DE4316275C2

DE4316275C2 - Leistungs-MOSFET-Schaltung mit Überlastschutz, welche nicht nach dem Stromspiegelprinzip arbeitet

Info

Publication number: DE4316275C2
Application number: DE4316275A
Authority: DE
Inventors: Kraisorn Throngnumchai
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 1992-05-15
Filing date: 1993-05-14
Publication date: 1996-09-26
Anticipated expiration: 2013-05-15
Also published as: DE4316275A1; US5473276A; JP3031059B2; JPH05327442A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine MOS-Leistungsschaltung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1, die gegen einen Lastkurzschluß ge schützt ist. Aus der DE 38 21 065 C2 ist bereits eine derartige Leistungs- MOSFET-Schaltung mit Überlastschutz bekannt, die einen MOS Lei stungstransistor, dessen Drain mit einem Drain-Anschluß, dessen Source mit einem Source-Anschluß und dessen Gate mit einem Gate-Anschluß verbunden sind, einen MOS Transistor, dessen Drain mit dem Drain des MOS Leistungstransistors und dessen Gate mit dem Gate-Anschluß ver bunden ist, und einen bipolaren Transistor enthält, dessen Kollektor mit dem Gate-Anschluß, dessen Emitter mit dem Source-Anschluß und des sen Basis mit dem Source-Bereich des MOS Transistors verbunden sind.

Hier handelt es sich um eine Stromspiegelschaltung mit Stromerfassungs widerstand, wobei der Stromerfassungswiderstand zwischen die Basis und den Emitter des bipolaren Transistors geschaltet ist.

Eine weitere Leistungs-MOSFET-Schaltung mit Überlastschutz ist aus der JP 64-68005 A bekannt, welche ebenfalls mit einer Stromspiegelschaltung arbeitet.

Der innere Aufbau dieser Leistungs-MOSFET-Schaltung ist in Fig. 1A dargestellt, wobei die Fig. 1B die zugehörige I-V (Strom-Span nungs-)Charakteristik zeigt. Entsprechend Fig. 1A enthält die Lei stungs-MOSFET-Schaltung einen Leistungs-MOSFET FET₁, einen MOS FET FET₂ und einen Bipolar-Transistor Tr₁. Die Wirkungsweise dieser Leistungs-MOSFET-Schaltung wird nachfolgend näher beschrieben. Der Leistungsverbrauch innerhalb des Chips durch den Leistungs-MOSFET FET₁ ist durch die Größe der Drain-Source-Spannung V_DS dieses MOS FET′s und des Drain-Stromes I_D bestimmt. Erreicht der detektierte Lei stungsverbrauch einen vorbestimmten Wert, so wird die Gate-Source- Spannung V_GS abgeschaltet, was zum Abschalten dieses Leistungs-MOS FET FET₁ führt. Das bedeutet, daß die Leistungs-MOSFET-Schaltung in nerhalb eines sicheren Betriebsbereichs ungestört arbeiten kann und gleichzeitig gegen thermische Zerstörung geschützt ist.

Es kann somit verhindert werden, daß die Leistungs-MOSFET-Schaltung durch Auftreten besonderer Lastbedingungen zu stark erwärmt und damit zerstört wird.

Die Fig. 2 zeigt schematisch den Einsatz der oben beschriebenen Lei stungs-MOSFET-Schaltung 7 zum Treiben einer Last-R_L. Genauer gesagt ist in Fig. 2A ein Schaltungsdiagramm dieser Lasttreiberschaltung dar gestellt, während die Fig. 2B die zugehörige I-V (Strom-Span nungs-)Charakteristik der Leistungs-MOSFET-Schaltung 7 zeigt. Ent sprechend der Fig. 2A ist der Drain-Anschluß dieser MOSFET-Schaltung 7 über die Last R_L mit einer nicht dargestellten Spannungsversorgung zur Lieferung einer Spannung V_DD verbunden, während ein Source-Anschluß der Schaltung 7 geerdet ist. Ein Gate-Anschluß der Schaltung 7 ist über ei nen Widerstand R_IN an eine Gate-Treiberspannung V_IN gelegt.

Tritt im Bereich der Last R_L ein Überlast-Zustand auf, beispielsweise ein Kurzschluß, so wird der Arbeitspunkt dieser Schaltung gemäß Fig. 2B auf einen Punkt "0" zurückgenommen, da dann die Spannung V_DD der Spannungsversorgung praktisch direkt am Drain-Anschluß der Lei stungs-MOSFET-Schaltung 7 liegt. Dieser neue Arbeitspunkt "0" befindet sich innerhalb des sicheren Betriebsbereichs, der durch die punktierte Li nie in Fig. 2B markiert ist, so daß die Leistungs-MOSFET-Schaltung 7 wirksam geschützt wird.

Die oben beschriebene Leistungs-MOSFET-Schaltung 7 mit Lastschutz funktion weist jedoch einige Nachteile auf.

Da ist wesentlich die Tatsache, daß gemäß dem Schaltungsdiagramm nach Fig. 1A der Drain-Anschluß D des Leistungs-MOSFET′s FET₁ über eine Reihenschaltung der Widerstände R₁ und R₂ mit dem Source-Anschluß S dieses MOSFET′s FET₁ verbunden ist, und zwar auch dann, wenn dieser MOSFET FET₁ infolge des Abschaltens der Gate-Spannung ausgeschaltet ist. Daher kann auch in diesem Zustand ein Strom I₂ vom Drain-Anschluß D über die Widerstände R₁ und R₂ zum Source-Anschluß S fließen. Im Er gebnis wird somit ein großer Leckstrom für den Fall erhalten, daß die Lei stungs-MOSFET-Schaltung 7 ausgeschaltet ist, was zu einem höheren Leistungsverbrauch führt.

Eine andere konventionelle Leistungs-MOSFET-Schaltung mit Überlast schutz, die in einer Stromdetektorschaltung verwendet wird, ist aus der US 4,553,084 bekannt.

Die Fig. 3 zeigt den Aufbau dieser Lastschutzschaltung, während in Fig. 4 eine I-V-Charakteristik der Leistungs-MOSFET-Schaltung 10A dar gestellt ist, die in der Lastschutzschaltung (siehe Kurve 20) verwendet wird. Darüber hinaus sind weitere I-V-Charakteristika erläutert. Wie die Fig. 4 erkennen läßt, wird der Drain-Strom der Leistungs-MOSFET- Schaltung 10A auf einen Spitzen-Drain-Strom I_DP begrenzt, wenn bei die ser Lastschutzschaltung eine Last 12 kurzgeschlossen wird.

Bei dieser Lastschutzschaltung bestimmt sich der Leistungsverbrauch des Leistungs-MOSFET′s 10A durch das Produkt aus dem den MOSFET 10A durchfließenden Strom und einer an ihn angelegten Spannung, so daß sich ein hoher Leistungsverbrauch ergibt, wenn die angelegte Spannung ansteigt und der Stromwert konstant bleibt. Der sichere Betriebsbereich wiest daher eine charakteristische Kurve auf, die in ihrem rechten Teil ab gesenkt ist. Da, wie bereits erwähnt, der Stromwert am Spitzenstromwert I_DP (siehe Fig. 4) konstant bleibt, wenn die Last 12 kurzgeschlossen ist, wird die Spannung V_DD der Spannungsversorgung direkt an die Lei stungs-MOSFET-Schaltung 10A angelegt. Der Leistungsverbrauch P des MOSFET′s 10A bei kurzgeschlossener Last wird dann durch die folgende Gleichung definiert:

P = I_DP × V_DD.

Der sich ergebende Leistungsverbrauch P nimmt einen sehr hohen Wert an, wodurch eine sehr hohe Wärmemenge entstehen kann. Da jedoch die Leistungs-MOSFET-Schaltung auch bei einer derart hohen Wärmebela stung sicher arbeiten soll, muß sie entsprechend groß ausgelegt werden, was oftmals zu Beeinträchtigungen hinsichtlich der Freiheitsgrade bei der Wärmeableitung führt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine MOS-Leistungshalbleiter- Schaltung mit Schutzfunktion zu schaffen, die einen verringerten Lei stungsverbrauch und damit eine geringere Wärmeentwicklung beim Auf treten eines abnormalen Betriebszustandes aufweist, beispielsweise bei einer kurzgeschlossenen Last.

Eine derartige MOS-Leistungsschaltung läßt sich dann z. B. auch im inne ren Bereich eines Kraftfahrzeugs verwenden.

Die gestellte Aufgabe wird gelöst durch eine MOS-Leistungsschaltung mit den Merkmalen des Anspruchs 1.

Die Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnung nä her beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1A ein Schaltbild einer konventionellen MOS Leistungshalbleiter- Schaltung,

Fig. 1B die I-V(Strom-Spannungs-)Charakteristik der Schaltung nach Fig. 1A,

Fig. 2A eine Schaltungsanordnung einer Lasttreiberschaltung schema tisch mit der konventionellen MOS Leistungshalbleiter-Schaltung nach Fig. 1A,

Fig. 2B die I-V-Charakteristik dieser Lasttreiberschaltung nach Fig. 2A,

Fig. 3 ein Schaltbild einer anderen konventionellen Stromdetektor schaltung mit einer MOS Leistungshalbleiter-Schalteinrichtung,

Fig. 4 verschiedene I-V(Strom-Spannungs-) Charakteristika herkömmli cher Schaltungen im Vergleich mit einer erfindungsgemäßen Schaltung,

Fig. 5A ein Schaltbild einer MOS Leistungshalbleiter-Schaltung 100 nach einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung,

Fig. 5B die I-V(Strom-Spannungs-) Charakteristik dieser ersten MOS Leistungshalbleiter-Schaltung,

Fig. 6A ein Schaltbild einer anderen MOS Leistungshalbleiter-Schal tung 200 nach einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung,

Fig. 6B ein Schaltbild einer abgewandelten Form der zweiten MOS Lei stungshalbleiter-Schaltung 250 nach der Erfindung,

Fig. 7 ein Schaltbild einer dritten MOS Leistungshalbleiter-Schaltung 300 nach der Erfindung,

Fig. 8A ein Schaltbild einer vierten MOS Leistungshalbleiter-Schaltung 400 nach der vorliegenden Erfindung,

Fig. 8B ein Schaltbild einer abgewandelten vierten MOS Leistungshalb leiter-Schaltung 450 nach der Erfindung,

Fig. 9 ein Schaltbild einer fünften MOS Leistungshalbleiter-Schaltung 500 nach der Erfindung, und schließlich

Fig. 10 ein Schaltbild einer sechsten MOS Leistungshalbleiter-Schal tung 600 nach der Erfindung.

Die Fig. 5A zeigt eine Schaltungsanordnung einer MOS Leistungshalblei ter-Schaltung 100 nach einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung.

Gemäß Fig. 5A enthält die erste MOS Leistungshalbleiter-Schaltung 100 einen ersten MOS Leistungstransistor 101, einen MOS Transistor 102, ei nen Transistor 103 vom Bipolartyp und einen Widerstand 104 mit einem Widerstandswert R_B, wobei der Widerstand 104 zwischen dem Source-An schluß des MOS Transistors 102 und dem Basisanschluß des Transistors 103 vom Bipolartyp liegt. Der MOS Transistor 101 kann beispielsweise ei nen Leistungs-MOSFET (metal oxide-semiconductor field-effect tran sistor) oder ein IGBT sein (insulated gate bipolar transistor). Ferner kann der MOS Transistor 102 ein Vertikal-MOSFET, Lateral-MOSFET, ein Verti kal-IGBT, ein Lateral-IGBT oder ein TFT (Dünnfilmtransistor) sein. Als Transistor 103 vom Bipolartyp kann ein bipolarer Transistor oder ein bipo larer Transistor vom TFT Typ zur Anwendung gelangen.

Bei dieser Schaltung sind jeweils ein Drain-Anschluß und ein Gate-An schluß des MOS Leistungstransistors 101 mit einem Drain-Anschluß und einem Gate-Anschluß des MOS Transistors 102 verbunden. Der Kollektor des bipolaren Transistors 103 ist mit den Gate-Anschlüssen des MOS Lei stungstransistors 101 und des MOS Transistors 102 verbunden. Der Emitter dieses bipolaren Transistors 103 ist mit dem Source-Anschluß des MOS Leistungstransistors 101 verbunden. Die Basis des bipolaren Tran sistors 103 liegt über dem Widerstand 104 am Source-Anschluß des MOS Transistors 102. Die Schaltungselemente 101 bis 104 bilden die oben be schriebene erste MOS Leistungsschaltung 100 mit drei Anschlüssen D, S und G, an die vorbestimmte Spannungen V_DS und V_GS gelegt werden, wie nachfolgend noch beschrieben wird.

Unter Bezugnahme auf die Fig. 5A wird nachfolgend der Betrieb der er sten MOS Schaltung 100 näher beschrieben.

Liegt keine Gate-Spannung V_GS am Gate-Anschluß G der ersten MOS Lei stungsschaltung 100, und sind daher der MOS Leistungstransistor 101 und der MOS Transistor 102 ausgeschaltet, so fließt kein Strom vom Drain-Anschluß D der ersten MOS Leistungsschaltung 100 zu deren Source-Anschluß S, da kein Stromweg zwischen diesem Drain-Anschluß D und dem Source-Anschluß S vorhanden ist. Das bedeutet, daß die erste MOS Leistungsschaltung 100 einen kleineren Leckstrom aufweist, als der Leckstrom der zuerst genannten konventionellen MOS Leistungsschal tung gemäß Fig. 1A. Dadurch läßt sich der Leistungsverbrauch der er sten MOS Leistungsschaltung 100 nach der Erfindung im Ausschaltzu stand beträchtlich reduzieren, und zwar im Vergleich zur konventionellen MOS Leistungsschaltung.

Der weitere Betrieb der ersten MOS Leistungsschaltung 100 wird nachfol gend genauer unter Bezugnahme auf das in der Fig. 5B gezeigte I- V(Strom-Spannungs-)Diagramm erläutert. Es sei darauf hingewiesen, daß verschiedene Ströme und Spannungen I_D, I_B, I_G, V_DS, V_B, V_GS, V_F und V_IN an verschiedenen Punkten des Schaltungsdiagramms nach Fig. 5A vorhanden sind, wobei ein Symbol R_IN den Widerstandswert eines Ein gangswiderstands repräsentiert.

Wird der MOS Leistungstransistor 101 gemäß der I-V-Charakteristik von Fig. 5B im linearen Bereich betrieben, so gilt die folgende Gleichung (1):

I_D=K V_DS (V_GS-V_T) (1)

Hierin sind das Symbol K eine Konstante, das Symbol V_T die Schwellen spannung des MOS Leistungstransistors 101, I_D der Drain-Strom, V_DS die Drain-Source-Spannung und V_GS die Gate-Source-Spannung.

Im folgenden sei angenommen, daß der Einschaltwiderstandswert des MOS Transistors 102 beträchtlich niedriger ist als der Widerstandswert R_B des Widerstands 104, nämlich vernachlässigbar kleiner, und daß fer ner die Vorwärtsvorspannung zwischen der Basis und dem Emitter des bi polaren Transistors 103 mit V_F bezeichnet ist. In diesem Fall gilt die nach folgende Gleichung (2):

V_B=V_F+I_B R_B = V_DS (2)

Ist der genannte bipolare Transistor 103 aus Silizium (Si) hergestellt, so liegt die typische Schwellenspannung V_F im folgenden Bereich:

V_F = 0,4 bis 0,7 V.

Soll anhand der obigen Gleichung (2) der Basisstrom I_B ermittelt werden, so ergibt sich nach Umstellung folgende Gleichung (3):

1_B = (V_DS-V_F)/R_B (3)

Wird der Stromverstärkungsfaktor des bipolaren Transistors 103 mit β be zeichnet, so ergibt sich unter Verwendung des Ausdrucks

I_G = β × I_B

folgende Gleichung (4):

VI_GS = V_IN - R_IN I_G
VI_GS = V_IN - β R_IN I_B
VI_GS = V_IN - β × (V_DS- V_F) × R_IN/R_B (4)

Aufgrund der obigen Gleichungen (1) und (4) wird als I-V-Charakteristik des linearen Betriebsbereichs diejenige gemäß Fig. 5B erhalten. Mit an deren Worten ist diese lineare I-V-Charakteristik durch folgende Glei chung (5) definiert:

Liegt im Gegensatz dazu die Drain-Source-Spannung V_DS der ersten MOS Leistungsschaltung 100 hoch, so gelangen die Betriebsbedingungen so wohl vom MOS Leistungstransistor 101 als auch vom MOS Transistor 102 in den Sättigungszustand (siehe Fig. 5B). Als Ergebnis davon wird der Drain-Strom I_D konstant.

Die Spitzen-Drain-Spannung V_DS-P unter der Bedingung, daß der Drain- Strom I_D ein Spitzen-Drain-Strom I_D-P ist, berechnet sich anhand der fol genden Gleichung (6):

Erhöht sich entsprechend der I-V-Charakteristik von Fig. 5B die Drain- Spannung V_DS der ersten MOS Leistungsschaltung 100, so erhöht sich auch der Drain-Strom I_D dieser Schaltung 100 ähnlich, so daß nach eini ger Zeit ein Spitzen-Drain-Strom I_D-P bei einer bestimmten Drain-Span nung V_DS-P (also bei der Spitzen-Drain-Spannung) erreicht wird. Wird die Drain-Spannung V_DS weiter vergrößert, und zwar in Richtung auf die Ver sorgungsspannung V_DD, so verringert sich der Drain-Strom I_D wieder. Mit anderen Worten weist die erste MOS Leistungsschaltung 100 eine negative Widerstandscharakteristik auf, so daß trotz Erhöhung der Drain-Span nung V_DS der Drain-Strom I_D vermindert wird. Im Anschluß daran wird der Drain-Strom I_D im wesentlichen konstant (Sättigungsbetriebsbe reich).

Wie sich aus der obigen Beschreibung der negativen Widerstandscharak teristik der ersten MOS Leistungsschaltung 100 ergibt, läßt sich bei Erhö hung der Versorgungsspannung V_DD über die Spitzen-Drain-Spannung V_DS-P hinaus der MOS Leistungstransistor 101 vor elektrischer Zerstö rung bewahren, wenn eine nicht dargestellte Last des Leistungstransis tors 101 kurzgeschlossen ist, ähnlich wie das bei der konventionellen MOS Leistungsschaltung gemäß Fig. 1A der Fall ist. Wird also die Last kurzge schlossen und wird die Versorgungsspannung V_DD direkt an die erste MOS Leistungsschaltung 100 gelegt, so wird der Arbeitspunkt dieser Lei stungsschaltung 100 zu einem Punkt "C" verschoben. Da sich dieser Ar beitspunkt "C" innerhalb des sicheren Betriebsbereichs der ersten MOS Leistungsschaltung 100 befindet, läßt sich der MOS Leistungstransistor 101 sehr gut gegen hohe Drain-Ströme (im Falle eines Kurzschlusses) schützen, und damit auch gegen eine zu hohe Wärmebelastung.

Nachfolgend soll ein Vergleich mit den übrigen I-V-Kurven in Fig. 4 erfol gen. Die I-V-Kurve (Strom-Spannungs-Charakteristik) der ersten MOS Leistungsschaltung 100 ist mit dem Bezugszeichen 50 in Fig. 4 versehen. Das Bezugszeichen 20 kennzeichnet die I-V-Charakteristik der konventio nellen (Stromspiegeltyp)-Lastschutzschaltung gemäß Fig. 3, während das Bezugszeichen 30 die I-V- Charakteristik einer konventionellen MOS Leistungsschaltung (nicht dargestellt) kennzeichnet, die keine Schutz funktion besitzt. Wie anhand der Kurven 20, 30 und 50 zu erkennen ist, er gibt sich bei der ersten MOS Leistungsschaltung 100 nach der vorliegen den Erfindung während des Lastkurzschlusses eine erheblich verringerte Leistungsaufnahme im Vergleich zu den beiden anderen konventionellen Schaltungen. Das bedeutet, daß der gesamte "sichere" Bereich der ersten MOS Leistungsschaltung 100 auf einen schmalen Bereich eingestellt wer den kann, wobei sich die Schaltung 100 kompakter ausbilden läßt, und wobei sich mehr Freiheitsgrade beim Auslegen der Schaltung ergeben.

Der Bereich mit negativer Widerstandscharakteristik in der Strom-Span nungskurve 50 gemäß Fig. 5B wird bei der ersten MOS Leistungsschal tung 100 durch den gewählten Aufbau gemäß Fig. 5A realisiert. Bevor der Drain-Strom I_D den Spitzen-Drain-Strom I_D-P erreicht, sind die Ein schaltwiderstandswerte der MOS Transistoren 101 und 102 niedrig. Dann wird der bipolare Transistor 103 eingeschaltet, nachdem der Drain-Strom I_D den Spitzenwert I_D-P erreicht hat, wonach die Drain-Spannung V_DS über die Spitzen-Drain-Spannung V_DS-P hinaus erhöht wird. Dieses Ver halten läßt sich anhand der oben beschriebenen Gleichung (5) nachprü fen, und zwar mit Blick auf die quadratische Funktion (V_DS²) der Drain- Spannung V_DS auf der rechten Seite der Gleichung.

Liegt ein normaler Lastzustand vor, so muß die erste MOS Leistungsschal tung 100 eine hinreichende Stromtreiberfähigkeit aufweisen. Dies bedeu tet unter Bezugnahme auf die I-V-Charakteristik gemäß Fig. 5B, daß so wohl der Spitzen-Drain-Strom I_D-P als auch die Spitzen-Drain-Spannung V_DS-P hoch gewählt werden müssen, um diese hinreichende Stromtrei berfähigkeit zu erhalten. Um die hohe Spitzen-Drain-Spannung V_DS-P einstellen zu können, wird der Widerstandswert R_B des Widerstands 104 groß gewählt, zum Beispiel mehrere hundert Ohm bis etwa 1 Kilo-Ohm, wie sich leicht anhand der oben beschriebenen Gleichung (6) erkennen läßt.

Wird also der Widerstandswert R_B des Widerstands 104 entsprechend ge wählt, so weist die erste MOS Leistungsschaltung 100 eine hinreichend gute Stromtreiberfähigkeit bezüglich der normalen Lastsituation auf und kann darüber hinaus vor Zerstörung bewahrt werden, wenn eine abnor male Lastsituation eintritt, beispielsweise ein Kurzschluß.

Im nachfolgenden wird die Funktion des Widerstandes 104 innerhalb der ersten MOS Leistungsschaltung 100 näher betrachtet. Die Funktion des Widerstandes 104 dient zur Begrenzung des Stroms I_B, der durch den MOS Transistor 102 hindurchfließt. Dieser Strom I_B ist nicht proportional zum Strom I_D des MOS Leistungstransistors 101. Diese Funktion ist vollstän dig verschieden von derjenigen der Stromspiegeltyp-Schutzschaltung. Aus der JP 2-226407 A (1990) ist zwar bereits ein Leistungs-MOSFET mit Überstrom-Schutzfunktion bekannt, wobei ein Widerstand Ra zwischen dem Source-Anschluß eines Stromspiegeltyp-MOSFET′s M2 und der Basis eines Bipolartransistors T1 (siehe dortige Fig. 6) liegt. Dieser Widerstand Ra hat eine vollständig andere Funktion und Wirkung als die des oben be schriebenen Widerstandes 104, der in der ersten MOS-Leistungsschal tung 100 zum Einsatz kommt. Der Leistungs-MOSFET gemäß Fig. 6 dient vielmehr zur Bildung einer Schaltung vom Stromspiegeltyp. Dieser Wider stand ist so gewählt, daß der Strom i, der durch den Stromspiegel-MOSFET M2 hindurchfließt, direkt proportional zum Strom I ist, der durch den Haupt-MOSFET M1 hindurchfließt, wenn der Bipolartransistor T1 einge schaltet ist. Mit anderen Worten wird der Widerstand Ra dazu verwendet, den Arbeitspunkt des Bipolartransistors T1 einzustellen und einen siche ren bzw. stabilen Betrieb des Bipolartransistors T1 zu gewährleisten. Wird der Widerstandswert dieses Widerstandes Ra jedoch sehr groß, so ist der Strom i nicht direkt proportional zum Strom I. Daher läßt sich kein Strom spiegelbetrieb durchführen. Der Widerstandswert des Widerstandes Ra muß mit anderen Worten auf einen kleinen Wert eingestellt sein, um nicht die Eigenschaften der oben erläuterten Stromspiegelschaltung zu beein trächtigen.

Im Gegensatz dazu wird bei der ersten MOS Leistungsschaltung 100 nach der Erfindung keine Stromspiegelschaltung eingesetzt. Der Widerstands wert des Widerstandes 104 kann daher frei bestimmt und auf große Werte eingestellt werden, beispielsweise auf Werte von mehreren hundert Ohm bis zu einem Kilo-Ohm, abhängig von den Erfordernissen der Stromtrei berfähigkeit (siehe Gleichung 6).

Der oben beschriebene Leistungs-MOSFET gemäß Fig. 6 der JP 2- 226407 A bildet demgegenüber eine Überstrom-Schutzschaltung vom Stromspiegeltyp. Fließt ein Überstrom durch den Haupt-MOSFET M1, durch den der Bipolartransistor T1 eingeschaltet werden kann, so tritt ein Spannungsabfall über dem Widerstand Ri auf. Demzufolge entsteht eine Differenz zwischen der Gate-Spannung des Haupt-MOSFET′s M1 und der Gate-Spannung des Stromspiegel-MOSFET′s M2, die nur zu einer Begren zung des Stroms I führt, welcher durch den Haupt-MOSFET M1 hindurch fließt. Das bedeutet, daß die I-V-Charakteristik dieser Überstromschutz schaltung vom Stromspiegeltyp mit der I-V-Charakteristik 20 gemäß Fig. 4 übereinstimmt. Mit anderen Worten weist die I-V-Charakteristik 20 der Überstrom-Schutzschaltung vom Stromspiegeltyp gemäß Fig. 6 der her kömmlichen Anordnung einen völlig unterschiedlichen Verlauf von der I- V-Charakteristik 50 des vorliegenden Ausführungsbeispiels auf.

Wie sich aus der vorangegangenen Beschreibung ergibt, ist es bei der MOS Leistungsschaltung 100 nach dem vorliegenden ersten Ausführungsbei spiel der Erfindung nur erforderlich, für den MOS Transistor 102 zu for dern, daß er einen hinreichend kleinen Einschaltwiderstandswert aufwei sen soll, und zwar im Vergleich zum Widerstandswert R_B des Widerstan des 104. Der MOS Transistor 102 kann somit eine unterschiedliche Struk tur gegenüber dem MOS Leistungstransistor 101 aufweisen. Beispielswei se kann der MOS Leistungstransistor 101 durch einen Vertikal-DMOS (doppelt diffundierter Metall-Oxid FET Halbleiter) gebildet sein, während der MOS Transistor 102 beispielsweise ein lateraler MOSFET sein kann. Im Hinblick auf eine Vereinfachung der Herstellungsschritte können aber auch beide MOS Transistoren 101 und 102 eine Halbleiterstruktur vom selben Typ aufweisen.

Die Fig. 6A zeigt den Schaltungsaufbau einer weiteren MOS Leistungs schaltung 200 nach einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.

Ein Vergleich mit der ersten MOS Leistungsschaltung 100 nach Fig. 5A zeigt, daß bei der zweiten MOS Leistungsschaltung 200 anstelle des Wider standes 104 eine Diode 106 vorgesehen ist.

Nachfolgend wird der Betrieb der zweiten MOS Leistungsschaltung 200 näher beschrieben. In Übereinstimmung mit der oben definierten Glei chung (6) läßt sich die Spitzen-Drain-Spannung V_DS-P auf der Grundlage der Vorwärtsspannung V_F steuern, die zwischen der Basis und dem Emit ter des bipolaren Transistors 103 liegt, und zwar in ähnlicher Weise, wie dies zuvor mit dem Widerstandswert R_B des Widerstandes 104 durchge führt worden ist. Im Ergebnis weist somit die zweite MOS Leistungsschal tung 200 dieselben Betriebseigenschaften wie die erste MOS Leistungs schaltung 100 auf.

Die Fig. 6B zeigt eine gegenüber der zweiten MOS Leistungsschaltung 200 abgewandelte MOS Leistungsschaltung 250 auf. Bei dieser abgewan delten MOS Leistungsschaltung 250 sind zwei Dioden 106A und 106B in Reihe zueinander geschaltet, wobei die Reihenschaltung dieser Dioden zwischen der Basis des bipolaren Transistors 103 und dem Source-An schluß des MOS Transistors 102 liegt.

Bei der zweiten MOS Leistungsschaltung 200 entspricht die Vorwärtsvor spannung V_F1 einer Spannung, die dadurch erhalten wird, daß zu einer zwischen Anode und Kathode der einzigen Diode 106 angelegten Vorwärts vorspannung die Vorwärtsvorspannung zwischen Basis und Emitter des Transistors 103 hinzuaddiert wird. Da die Spitzen-Drain-Spannung V_DS-P groß wird, weist die zweite MOS Leistungsschaltung 200 eine hinrei chende Stromtreiberfähigkeit in Bezug auf den normalen Lastzustand auf.

Bei der modifizierten zweiten MOS Leistungsschaltung 250 werden zwei in Reihe geschaltete Dioden 106A und 106B anstelle der einzigen Diode 106 in der Schaltung 200 verwendet, so daß sich jetzt eine noch bessere Strom treiberfähigkeit ergibt, im Vergleich zu der genannten zweiten MOS Lei stungsschaltung 200.

Die Fig. 7 zeigt den Schaltungsaufbau einer anderen MOS Leistungs schaltung 300 nach einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Diese dritte MOS Leistungsschaltung 300 ist so konstruiert, daß der Source-Anschluß des MOS Transistors 102 direkt mit der Basis des bipolaren Transistors 103 verbunden ist, und daß ferner ein Emitter widerstand 108 mit einem Widerstandswert RE zwischen dem Emitter des bipolaren Transistors 103 und dem Source-Anschluß des MOS Leistungs transistors 101 liegt.

Die I-V-Charakteristik dieser dritten MOS Leistungsschaltung 300 ist ähnlich zu derjenigen der ersten MOS Leistungsschaltung 100 (siehe Fig. 4). Es sei darauf hingewiesen, daß der Spitzen-Drain-Strom I_D-P und die Spitzen-Drain-Spannung V_DS-P durch Variation des Widerstandswerts R_E des Emitterwiderstandes 108 gesteuert werden. Die dritte MOS Lei stungsschaltung 300 kann somit eine hinreichende Stromtreiberfähigkeit bezogen auf den normalen Lastzustand aufweisen und ist ebenfalls wirk sam geschützt gegenüber schädlichen Überströmen, und zwar bei geeigne ter Auslegung des Widerstandswerts RE dieses Emitterwiderstandes 108.

Wird keine Gate-Spannung an den Gate-Anschluß G dieser dritten MOS Leistungsschaltung 300 angelegt, werden sowohl der MOS Leistungstran sistor 101 als auch der MOS Transistor 102 ausgeschaltet. In diesem Fall existiert kein Stromweg vom Drain-Anschluß D zum Source-Anschluß S dieser dritten MOS Leistungsschaltung 300, ähnlich wie dies bei der er sten MOS Leistungsschaltung 100 der Fall war. Die Folge davon ist ein re duzierter Leistungsverbrauch im Ausschaltzustand, da der Leckstrom be trächtlich herabgesetzt wird, und zwar im Vergleich zu konventionellen MOS Leistungsschaltungen.

Die Fig. 8A zeigt den Schaltungsaufbau einer vierten MOS Leistungs schaltung 400, während die Fig. 8B den Schaltungsaufbau einer gegen über der vierten MOS Leistungsschaltung 400 modifizierten MOS Lei stungsschaltung 450 nach der Erfindung zeigt.

Wie diese Schaltungsdiagramme gemäß den Fig. 8A und 8B erkennen lassen, kann eine Vorwärtsvorspannung VF3 oder VF4 zwischen Emitter und Basis des bipolaren Transistors 103 mit gewünschter Größe angelegt werden, und zwar durch Verwendung einer einzelnen Diode 109 (Fig. 8A), oder durch Verwendung einer Serienschaltung von zwei Dioden 109A und 109B (Fig. 8B). Die einzelne Diode 109 oder die Reihenschaltung aus den Dioden 109A und 109B liegt also zwischen dem Emitter des bipolaren Transistors 103 und dem Source-Anschluß des MOS Leistungstransistors 101. Die vierte MOS Leistungsschaltung 400 und die modifizierte vierte MOS Leistungsschaltung 450 weisen somit ähnliche Eigenschaften wie die erste MOS Leistungsschaltung 100 auf, nämlich im wesentlichen diejeni ge, daß sie keinen Leckstrom haben und eine hohe Stromtreiberfähigkeit besitzen.

Die Fig. 9 zeigt den Aufbau einer anderen MOS Leistungsschaltung 500 in Übereinstimmung mit einem fünften bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Bei dieser fünften MOS Leistungsschaltung 500 kommen sowohl eine Basisdiode 106 und ein Emitterwiderstand 108 bei dem bipolaren Transistor 103 zum Einsatz. Dieses Ausführungsbei spiel entspricht also einer Kombination aus dritter MOS Leistungsschal tung 300 gemäß Fig. 7 und vierter MOS Leistungsschaltung 400 gemäß Fig. 8A. Eine Modifikation dieser fünften MOS Leistungsschaltung 500 kann dadurch erfolgen, daß die Basisdiode 106 und der Emitterwider stand 108 durch einen Basiswiderstand bzw. eine Emitterdiode (nicht im einzelnen dargestellt) ausgetauscht werden. Beim fünften Ausführungs beispiel gemäß Fig. 9 liegt die Basisdiode 106 zwischen der Basis des bi polaren Transistors 103 und dem Source-Anschluß des MOS Transistors 102, während der Emitterwiderstand 108 zwischen dem Emitter des bipo laren Transistors 103 und dem Source-Anschluß des MOS Leistungstran sistors 101 liegt. Diese fünfte MOS Leistungsschaltung 500 und deren mo difizierte Form weisen dieselben Vorteile wie die Leistungsschaltung nach dem ersten Ausführungsbeispiel auf und darüber hinaus den weiteren Vorteil eines höheren Auslegungs-Freiheitsgrades im Vergleich zu den an deren Schaltungen.

Die Fig. 10 zeigt den Schaltungsaufbau einer weiteren MOS Leistungs schaltung 600 in Übereinstimmung mit einem sechsten Ausführungsbei spiel der vorliegenden Erfindung.

Diese sechste MOS Leistungsschaltung 600 gleicht mehr oder weniger der oben beschriebenen konventionellen Leistungsschaltung gemäß Fig. 1A, wobei jedoch Unterschiede vorhanden sind, die nachfolgend beschrieben werden. Zunächst ist bei dieser Schaltung das eine Ende des Basiswider standes 614 nicht direkt mit dem Drain-Anschluß D der MOS Leistungs schaltung 600 verbunden, sondern über einen zweiten MOS Transistor 612 mit diesem Drain-Anschluß D. Der MOS Leistungstransistor 610, der erste MOS Transistor 611, der bipolare Transistor 613 und ein weiterer Wi derstand 615 sind so zusammengeschaltet, wie die entsprechenden Schal tungselemente der konventionellen MOS Leistungsschaltung gemäß Fig. 1A.

Im Vergleich zur Fig. 1A liegt jedoch abweichend zwischen dem dortigen FET 2 und dem dortigen FET 1 der FET 612, dessen Drain-Anschluß mit dem Drain-Anschluß des Elements 610 verbunden ist, und wobei der Source-Anschluß des FET′s 612 mit dem einen Ende des Widerstandes 614 verbunden ist, dessen anderes Ende am Widerstand 615 bzw. an der Basis des Transistors 613 liegt.

Liegt bei der sechsten MOS Leistungsschaltung 600 keine Gate-Vorspan nung am Gate-Anschluß G an, so ist der zweite MOS Transistor 612 ausge schaltet, was zur Folge hat, daß kein Leckstrom vom Drain-Anschluß D zum Source-Anschluß S der Schaltung 600 fließt. Dadurch läßt sich der Leistungsverbrauch der Schaltung 600 gegenüber der konventionellen MOS Leistungsschaltung erheblich verringern, und zwar infolge des stark reduzierten Leckstroms im Ausschaltzustand.

Wie zuvor im einzelnen beschrieben wurde, weisen die MOS Leistungs schaltungen nach der vorliegenden Erfindung eine Strom- Spannungscha rakteristik auf, die teilweise ein negatives Widerstandsverhalten besitzt.

Darüber hinaus befinden sich in allen Signalwegen vom Drain-Anschluß zum Source-Anschluß MOS Transistoren, was weitere Vorteile mit sich bringt. Zunächst weisen dadurch die MOS Leistungsschaltungen eine ver besserte Stromtreiberfähigkeit bezogen auf den normalen Lastzustand auf, während sich andererseits dadurch die Drain-Ströme bei einem ab normalen Lastzustand erheblich reduzieren lassen, beispielsweise bei kurzgeschlossener Last. Die MOS Leistungsschaltungen lassen sich somit kontinuierlich innerhalb des normalen Betriebsbereichs betreiben, und zwar selbst dann, wenn ein Lastkurzschluß vorliegt. Sind die MOS Lei stungsschaltungen ausgeschaltet, so weisen sie darüber hinaus infolge des erheblich reduzierten Leckstroms eine wesentlich verminderte Lei stungsaufnahme auf.

Claims

1. MOS Leistungsschaltung mit Lastkurzschlußschutz, die einen MOS Leistungstransistor (101; 610), dessen Drain mit einem Drain-Anschluß (D), dessen Source mit einem Source-Anschluß (S) und dessen Gate mit ei nem Gate-Anschluß (G) verbunden sind, einen MOS Transistor (102; 612), dessen Drain mit dem Drain des MOS Leistungstransistors (101; 610) und dessen Gate mit dem Gate-Anschluß (G) verbunden ist, und einen bipola ren Transistor (103; 613) enthält, dessen Kollektor mit dem Gate-An schluß (G), dessen Emitter mit dem Source-Anschluß (S) und dessen Basis mit dem Source-Bereich des MOS Transistors (102; 612) verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, daß sich in dem zwischen dem Source-Bereich des MOS Transistors (102; 612) und dem Source-Anschluß (S) liegenden Basis-Emitter-Zweig des bipolaren Transistors (103; 613) eine Strombe grenzungseinrichtung befindet, die nicht nach dem Stromspiegel prinzip arbeitet.

2. MOS Leistungsschaltung (100) nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß die Strombegrenzungseinrichtung durch einen Widerstand (104) zwischen dem Source-Bereich des MOS Transistors (102) der Basis des bipolaren Transistors (103) mit einem Widerstandswert (R_B) gebildet ist, wobei der MOS Transistor einen hinreichend kleinen Einschaltwiderstand im Vergleich zum Widerstandswert (R_B) aufweist. (Fig. 5)

3. MOS Leistungsschaltung (100) nach Anspruch 2, dadurch gekenn zeichnet, daß der Widerstandswert (R_B) des Widerstands (104) im Bereich von etwa 100 Ohm bis etwa 1 Kilo-Ohm liegt.

4. MOS Leistungsschaltung (200, 250) nach Anspruch 1, dadurch ge kennzeichnet, daß die Strombegrenzungseinrichtung ein Vorwärtsvor spannungs-Steuerelement (106; 106A, 106B) zwischen dem Source-Be reich des MOS Transistors (102) und der Basis des bipolaren Transistors (103) ist, um eine Vorwärtsvorspannung (VF1, VK2) zu steuern, die zwi schen Basis und Emitter des bipolaren Transistors (103) anliegt.

5. MOS Leistungsschaltung (200, 250) nach Anspruch 4, dadurch ge kennzeichnet, daß das Vorwärtsvorspannungs-Steuerelement entweder durch eine einzelne Diode (106) (Fig. 6A) oder durch eine Reihenschaltung von Dioden (Fig. 6B) (106A, 106B) gebildet ist.

6. MOS Leistungsschaltung (300) nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß die Strombegrenzungseinrichtung ein Widerstand (108) zwischen dem Emitter des bipolaren Transistors (103) und dem Source- Anschluß (S) ist, um sowohl einen Spitzen-Drain-Strom (I_D-P) der MOS Lei stungsschaltung (300) als auch ihre Spitzen-Drain-Spannung (V_DS-P) zu steuern. (Fig. 7)

7. MOS Leistungsschaltung (400, 450) nach Anspruch 1, dadurch ge kennzeichnet, daß die Strombegrenzungseinrichtung ein Vorwärtsvor spannungs-Steuerelement (109; 109A, 109B) zwischen dem Emitter des bipolaren Transistors (103) und dem Source-Anschluß (S) ist, um eine Vorwärtsvorspannung (V_F3, V_F4), die zwischen Basis und Emitter des bi polaren Transistors (103) anliegt, zu steuern.

8. MOS Leistungsschaltung (400, 450) nach Anspruch 7, dadurch ge kennzeichnet, daß das Vorwärtsvorspannungs-Steuerelement durch ei ne einzelne Diode (109) (Fig. 8A) oder durch eine Reihenschaltung von Dioden (109A, 109B) (Fig. 8B) gebildet ist.

9. MOS Leistungsschaltung (500) nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß die Strombegrenzungseinrichtung aus einer Diode (106) zwischen dem Source-Bereich des MOS Transistors (102) und der Basis des bipolaren Transistors (103) und einem Widerstand (108) zwischen dem Emitter des bipolaren Transistors (103) und dem Source-Anschluß (S) be steht. (Fig. 9)

10. MOS Leistungsschaltung (500) nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß die Strombegrenzungseinrichtung aus einem Widerstand (108) zwischen dem Source-Bereich des MOS Transistors (102) und der Basis des bipolaren Transistors (103) und einer Diode (106) zwischen dem Emitter des bipolaren Transistors (103) und dem Source-Anschluß (S) be steht.

11. MOS Leistungsschaltung (600) nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß die Strombegrenzungseinrichtung aus einem ersten Wider stand (614) zwischen dem Source-Bereich des MOS-Transistors (612) und der Basis des bipolaren Transistors (613), und zusätzlich aus einem MOS Transistor (611), dessen Drain mit dem Drain des MOS Leistungstran sistors (610), dessen Gate mit dem Gate-Anschluß (G) und dessen Source mit der Basis des bipolaren Transistors (613) verbunden ist, sowie aus ei nem zweiten Widerstand (615) zwischen der Basis und dem Emitter des bi polaren Transistors (613) besteht. (Fig. 10)

12. MOS Leistungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, da durch gekennzeichnet, daß der MOS Leistungstransistor (101; 610) ein Leistungs-MOSFET oder ein IGBT (bipolarer Transistor mit isoliertem Ga te), der MOS Transistor (102; 612) durch einen vertikalen MOSFET, einen lateralen MOSFET, einen vertikalen IGBT, einen lateralen IGBT oder durch einen MOSFET vom TFT-Typ (Dünnfilmtransistor) gebildet, und der bipolare Transistor (103; 613) ein bipolarer Dünnfilmtransistor ist.