstelle 80 den Endpunkt 72 des Kondensators 62 elektrisch an die Stromebene 64. Die Induktivität im montierten Zustand L_m des Kondensators 62 ist gegeben durch: Lm = LLAND1 + LVIA1 + LC + LVIA2 + LLAND2 wobei L_LAND1 die Induktivität der Lötstelle 74 ist, L_VIA1 die Induktivität der Durchkontaktierung 78 ist, L_C die Induktivität der Kombination der Signalebene 68 und der Masseebene 66 zwischen der Durchkontaktierung 78 und der Durchkontaktierung 84 aufgrund einer Länge des Bauteils von Kondensator 62 ist, L_VIA2 die Induktivität der Durchkontaktierung 84 ist und L_LAND2 die Induktivität der Lötstelle 80 ist.
Der Widerstand im montierten Zustand R_m des Kondensators 62 ist gegeben durch: Rm = ESR + RLAND1 + RVIA1 + RC + RVIA2 + RLAND2 wobei ESR der äquivalente Reihenwiderstand des Kondensators 62 ist, R_LAND1 der Widerstand der Lötstelle 74 ist, R_VIA1 der Widerstand der Durchkontaktierung 78 ist, R_C der Widerstand der Stromebene 64 zwischen der Durchkontaktierung 78 und der Durchkontaktierung 84 aufgrund der Länge des Bauteils von Kondensator 62 ist, R_VIA2 der Widerstand der Durchkontaktierung 84 ist und R_LAND2 der Widerstand der Lötstelle 80 ist.
12 ist ein elektrisches Modell 90, das zum Abschätzen der elektrischen Induktivität L_C, der Induktivität der Kombination von Signalebene 68 und Masseebene 66 zwischen der Durchkontaktierung 78 und der Durchkontaktierung 84 aufgrund einer Länge des Bauteils von Kondensator 62, verwendet wird.
In 12 repräsentiert L₁ die Eigeninduktivität der Signalebene 68 zwischen der Durchkontaktierung 78 und der Durchkontaktierung 84, und L₂ repräsentiert die Eigeninduktivität der Masseebene 66 zwischen der Durchkontaktierung 78 und der Durchkontaktierung 84. Die Signalebene 68 und die Masseebene 66 sind in enger Nachbarschaft zueinander magnetisch aneinander gekoppelt, wodurch sie eine gegenseitige Induktivität M erzeugen, wobei M gegeben ist durch:
und k der Koeffizient der magnetischen Kopplung zwischen der Signalebene 68 und der Masseebene 66 ist.
Wie in 12 angegeben fließt ein Strom 1 in entgegengesetzten Richtungen durch die Signalebene 68 und die Masseebene 66. Summieren der elektrischen Induktivitäten in Modell 90 um die Stromschleife herum zuerst entlang der Signalebene 68 und dann entlang der Masseebene 66 ergibt: Lc = L1 – M + L2 – Moder LC = L1 + L2 – 2M.
Angenommen L₁ = L₂ = L und unter Verwendung der oben gegebenen Formel für M gilt: LC = 2L(1 – k)wobei k der Koeffizient der magnetischen Kopplung zwischen der Signalebene 68 und der Masseebene 66 ist.
Man beachte, daß erzielbare Werte von L_C im Bereich von 0,3 bis 0,6 nH für Mehrschicht-Keramik-(MLC)-Kondensatoren mit relativ kleinen Abmessungen und im Bereich von 0,5 bis 2,0 μH für größere MLC-Kondensatoren liegen. Ein Teil dieser Bereiche kann kleiner als die ESL-Werte für die Kondensatoren sein, die isoliert gemessen und von Herstellern mitgeteilt werden.
13 ist ein Diagramm eines elektrischen Modells 100 eines Bypass-Kondensators, der zwischen die parallelen Stromebenen geschaltet ist. Das elektrische Modell 100 ist über einen Frequenzbereich gültig, der eine Resonanzfrequenz f_res des Bypass-Kondensators umfaßt. Das elektrische Modell beinhaltet einen idealen Kondensator, einen idealen Widerstand und eine ideale Induktionsspule in Reihe zwischen zwei Endpunkten des Bypass-Kondensators. Der ideale Kondensator hat einen Wert C gleich einer Kapazität des Bypass-Kondensators. Der ideale Widerstand hat einen Wert gleich einem Widerstand im montierten Zustand R_m des Bypass-Kondensators. Der Widerstand im montierten Zustand R_m des Bypass-Kondensators ist die Summe der ESR des Bypass-Kondensators und der elektrischen Widerstände aller Leiter, die den Bypass-Kondensator an die parallelen Stromebenen anschließen. Die ideale Induktionsspule des elektrischen Modells hat einen Wert gleich der Induktivität im montierten Zustand L_m des Bypass-Kondensators. Die Induktivität im montierten Zustand L_m des Bypass-Kondensators ist die elektrische Induktivität, die aus dem Koppeln des Bypass-Kondensators zwischen die parallelen Stromebenen des PCB resultiert. Die Reihenkombination der Kapazität C und der Induktivität im montierten Zustand L_m des Bypass-Kondensators ergibt die Reihenresonanz und eine Resonanzfrequenz im montierten Zustand f_m-res durch:
14 ist ein Graph des Logarithmus der Größe der elektrischen Impedanz (Z) zwischen den Endpunkten des elektrischen Modells 100 über dem Logarithmus der Frequenz f. Bei Frequenzen f kleiner als die Resonanzfrequenz im montierten Zustand f_m-res wird die Impedanz des elektrischen Modells 100 von der Kapazität dominiert, und die Werte von Z fallen mit steigender Frequenz f. Bei der Resonanzfrequenz f_res des Kondensators ist der Wert von Z ein Minimum und gleich dem Widerstand im montierten Zustand R_m des Kondensators. Innerhalb eines Bereiches von Frequenzen, die um die Resonanzfrequenz f_m-res zentriert sind, wird die Impedanz des elektrischen Modells 100 von dem Widerstand im montierten Zustand R_m dominiert, und die Werte von Z sind im wesentlichen gleich dem Widerstand im montierten Zustand R_m des Kondensators. Bei Frequenzen f größer als die Resonanzfrequenz f_m-res wird die Impedanz des elektrischen Modells 100 von der Induktivität im montierten Zustand L_m dominiert, und die Werte von Z steigen mit steigender Frequenz f.
Folgerungen bezüglich der Auswahl von Bypass-Kondensatoren, die aus den 8–10 gezogen werden, werden nun im Hinblick auf den Widerstand im montierten Zustand R_m und die Induktivität im montierten Zustand L_m mehrerer Bypass-Kondensatoren dargestellt. Der Widerstand im montierten Zustand R_m eines Bypass-Kondensators wird zuerst betrachtet. Mit Bezug auf 10 erzeugten die 8 Kondensatoren 50, wobei jeder denselben Reihenwiderstand hat und zwischen die Leiterebenen 22 der Struktur 20 (7) geschaltet ist, eine Impedanz zwischen den Leiterebenen 22 mit einem Wert ungefähr gleich dem Reihenwiderstandswert der Kondensatoren 50 dividiert durch 8. Die Impedanzwerte waren über einen relativ großen Frequenzbereich im wesentlichen kon stant und die Impedanzkurve war relativ glatt im Vergleich zu anderen Impedanzkurven. Um somit eine gewünschte Impedanz Z_t zwischen einem Paar von parallelen ebenen Leiter zu erreichen, sollte eine Anzahl n (n ≥ 2) von Bypass-Kondensatoren mit einem Widerstand im montierten Zustand R_m ausgewählt werden, so daß: Rm = n·Zt.
Im folgenden wird die Induktivität L_m von Bypass-Kondensatoren im montierten Zustand betrachtet. Die Induktivität L_p eines Paares von Leiterebenen mit einer gewünschten Impedanz Z_t und durch einen Abstand oder Höhe h getrennt ist gegeben durch: Lp = (μ0·h)wobei μ_o die Vakuumpermeabilität ist. Man beachte, daß diese Gleichung immer noch richtig ist, wenn die leitfähigen Ebenen durch eine dielektrische Schicht getrennt sind, da dielektrische Materialien, die zum Bilden dielektrischer Schichten verwendet werden, typischerweise nicht magnetisch sind und somit die relative Permeabilität μ_r einer solchen dielektrischen Schicht als eins angenommen wird. Die 8 und 9 können verwendet werden, um zu zeigen, daß glatte Impedanzkurven resultieren, wenn die äquivalente Induktivität der 8 parallel zwischen die Leiterebenen 22 geschalteten Kondensatoren 50 (L_m/8) viel kleiner als die Induktivität L_p der Leiterebenen 22 ist. Zusätzliche Simulationen wurden verwendet, um festzustellen, daß glatte Impedanzkurven resultieren, wenn die äquivalente Induktivität der 8 parallel zwischen die Leiterebenen 22 geschalteten Kondensatoren 50 (L_m/8) kleiner oder gleich ungefähr 20 Prozent der Induktivität L_p der Leiterebenen 22 ist. Um eine gewünschte Impedanz Z_t zwischen dem Paar von parallelen ebenen Leitern zu erreichen, sollten somit die n Bypass-Kondensatoren mit einer Induktivität im montierten Zustand L_m so gewählt werden, daß Lm ≤ (0,2·n·Lp)
Die benötigte Anzahl n von Bypass-Kondensatoren wird nun betrachtet. Die benötigte Anzahl n von Bypass-Kondensatoren kann davon abhängen, ob die Bypass-Kondensatoren zum Unterdrücken von Ebenenresonanzen verwendet werden oder nicht. Ein erster Wert für die benötigte Anzahl n₁ von Bypass-Kondensatoren kann berechnet werden durch: (i) Bestimmen der Induktivität im montierten Zustand L_m jedes der Bypass-Kondensatoren und (ii) Einsetzen der Induktivität im montierten Zustand L_m in die folgende Gleichung:
Wenn die Bypass-Kondensatoren nicht zum Unterdrücken von Ebenenresonanzen vorgesehen sind, ist die benötigte Anzahl n von Bypass-Kondensatoren gleich n₁. Die n Bypass-Kondensatoren können über eine Oberfläche eines oder beider ebenen Leiter verstreut sein und elektrisch zwischen die ebenen Leiter geschaltet sein.
Wenn andererseits die Bypass-Kondensatoren zum Unterdrücken von Ebenenresonanzen verwendet werden, wird zumindest ein Teil der Bypass-Kondensatoren entlang einer äußeren Kante der ebenen Leiter elektrisch zwischen die ebenen Leiter geschaltet. In diesem Fall ist es notwendig, einen zweiten Wert n₂ für die benötigte Anzahl von Bypass-Kondensatoren zu berechnen.
Um Ebenenresonanzen zu unterdrücken, sollten benachbarte Bypass-Kondensatoren, die entlang einer äußeren Kante der ebenen Leiter angeschlossen sind, durch einen Trennungsabstand bzw. Zwischenraum, der viel kleiner ist als eine Wellenlänge einer höchsten Frequenz, die von Interesse ist, getrennt sein. Zum Beispiel können die ebenen Leiter Teil einer elektrischen Stromverteilungsstruktur einer elektrischen Verbindungsvorrichtung (z. B. eines PCB) sein. Elektrische Signale, die innerhalb der elektrischen Verbindungsvorrichtung übertragen werden, haben einen zugeordneten Frequenzbereich und eine maximale Frequenz f_max des Frequenzbereichs. Die Wellenlänge der maximalen Frequenz f_max ist die Geschwindigkeit dividiert durch die Frequenz. Wenn die dielektrische Schicht zwischen den ebenen Leitern eine relative Dielektrizitätskonstante bzw. Permittivität von ε_r hat, ist die Geschwindigkeit die Lichtgeschwindigkeit c (ungefähr 3,0 × 10⁸ m/sec) geteilt durch die Quadratwurzel von ε_r. Benachbarte Bypass-Kondensatoren, die entlang der äußeren Kante der ebenen Leiter angeschlossen sind, können durch einen Zwischenraum kleiner als ein oder gleich einem maximalen Zwischenraum S_max getrennt sein, der ausgedrückt werden kann durch:
Der zweite Wert n₂ für die benötigte Anzahl von Bypass-Kondensatoren wird berechnet mittels:
wobei d_p die Strecke bzw. Länge um die äußeren Kanten der ebenen Leiter ist. Wenn n₂ ≥ n₁, ist die benötigte Anzahl n von Bypass-Kondensatoren gleich n₂, und alle Kondensatoren werden entlang der äußeren Kante der ebenen Leiter zwischen die ebenen Leiter geschaltet. Wenn andererseits n₁ > n₂, ist die benötigte Anzahl n von Bypass-Kondensatoren gleich n₁, und nur n₂ der Kondensatoren werden entlang der äußeren Kante der ebenen Leiter zwischen die ebenen Leiter geschaltet.
Die übrigen (n₁ – n₂) Kondensatoren können über eine Oberfläche eines oder beider ebenen Leiter verstreut und elektrisch zwischen die ebenen Leiter geschaltet sein.
15 ist eine Draufsicht von oben auf eine beispielhafte elektrische Verbindungsvorrichtung 110 einschließlich eines Paares von parallelen ebenen Leitern, wobei mehrere diskrete Bypass-Kondensatoren 112 auf der Oberfläche des einen der ebenen Leiter angeordnet bzw. über die Oberfläche verteilt sind, und wobei jeder der Bypass-Kondensatoren 112 elektrisch zwischen die ebenen Leiter geschaltet ist. Wie oben beschrieben, kann die Anordnung der Bypass-Kondensatoren 112 in 15 festgesetzt werden, wenn die Bypass-Kondensatoren 112 nicht zum Unterdrücken von Resonanzen der ebenen Leiter verwendet werden sollen. Man beachte, daß die Bypass-Kondensatoren 112 auf bzw. über Oberflächen beider ebener Leiter angeordnet und verstreut sein können.
16 ist eine Draufsicht von oben auf die beispielhafte Verbindungsvorrichtung 110 von 15, wobei die mehrfachen diskreten Bypass-Kondensatoren 112 entlang entsprechender äußerer Kanten der ebenen Leiter elektrisch zwischen die ebenen Leiter geschaltet sind. In 16 sind benachbarte Bypass-Kondensatoren durch einen Zwischenraum S getrennt, wobei S ≤ S_max. Wie oben beschrieben, kann die Anordnung der Bypass-Kondensatoren 112 in 16 übernommen werden, wenn die Bypass-Kondensatoren 112 zum Unterdrücken von Resonanzen der ebenen Leiter verwendet werden sollen. Man beachte, daß die Bypass-Kondensatoren 112 entlang eines Teils der entsprechenden äußeren Kanten der ebenen Leiter angeordnet werden können.
Die Berechnung der elektrischen Impedanz zwischen einem Paar von parallelen Leiterebenen, die durch eine dielektrische Schicht getrennt sind, wird nun dargestellt. In 11 beinhaltet die Verbindungsvorrichtung 60 einen ebenen Stromleiter (d. h. eine Stromebene) 64 parallel zu einem ebenen Masseleiter (d. h. einer Masseebene) 66. Die Stromebene 64 und die Masseebene 66 sind durch eine dielektrische Schicht mit einer vertikalen Höhe h getrennt. Eine empirische Formel für die elektrische Impedanz Z_p zwischen einer Struktur, die ein Paar von durch eine dielektrische Schicht getrennten, parallele Leiterebenen (z. B. die Stromebene 64 und die Masseebene 66 der Verbindungsvorrichtung 60) aufweist, ist:
wobei h der Abstand (z. B. eine Höhe) zwischen den Ebenen in mil (wobei 1 mil = 0,001 Zoll = 25,4 μm) ist, ε_r die relative Dielektrizitätskonstante der dielektrischen Schicht ist und d_p die Strecke um die äußeren Kanten (z. B. ein äußerer Umfang) der Struktur in Zoll (wobei 1 Zoll = 25,4 mm) ist.
Die obige Formel kann auch verwendet werden, um die elektrische Impedanz Z_p einer Struktur zu bestimmen, die mehrere Paare von durch dielektrische Schichten getrennte, parallelen Leiterebenen beinhaltet. In diesem Fall ist h ein äquivalenter Abstand (z. B. eine Höhe) zwischen einem repräsentativen einzelnen Paar von Ebenen in mil (1 mil = 25,4 μm). Im allgemeinen ist für eine Struktur mit n Paaren von durch dielektrische Schichten getrennten, parallelen Leiterebenen:
wobei h_i der Abstand (z. B. die Höhe) zwischen dem i-ten Paar von den n Paaren ist.
Die 17 und 18 werden jetzt verwendet, um die beispielhaften Verbindungsvorrichtungen zu veranschaulichen und darzustellen, wie ein effektiver Abstand (z. B. eine Höhe) h für Stromverteilungsstrukturen der Verbindungsvorrichtung berechnet werden kann. 17 ist eine Querschnittsansicht eines Teils einer Ausführungsform einer elektrischen Verbindungsvorrichtung 120 einschließlich einer Stromverteilungsstruktur mit zwei verschiedenen Paaren von leitfähigen Stromebenen. Die Verbindungsvorrichtung 120 beinhaltet eine GROUND1-Ebene 122 und eine POWER1-Ebene 124, die eines der Paare von leitfähigen Stromebenen bilden, eine SIGNAL1-Ebene 126, eine SIGNAL2-Ebene 128 und eine POWER2-Ebene 130 und eine GROUND2-Ebene 132, die das andere Paar von leitfähigen Stromebenen bilden. Die POWER1-Ebene 124 und die POWER2-Ebene 130 sind durch eine Durchkontaktierung 134 verbunden, und die GROUND1-Ebene 122 und die GROUND2-Ebene 132 sind durch eine Durchkontaktierung 136 gekoppelt. Die SIGNAL1-Ebene 126 und die SIGNAL2-Ebene 128 werden verwendet, um elektrische Signale innerhalb der Verbindungsvorrichtung 120 zu übertragen.
Wie in 17 abgebildet sind die GROUND1-Ebene 122 und die POWER1-Ebene 124 durch eine Höhe h₁ getrennt, und die POWER2-Ebene 130 und die GROUND2-Ebene 132 sind durch eine Höhe h₂ getrennt. Für die Verbindungsvorrichtung 120 aus 17 ist h zur Verwendung in den obenstehenden Gleichungen zur Berechnung der Impedanz der Stromverteilungsstruktur gegeben durch:
wobei h₁ und h₂ in mil (1 mil = 25,4 μm) angegeben sind. Man beachte, daß dann, wenn h₁ = h₂ = h_x gilt, h = h_x/2 ist.
18 ist eine Querschnittsansicht eines Teils einer Ausführungsform einer elektrischen Verbindungsvorrichtung 140 einschließlich einer Stromverteilungsstruktur mit drei verschiedenen Paaren von leitfähigen Stromebenen. Die Verbindungsvorrichtung 140 beinhaltet eine GROUND1-Ebene 142 und eine POWER1-Ebene 144, die ein erstes der drei Paare von leitfähigen Stromebenen bilden, eine SIGNAL1-Ebene 146, eine SIGNAL2-Ebene 148, eine GROUND2-Ebene 150 und eine POWER2-Ebene 152, die ein zweites der drei Paare von leitfähigen Stromebenen bilden, eine SIGNAL3-Ebene 154, eine SIGNAL4-Ebene 156 und eine GROUND3-Ebene 158 und eine POWER3-Ebene 160, die das dritte Paar von leitfähigen Stromebenen bilden. Die POWER1-Ebene 144, die POWER2-Ebene 152 und die POWER3-Ebene 160 sind durch die Durchkontaktierung 162 gekoppelt, und die GROUND1-Ebene 142, die GROUND2-Ebene 150 und die GROUND3-Ebene 158 sind durch die Durchkontaktierung 164 gekoppelt. Die SIGNAL1-Ebene 146, die SIGNAL2-Ebene 148, die SIGNAL3-Ebene 154 und die SIGNAL4-Ebene 156 werden zum Übertragen elektrischer Signale innerhalb der Verbindungsvorrichtung 140 verwendet.
Wie in 18 abgebildet, sind die GROUND1-Ebene 142 und die POWER1-Ebene 144 durch eine Höhe h₃ getrennt, die POWER2-Ebene 152 und die GROUND2-Ebene 150 sind durch eine Höhe h₄ getrennt, und die POWER3-Ebene 160 und die GROUND3-Ebene 158 sind durch eine Höhe h₅ getrennt. Für die Verbindungsvorrichtung 140 von 18 ist h zur Verwendung in der obenstehenden Gleichung zur Berechnung der Impedanz der Stromverteilungsstruktur gegeben durch:
wobei h₃, h₄ und h₅ in mil (1 mil = 25,4 μm) angegeben sind. Man beachte, daß dann, wenn h₃ = h₃ = h₅ = h_y gilt, h = h_y/3 ist.
Die 19A, 19B und 19C bilden in Kombination ein Flußdiagramm einer Ausführungsform eines ersten Verfahrens 170 zum Erreichen einer gewünschten elektrischen Impedanz Z_t in einer elektrischen Stromverteilungsstruktur, die ein Paar von parallelen ebenen Leitern beinhaltet, die durch eine dielektrische Schicht getrennt sind. Während eines Schrittes 172 wird eine Strecke d_p um die äußeren Kanten (d. h. den äußeren Umfang) der elektrischen Stromverteilungsstruktur ermittelt (z. B. gemessen) wie oben beschrieben. Ein Zwischenraum h zwischen den parallelen ebenen Leitern, der erforderlich ist, um die gewünschte elektrische Impedanz Z_t zu erreichen, wird während des Schrittes 174 mittels der Strecke d_p und der relativen Dielektrizitätskonstanten ε_r der dielektrischen Schicht ermittelt. Die folgende Gleichung, basierend auf der obenstehenden empirischen Formel für die elektrische Impedanz Z_p, kann zum Bestimmen des Zwischenraums h verwendet werden:
wobei die Impedanz Z_t in Ohm und die Strecke d_p in Zoll (wobei 1 Zoll = 25,4 mm und 1 mil = 25,4 μm) angegeben werden.
Während eines Schrittes 176 wird eine Dicke t für die dielektrische Schicht ausgewählt, wobei t ≤ h. Schritt 176 gibt die Tatsache wieder, daß die Dicke von dielektrischen Schichten zwischen elektrisch leitfähigen Schichten (z. B. Kupferblechen) kommerziell verfügbarer, mehrschichtiger gedruckter Schaltkreisplatinen typischerweise aus einem Bereich verfügbarer Dicken ausgewählt wer den. Es ist sehr wahrscheinlich, daß die obige empirische Formel für h zu einem erforderlichen Zwischenraum führt, der zwischen zwei verfügbaren Dicken innerhalb des Bereichs verfügbarer Dicken liegt. Zum Beispiel angenommen, daß die obenstehende empirische Formel für h zu einem erforderlichen Zwischenraum führt, der zwischen einer ersten verfügbaren Dicke und einer zweiten verfügbaren Dicke liegt, wobei die erste verfügbarer Dicke größer als die zweite verfügbare Dicke ist. In diesem Fall kann die ausgewählte Dicke t die zweite verfügbare Dicke sein, so daß t ≤ h.
Während eines Schrittes 178 wird die ausgewählte Dicke t der dielektrischen Schicht zum Bestimmen der Induktivität L_p der elektrischen Stromverteilungsstruktur verwendet. Die folgende Gleichung kann zum Berechnen der Induktivität L_p verwendet werden: Lp = (μ0·t)wobei μ₀ die Vakuumpermeabilität ist. Man beachte, daß das zum Bilden der dielektrischen Schicht verwendete dielektrische Material als nicht magnetisch angenommen wird, so daß die relative Permeabilität μ_r der dielektrischen Schicht im wesentlichen eins ist.
Ein Typ eines diskreten elektrischen Kondensators wird während des Schrittes 180 ausgewählt, wobei Kondensatoren des ausgewählten Typs mindestens eine im wesentlichen identische physikalische Abmessung haben (z. B. eine Länge der Kondensatorbaugruppe zwischen den Endpunkten, siehe 11), von der eine Induktivität im montierten Zustand des Kondensators abhängt. Während eines Schrittes 182 wird die mindestens eine im wesentlichen identische physikalische Abmessung verwendet, um eine Induktivität im montierten Zustand L_m eines repräsentativen Kondensators des ausgewählten Typs diskreter elektrischer Kondensatoren zu bestimmen, wenn der repräsentative Kondensator elektrisch zwischen die ebenen Leiter geschaltet ist. Die Induktivität im montierten Zustand L_m eines repräsentativen diskreten elektrischen Kondensators ist die elektrische Induktivität, die aus der Schaltung des Kondensators zwischen die ebenen Leiter herrührt.
Während eines Schrittes 184 wird eine benötigte Anzahl n des ausgewählten Typs von diskreten elektrischen Kondensatoren abhängig von der Induktivität L_p der elektrischen Stromverteilungsstruktur und der Induktivität im montierten Zustand L_m ermittelt, wobei n ≥ 2. Die erforderliche Anzahl n des ausgewählten Typs diskreter elektrischer Kondensatoren kann ermittelt werden mittels:
Die gewünschte elektrische Impedanz Z_t wird während eines Schrittes 186 zum Bestimmen eines erforderlichen Wertes des Widerstandes im montierten Zustand R_m-req für die n diskreten elektrischen Kondensatoren verwendet. Der erforderliche Wert des Widerstandes im montierten Zustand R_m-req kann ermittelt werden mittels: Rm-req = n·Zt.
Während eines Schrittes 188 wird die benötigte Anzahl n des ausgewählten Typs diskreter elektrischer Kondensatoren ausgewählt, wobei jeder der n Kondensatoren einen Widerstand im montierten Zustand R_m hat, der im wesentlichen gleich dem Wert des erforderlichen Widerstandes im montierten Zustand R_m-req ist. Die n diskreten elektrischen Kondensatoren werden während eines Schrittes 190 elektrisch zwischen die ebenen Leiter geschaltet.
Man beachte, daß es während des Schrittes 176 möglich ist, daß die obenstehende empirische Formel für h zu einem erforderlichen Zwischenraum führt, der kleiner als eine minimale verfügbare Dicke ist. Zum Beispiel kann eine minimale Dicke von dielektrischen Schichten für fabrizierte Platinen 2 mil (50,8 μm) sein. Wenn die obenstehende empirische Formel für h zu einem erforderlichen Zwischenraum führt, der kleiner als 2 mil (50,8 μm) ist, ist es möglich, zusätzliche Paare von parallelen ebenen Leitern zu der elektrischen Stromverteilungsstruktur hinzuzufügen, so daß eine äquivalente Dicke t zwischen einem repräsentativen einzelnen Paar von parallelen ebenen Leitern erreicht wird. Im allgemeinen gilt für eine Struktur mit n Paaren von parallelen ebenen Leitern, die durch dielektrische Schichten getrennt sind:
wobei t_i die Dicke der dielektrischen Schicht zwischen dem i-ten Paar der n Paare ist. Die Dicke der dielektrischen Schicht zwischen den n Paaren von parallelen ebenen Leitern kann aus einem Bereich von verfügbaren Dicken ausgewählt werden, so daß der resultierende Wert von f kleiner oder gleich h ist.
Die 20A, 20B, 20C und 20D bilden in Kombination ein Flußdiagramm einer Ausführungsform eines zweiten Verfahrens zum Erreichen einer gewünschten elektrischen Impedanz Z_t in einer elektrischen Stromverteilungsstruktur, die ein Paar paralleler ebener Leiter beinhaltet, die durch eine dielektrische Schicht getrennt sind. Während eines Schrittes 202 wird eine Strecke d_p um die äußeren Kanten (d. h. den äußeren Umfang) der elektrischen Stromverteilungsstruktur herum ermittelt (z. B. gemessen) wie oben beschrieben. Ein Zwischenraum h zwischen den parallelen ebenen Leitern, der zum Erreichen der gewünschten elektrischen Impedanz Z_t benötigt wird, wird während eines Schrittes 204 mittels der Strecke d_p und der relativen Dielektrizitätskonstanten ε_r der dielektrischen Schicht ermittelt. Die folgende Gleichung, basierend auf der obenstehenden empirischen Formel für die elektrische Impedanz Z_p, kann zum Bestimmen des Zwischenraumes h verwendet werden:
wobei die Impedanz Z_t in Ohm und die Strecke d_p in Zoll (wobei 1 Zoll = 25,4 mm und 1 mil = 25,4 μm) angegeben werden.
Während eines Schrittes 206 wird eine Dicke t für die dielektrische Schicht ausgewählt, wobei t ≤ h. Schritt 206 gibt die Tatsache wieder, daß die Dicke von dielektrischen Schichten zwischen elektrisch leitfähigen Schichten (z. B. Kupferblechen) kommerziell verfügbarer, mehrschichtiger Platinen (Printed Circuit Boards) typischerweise aus einem Bereich verfügbarer Dicken ausgewählt werden. Wie oben beschrieben, kann in dem Fall, daß die obige empirische Formel für h zu einem erforderlichen Zwischenraum führt, der zwischen einer ersten verfügbaren Dicke und einer zweiten verfügbaren Dicke liegt, und die erste verfügbarer Dicke größer als die zweite verfügbare Dicke ist, die ausgewählte Dicke f die zweite verfügbare Dicke sein kann, so daß t ≤ h.
Während eines Schrittes 208 wird die ausgewählte Dicke t der dielektrischen Schicht zum Bestimmen der Induktivität L_p der elektrischen Stromverteilungsstruktur verwendet. Die folgende Gleichung kann zum Berechnen der Induktivität L_p verwendet werden: Lp = (μ0·t)wobei μ₀ die Vakuumpermeabilität ist. Wiederum beachte man, daß das zum Bilden der dielektrischen Schicht verwendete dielektrische Material als nicht magnetisch angenommen wird, so daß die relative Permeabilität μ_r der dielektrischen Schicht im wesentlichen eins ist.
Ein Typ eines diskreten elektrischen Kondensators wird während des Schrittes 210 ausgewählt, wobei Kondensatoren des ausgewählten Typs mindestens eine im wesentlichen identische physikalische Abmessung haben (z. B. eine Länge der Kondensatorbaugruppe zwischen den Endpunkten, siehe 11), von der eine Induktivität im montierten Zustand des Kondensators abhängt. Während eines Schrittes 212 wird die mindestens eine im wesentlichen identische physikalische Abmessung verwendet, um eine Induktivität im montierten Zustand L_m eines repräsentativen Kondensators des ausgewählten Typs diskreter elektrischer Kondensatoren zu bestimmen, wenn der repräsentative Kondensator elektrisch zwischen die ebenen Leiter geschaltet ist. Wiederum ist die Induktivität im montierten Zustand L_m des repräsentativen diskreten elektrischen Kondensators die elektrische Induktivität, die aus der Schaltung des Kondensators zwischen die ebenen Leiter herrührt.
Während eines Schrittes 214 wird eine erste benötigte Anzahl n₁ von diskreten elektrischen Kondensatoren abhängig von der Induktivität L_p der elektrischen Stromverteilungsstruktur und der Induktivität im montierten Zustand L_m des ausgewählten Typs diskreter elektrischer Kondensatoren ermittelt, wenn er elektrisch zwischen die ebenen Leiter geschaltet ist, wobei n₁ ≥ 2. Die erste erforderliche Anzahl n₁ kann ermittelt werden mittels:
Eine zweite benötigte Anzahl n₂ des ausgewählten Typs diskreter elektrischer Kondensatoren wird während des Schrittes 216 abhängig von der Strecke d_p und einem Zwischenraum S zwischen benachbarten diskreten elektrischen Kondensatoren ermittelt, wobei n₂ ≥ 2. Die zweite erforderliche Anzahl n₂ kann ermittelt werden mittels:
Die elektrische Stromverteilungsstruktur kann Teil einer elektrischen Verbindungsvorrichtung (z. B. einer gedruckten Schaltkreisplatine) sein. In diesem Fall kann der Zwischenraum S kleiner oder gleich einem maximalen Zwischenraum S_max sein, wobei S_max ein Bruchteil einer Wellenlänge einer maximalen Frequenz f_max eines Frequenzbereiches der elektrischen Signale ist, die innerhalb der elektrischen Verbindungsvorrichtung übertragen werden.
Während eines Entscheidungsschrittes 218 werden die erste und zweite erforderliche Anzahl n₁ und n₂ verglichen. Wenn n₂ ≥ n₁, werden die Schritte 220, 222 und 224 durchgeführt. Wenn andererseits n₁ > n₂, werden die Schritte 226, 228 und 230 durchgeführt.
Während des Schrittes 220 wird die gewünschte elektrische Impedanz Z_t zum Ermitteln eines erforderlichen Wertes des Widerstandes im montierten Zustand R_m-req für n₂ der diskreten elektrischen Kondensatoren verwendet. Der erforderliche Wert des Widerstandes im montierten Zustand R_m-req für die n₂ Kondensatoren kann ermittelt werden mittels: Rm-req = n2·Zt.
Die Anzahl n₂ von diskreten elektrischen Kondensatoren wird während eines Schrittes 222 ausgewählt, wobei jeder der n₂ Kondensatoren im montierten Zustand einen Widerstand R_m hat, der im wesentlichen gleich dem Wert des erforderlichen Widerstandes R_m-req im montierten Zustand ist. Während eines Schrittes 224 werden die n₂ diskreten elektrischen Kondensatoren entlang des äußeren Umfangs der parallelen ebenen Leiter elektrisch zwischen die ebenen Leiter geschaltet.
Während eines Schrittes 226 wird die gewünschte elektrische Impedanz Z_t zum Bestimmen eines erforderlichen Wertes des Widerstandes im montierten Zustand R_m-req für n₁ der diskreten elektrischen Kondensatoren verwendet, der davon abhängig ist. Der erforderliche Wert des Widerstandes im montierten Zustand R_m-req für die n₁ Kondensatoren kann ermittelt werden mittels: Rm-req = n1·Zt
Die Anzahl n₁ von diskreten elektrischen Kondensatoren wird während eines Schrittes 228 ausgewählt, wobei jeder der n₁ Kondensatoren im montierten Zustand einen Widerstand R_m hat, der im wesentlichen gleich dem Wert des erforderlichen Widerstandes R_m-req im montierten Zustand ist. Während eines Schrittes 230 werden die n₁ diskreten elektrischen Kondensatoren elektrisch zwi schen die ebenen Leiter geschaltet, so daß (i) n₂ der diskreten elektrischen Kondensatoren entlang des äußeren Umfangs der ebenen Leiter positioniert sind, und (ii) die restlichen (n₁ – n₂) Kondensatoren über eine Oberfläche mindestens einer der ebenen Leiter verteilt sind.
Man beachte, daß es während des Schrittes 206 möglich ist, daß die obenstehende empirische Formel für h zu einem erforderlichen Zwischenraum führt, der kleiner als eine minimale verfügbare Dicke ist. Zum Beispiel kann eine minimale Dicke von dielektrischen Schichten für hergestellte Platinen 2 mil (50,8 μm) sein. Wenn die obenstehende empirische Formel für h zu einem erforderlichen Zwischenraum führt, der kleiner als 2 mil (50,8 μm) ist, ist es möglich, zusätzliche Paare von parallelen Leitern zu der elektrischen Stromverteilungsstruktur hinzuzufügen, so daß eine äquivalente Dicke t zwischen einem repräsentativen einzelnen Paar von parallelen ebenen Leitern erreicht wird. Im allgemeinen gilt für eine Struktur mit n Paaren von parallelen ebenen Leitern, die durch dielektrische Schichten getrennt sind:
wobei t_i die Dicke der dielektrischen Schicht zwischen dem i-ten Paar der n Paare ist. Die Dicke der dielektrischen Schicht zwischen den n Paaren von parallelen ebenen Leitern kann aus dem Bereich von verfügbaren Dicken ausgewählt werden, so daß der resultierende Wert von t kleiner oder gleich h ist.
Zahlreiche Abwandlungen und Änderungen liegen für Fachleute auf dem Gebiet auf der Hand, wenn sie die obenstehende Offenbarung vollständig berücksichtigen, wobei diese Abwandlungen und Änderungen nicht von dem Schutzumfang der beanspruchten Erfindung abweichen.

Claims

Elektrische Energieverteilungsstruktur, mit: einem Paar paralleler, ebener elektrischer Leiter, die durch eine dielektrische Schicht voneinander getrennt sind, n diskreten elektrischen Kondensatoren, die elektrisch zwischen die ebenen Leiter geschaltet sind, wobei n ≥ 2, wobei die n Kondensatoren im wesentlichen die gleiche Kapazität C, den Widerstand R_m im montierten Zustand, die Induktivität L_m im montierten Zustand und die Resonanzfrequenz f_m-res im montierten Zustand haben, wobei die elektrische Energieverteilungsstruktur eine elektrische Impedanz Z bei der Resonanzfrequenz f_m-res der n Kondensatoren hat, und wobei der Widerstand R_m im montierten Zustand von jedem der n Kondensatoren im wesentlichen gleich (n·Z) ist, und wobei die Induktivität L_m im montierten Zustand von jedem der n Kondensatoren weniger oder gleich (0,2·n·μ₀·h) ist und wobei μ₀ die Permeabilität des freien Raumes bzw. die Vakuumpermeabilität ist und h der Abstand zwischen den ebenen Leitern ist.
Elektrische Energieverteilungsstruktur nach Anspruch 1, wobei der Widerstand R_m im montierten Zustand jedes der n Kondensatoren die Summe eines äquivalenten Reihenwiderstandes (ESR) des Kondensators und der elektrischen Widerstände aller elektrischen Leiter ist, welche den Kondensator mit den ebenen elektrischen Leitern verbinden.
Elektrisches Energieverteilungssystem nach Anspruch 1, wobei die Induktivität L_m im montierten Zustand jedes der n Kondensatoren die elektrische Induktivität ist, welche von der Schaltung des Kondensators zwischen die beiden ebenen Leiter herrührt.
Elektrisches Energieverteilungssystem nach Anspruch 1, wobei die Resonanzfrequenz f_m-res gegeben ist durch:
Elektrische Energieverteilungsstruktur nach Anspruch 1, wobei die n diskreten Kondensatoren auf einer Oberfläche zumindest eines der ebenen Leiter angeordnet und um diese herum verteilt sind.
Elektrische Energieverteilungsstruktur nach Anspruch 1, wobei die ebenen Leiter entsprechende äußere Kanten haben und wobei die n diskreten Kondensatoren entlang zumindest eines Abschnitts der entsprechenden äußeren Kanten der ebenen Leiter angeordnet sind.
Elektrische Energieverteilungsstruktur nach Anspruch 6, wobei benachbarte Kondensatoren durch im wesentlichen gleiche Abstände voneinander getrennt sind.
Verfahren zum Erzielen einer angestrebten elektrischen Impedanz Z_t in einer elektrischen Energieverteilungsstruktur, welche ein Paar paralleler ebener Leiter umfaßt, die durch eine dielektrische Schicht getrennt sind, wobei das Verfahren aufweist: Bestimmen einer erforderlichen Anzahl n diskreter elektrischer Kondensatoren eines ausgewählten Typs in Abhängigkeit von einer Induktivität der elektrischen Energieverteilungsstruktur L_p und einer Induktivität L_m im montierten Zustand eines repräsentativen der diskreten elektrischen Kondensatoren des ausgewählten Typs, wenn dieser elektrisch zwischen die ebenen elektrischen Leiter geschaltet ist, wobei n ≥ 2, Verwenden der angestrebten elektrischen Impedanz Z_t, um einen erforderlichen Wert des Widerstandes R_m-req im montierten Zustand für die diskreten elektrischen Kondensatoren zu bestimmen, Auswählen der erforderlichen Anzahl n diskreter elektrischer Kondensatoren des ausgewählten Typs, wobei jeder der n Kondensatoren im montierten Zustand einen Widerstand R_m hat, der im wesentlichen gleich dem Wert des erforderlichen Widerstandes R_m-req im montierten Zustand ist, und elektrisches Verbinden der n diskreten elektrischen Kondensatoren mit den ebenen elektrischen Leitern.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei die Induktivität L_m eines repräsentativen der diskreten elektrischen Kondensatoren des ausgewählten Typs im montierten Zustand die elektrische Induktivität ist, die sich aus der Schaltung des Kondensators zwischen die ebenen elektrischen Leiter ergibt.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei das Bestimmen der erforderlichen Anzahl diskreter elektrischer Kondensatoren des ausgewählten Typs durchgeführt wird unter Verwendung von:
Verfahren nach Anspruch 8, wobei das Bestimmen des erforderlichen Wertes des Widerstandes R_m-req im montierten Zustand durchgeführt wird unter Verwendung von Rm-req = n·Zt.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei der Widerstand R_m jedes der n Kondensatoren im montierten Zustand gleich der Summe eines äquivalenten Reihenwiderstandes (ESR) des Kondensators und der elektrischen Widerstände aller elektrischen Leiter ist, welche den Kondensator mit den ebenen elektrischen Leitern verbinden.
Verfahren nach Anspruch 8, welches weiterhin aufweist: Bestimmen eines Trennungsabstandes h zwischen den parallelen ebenen elektrischen Leitern, welcher erforderlich ist, um die angestrebte elektrische Impedanz Z_t zu erhalten, Auswählen einer Dicke t für die dielektrische Schicht, so daß die Dicke t geringer ist oder gleich ist wie der erforderliche Trennungsabstand h, Verwenden der Dicke t, um die Induktivität L_p der elektrischen Energieverteilungsstruktur zu bestimmen, Auswählen des Typs der diskreten elektrischen Kondensatoren, wobei Kondensatoren des ausgewählten Typs zumindest eine im wesentlichen identische physikalische bzw. räumliche Abmessung haben, und Verwenden der zumindest einen im wesentlichen identischen physikalischen Abmessung, um die Induktivität L_m des repräsentativen der diskreten elektrischen Kondensatoren des ausgewählten Typs im montierten Zustand zu bestimmen.
Verfahren nach Anspruch 13, wobei das Bestimmen des Trennungsabstandes h ausgeführt wird unter Verwendung von
wobei ε_r die relative Dielektrizitätskonstante der dielektrischen Schicht ist und d_p eine Strecke um den äußeren Umfang der elektrischen Energieverteilungsstruktur ist, und wobei h in mil ausgedrückt ist (mit 1 mil = 25,4 μm), wenn die angestrebte elektrische Impedanz Z_t in Ohm und die Strecke d_p in Zoll angegeben werden (wobei 1 Zoll = 25,4 mm).
Verfahren nach Anspruch 13, wobei das Bestimmen der Induktivität L_p der elektrischen Energieverteilungsstruktur durchgeführt wird unter Verwendung von Lp = (μ0·t)wobei μ₀ die Permeabilität des freien Raumes bzw. Vakuums ist.