DE4240210C2 - Steuervorrichtung zur feldorientierten Steuerung eines Asynchronmotors - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Steuervorrichtung zur feldorientierten Steuerung eines Asynchronmotors, die sich einer neuralen Netzwerk- Modellschaltung bedient, die in der Lage ist, Änderungen des Läuferwiderstandes oder der Gegeninduktivität des Asynchronmotors automatisch auszugleichen.

Bei herkömmlichen Anwendungen wird ein Vektorsteuerungssystem häufig als ein Antriebssystem mit variabler Drehzahl für einen Asynchronmotor (Induktionsmotor) verwendet. Das Vektorsteuerungssystem ist so konzipiert, daß es mit einem Induktionsmotor in der gleichen Weise wie mit einem Gleichstrommotor verfährt. Das System zerlegt die Läuferseite in eine Drehmomentachsenkomponente und in eine Magnetflußachsenkomponente und steuert die einzelnen axialen Komponenten.

Das Vektorsteuerungssystem ist eingeteilt in einen Magnetfeldorientierungstyp (direkte Feldorientierung), bei dem der Läufermagnetfluß als eine Vektorgröße zur Steuerung des Primärstroms herangezogen wird, und einen Schlupffrequenztyp (indirekte Feldorientierung), bei dem der Magnetflußvektor durch arithmetische Operationen aus Parametern des Induktionsmotors gewonnen wird.

Die Fig. 9 zeigt die Funktionsblöcke einer Vektorsteuerungsvorrichtung des Schlupffrequenztyps, in der das Bezugszeichen 2 einen zu steuernden Induktionsmotor kennzeichnet.

Bei dieser Vektorsteuerungsvorrichtung wird ein extern ausgegebener Läufermagnetfluß-Sollwert Φ2* in eine Erregerstrom-Berechnungseinheit 1 und eine Schlupffrequenz-Berechnungseinheit 5 eingegeben, während ein auf ähnliche Weise extern ausgegebener Drehzahlsollwert ωr* in einen Komparator C1 eingegeben wird. Die Dreiphasenströme ia, ib und ic des Induktionsmotors 2 werden durch die Stromdetektoren CT1 bis CT3 erfaßt, und eine Drehzahl ωr des Induktionsmotors 2 wird durch einen Drehzahldetektor 3 erfaßt.

Die Erregerstrom-Berechnungseinheit 1 berechnet aus dem Läufermagnetfluß-Sollwert (Befehlswert) Φ2* auf Basis der nachstehenden Gleichung (2) einen Erregerstrom-Sollwert (Befehlswert) id* und liefert den erhaltenen id*-Wert an einen Komparator C2:

id* = Φ2*/M + [L2/(M · R2)] · dΦ2*/dt (1)

wobei M die Gegeninduktivität des Induktionsmotors 2, L2 die Läuferinduktivität des Induktionsmotors 2 und R2 den Läufer­ widerstand des Induktionsmotors 2 bezeichnen.

Der Komparator C1 berechnet die Abweichung zwischen dem Drehzahl-Sollwert (Befehlswert) ωr* und der Drehzahl ωr und liefert die erhaltene Abweichung an einen Regler 4. Der Regler (Steuerausgleichsschaltung) 4 verstärkt die Abweichung und liefert das Ergebnis als einen Drehmomentstrom-Sollwert (Befehls­ wert) iq* an eine Schlupffrequenz-Berechnungseinheit 5 und einen Komparator C3.

Die Schlupffrequenz-Berechnungseinheit 5 berechnet aus dem Drehmomentstrom-Befehlswert iq* auf Basis der nachste­ henden Gleichung (2) einen Schlupffrequenz-Sollwert (Befehlswert) ωs* und liefert den erhaltenen ωs*-Wert an einen Addierer 6:

ωs* = (M · R2/L2) · iq*/Φ2* (2)

Der Addierer 6 addiert den Schlupffrequenz-Befehlswert ωs* und die durch den Drehzahldetektor 3 erfaßte Drehzahl ωr, um die Ständerfrequenz (primäre Winkelfrequenz) ωe zu erhalten und liefert die erhaltene primäre Winkelfrequenz ωe an eine Integra­ tionsschaltung 7. Die Integrationsschaltung 7 berechnet durch Integration der primären Winkelfrequenz ωe einen Phasenwinkel θ und übergibt den Phasenwinkel θ an einen ROM 8.

Der ROM 8, das eine Speicherliste darstellt, generiert als Reaktion auf den Eingangsphasenwinkel θ Zweiphasen- Einheitssinussignale sin θ und cos θ und liefert diese Ein­ heitssinussignale sin θ und cos θ an Koordinatentransfor­ mationsschaltungen bzw. -wandler 9 und 10.

Die Koordinatentransformationsschaltung 9 transformiert die von den Stromdetektoren CT1, CT2 bzw. CT3 erfaßten Drei­ phasenströme ia, ib und ic auf der Basis der nachstehenden Gleichungen (3) und (4) in einen Erregerstrom (Längsstrom) id und in einen Drehmomentstrom (Querstrom) iq eines dq- Koordinatensystems (feldorientiertes Reglerkoordinatensystem):

id = cos θ · iα - sin θ · iβ (3)

id = sin θ · iα - cos θ · iβ (4)

Dabei gelten:

Andererseits vergleicht der Komparator C2 den Erregerstrom- Befehlswert id* mit dem erfaßten Erregerstromwert id, um eine Abweichung εd = id*-id zu erhalten. Ein Regler (Steueraus­ gleichsschaltung) 11 verstärkt die Abweichung εd = id*-id und liefert einen verstärkten Ausgang ed* an die Koordina­ tentransformationsschaltung 10. Der Ausgang ed* dient als die Längskomponente (d-Achse) eines Spannungsbefehlswertes. Analog vergleicht der Komparator C3 den Drehmomentstrom- Befehlswert iq* mit dem Drehmomentstrom iq als die Quer­ komponente, um die Abweichung εq = iq*-iq zu erhalten. Eine Steuerausgleichsschaltung 12 verstärkt die Abweichung εq=iq*-iq und liefert den verstärkten Ausgang eq* an die Koordinatentransformationsschaltung 10. Dieser Ausgang eq* dient als die Querkomponente (q-Achse) des Spannungsbefehls­ wertes.

Die Koordinatentransformationsschaltung 10 transformiert auf Basis der nachstehenden Gleichungen (5), (6) und (7) die Spannungsbefehlswerte ed* und eq* der d- und q-Achsen bzw. der Längs- und Querspannungen in die Dreiphasenspannungs- Befehlswerte ea*, eb* und ec*:

dabei gelten

eα* = cos θ · ed* + sin θ · eq*

eβ* = -sin θ · ed* + cos θ · eq*

Ein Wechselrichter (Leistungskonverter) 13 zur Ausgabe einer dreiphasigen Wechselstromleistung mit variabler Spannung und variabler Frequenz an den Induktionsmotor 2 wird beispielsweise aus einem Pulswechselrichter (Impulsbreitenmodulations-Steuerumrichter) gebildet. Der Leistungskonverter 13 erzeugt Spannungen, die sich proportional zu den Dreiphasenspan­ nungs-Befehlswerten ea*, eb* und ec* verhalten, die von der Koordinatentransformationsschaltung 10 eingespeist sind, und steuert die Ankerströme ia, ib und ic des Induktionsmotors 2.

Die herkömmliche Vektorsteuerungsvorrichtung des Schlupffre­ quenztyps für einen Induktionsmotor mit dem obenbeschrie­ benen Aufbau führt die Steuerung in der Weise aus, daß der erfaßte Erregerstromwert id und der erfaßte Drehmomentstrom­ wert iq den jeweiligen Befehlswerten nachgeführt werden, wodurch sich Kennwerte entsprechend denjenigen eines Gleich­ strommotors ergeben.

Die obenbeschriebene herkömmliche Vektorsteuerungsvorrich­ tung hat jedoch einen Nachteil, da die Arbeitsgenauigkeiten der Erregerstrom-Berechnungseinheit 1 und der Schlupf­ frequenz-Berechnungseinheit 5 abnehmen, wenn die Konstanten (M, R2 und L2) fehlerbehaftet sind, wodurch sich wiederum die Leistungskennwerte des Induktionsmotors verschlechtern.

Die Konstanten (M, R2 und L2) des Induktionsmotors 2 hängen vom Typ oder der Nennleistung des Induktionsmotors ab, so daß es schwierig ist, ihre korrekten Werte zu erfassen. Obwohl arithmetische Operationen normalerweise anhand von Auslegungswerten ausgeführt werden, ist nicht sicherge­ stellt, ob die Auslegungswerte der Konstanten mit ihren tatsächlichen Werten genau übereinstimmen. Es ist deshalb zu bezweifeln, daß eine präzise Vektorsteuerung verwirklicht ist.

In der Praxis verhält es sich so, daß ein Ingenieur einen Testbetrieb durchführt und die Konstanten (M, R2 und L2) auf Werte einstellt, die als optimal gelten, während gleich­ zeitig die stationären Kennwerte gemessen werden. Diese Einstellung ist zeit- und kostenintensiv und kann für einen Mustermotor stellvertretend für eine große Anzahl von Induktionsmotoren nur grob vorgenommen werden.

Der Läuferwiderstand R2 des Induktionsmotors ändert sich mit der Temperaturänderung des Läufers, und die Gegeninduktivi­ tät M oder die Läuferinduktivität L2 des Induktionsmotors ändert sich mit der Sättigung des Kerns. Aus diesem Grund besteht selbst bei anfänglich korrekt eingestellten Werten die Möglichkeit, daß der Winkel zwischen den Vektoren des Magnetflusses Φ2 und des Drehmomentstroms iq aufgrund der sich während des Betriebs ändernden Konstanten nicht länger rechtwinklig bleibt, wodurch das erzeugte Drehmoment des Induktionsmotor abnimmt.

Aus Garces: "Parameter Adaption for . . .", in: IEEE-Transactions on Industry Applications, Vol. J. I-16, Heft 2, Seiten 173-178, ist eine Schaltungsanordnung bekannt, bei der die Zeitkonstante des Läufers eines Elektromotors im Betriebszustand angepaßt wird und bei der diese Zeitkonstante zur Vektorsteuerung des Magnetfeldes herangezogen wird. Vorteilhaft an dieser Schaltungsanordnung ist, daß die Eigenschaften des Motors selbst bei einem Temperaturanstieg während dessen Betrieb sich nicht verschlechtern und daß ein integrierendes Anpaßverhalten und andere Parameteradaptionen vorgenommen werden, so daß z. B. bei kurzzeitigen Drehzahleinbrüchen keine entsprechend rasche (falsche) Anpassung erfolgt.

Weiterhin ist aus Weimann: "Maschinenparameter-Einstellung . . .", in: Elin-Zeitschr. 1991, Heft 3/4, Seiten 72-84 eine Schaltungsanordnung bekannt, bei welcher Parameter, beispielsweise der Läuferwiderstand, so verändert werden, daß diese an Schwankungen während des Betriebs angepaßt sind.

Die Anpassung der Parameter in einem Modell zur feldorientierten Steuerung von Asynchronmotoren durch Abgleich von unterschiedlich berechneten Systemvariablen ist z. B. auch aus Acarnley, Atkinson: "Induction Motor Parameter Estimation . . .", in EPE Conference Proceedings, Firenze, 1991, Band 3, Seiten 326-330, bekannt.

Schließlich ist aus Weidauer, Dittrich: "A new Adaption Method . . .", in EPE Conference Proceedings, Firenze, 1991, Band 2, Seiten 151-155, der Einsatz von Parameterschätzverfahren nach der Methode der kleinsten Quadrate bekannt.

Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Steuervorrichtung zur feldorientierten Steuerung eines Asynchronmotors zu schaffen, bei der unabhängig von der Antriebsgeschwindigkeit eine genaue Einstellung von Läuferfluß und drehmomentbildender Stromkomponente auf einfache Weise durchführbar ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Steuervorrichtung mit den Merkmalen des Patentanspruches 1 bzw. 3 gelöst.

Eine vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung ergibt sich aus dem Patentanspruch 2.

Die Vektorsteuerung des Asynchronmotors erfolgt durch Nutzung der Lernfunktion der Modellschaltung. Damit wird die Einstellung der in der Vektorsteuerung verwendeten Motorkonstanten überflüssig. Selbst dann, wenn sich die Motorkonstanten während des Betriebs ändern, kann die Vorrichtung die Motorkonstanten automatisch einstellen, um die Änderungen nachzuvollziehen.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockdiagramm einer Steuervorrichtung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 ein Blockdiagramm, das die Einzelheiten einer Steuerung darstellt, die in der Vorrichtung gemäß Fig. 1 integriert ist;

Fig. 3 ein Blockdiagramm, das die erste Modifikation der Modellschaltung darstellt, die bei der Vorrichtung gemäß Fig. 1 angewandt ist;

Fig. 4 eine Ansicht des Simulationsergebnisses der in der Fig. 3 dargestellten Modellschaltung;

Fig. 5 ein Blockdiagramm, das die zweite Modifikation einer Modellschaltung darstellt, die bei der Vorrich­ tung gemäß Fig. 1 angewandt ist;

Fig. 6 eine Ansicht des Simulationsergebnisses der in der Fig. 5 dargestellten Modellschaltung;

Fig. 7 ein Blockdiagramm, das die dritte Modifikation einer Modellschaltung darstellt, die bei der Vorrich­ tung gemäß Fig. 1 angewandt ist;

Fig. 8 ein Blockdiagramm, das die vierte Modifikation einer Modellschaltung darstellt, die bei der Vorrich­ tung gemäß Fig. 1 angewandt ist; und

Fig. 9 ein Funktionsblockdiagramm, das eine vorhan­ dene, herkömmliche Vektorsteuerungsvorrichtung für einen Induktionsmotor darstellt.

Im folgenden wird anhand der beiliegenden Zeichnungen eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung be­ schrieben.

Die Fig. 1 zeigt die Funktionsblöcke einer Steuer­ vorrichtung des Schlupffrequenztyps gemäß einer Ausführungs­ form der vorliegenden Erfindung, in der zur Kennzeichnung gleicher Teile die gleichen Bezugszeichen wie in der Fig. 9 verwendet sind.

Die Steuervorrichtung dieses Ausführungsbeispiels umfaßt Stromdetektoren CT1 bis CT3 zur Erfassung von Dreiphasen-Eingangsströmen in einen Induktionsmotor 2, Spannungsdetektoren PT1 bis PT3 zur Erfassung der am Induktionsmotor 2 anliegenden Dreiphasen-Eingangsspannungen, eine Steuernetz-Verarbeitungseinheit 20 zur Ermittlung eines Erregerstrom-Befehlswertes id* und eines Schlupffrequenz- Befehlswertes ωs*, eine Magnetflußrecheneinheit 21 zur Berechnung des Läufermagnetflusses und des Drehmomentstroms des Induktionsmotors 2, und eine Vektorsteuerungseinheit zur Antriebssteuerung des Induktionsmotors.

Die Vektorsteuerungseinheit ist aufgebaut aus Komparatoren C1 bis C3, Reglern (Steuerausgleichsschaltungen) 4, 11 und 12, einem Addierer 6, einer Integrationsschaltung 7, einem ROM 8, Koordinatentransformationsschaltungen bzw. -wandlern 9 und 10 sowie einem Leistungskonverter 13. Diese Hauptelemente haben die glei­ chen Funktionen wie die entsprechenden Hauptelemente der in der Fig. 9 dargestellten Vektorsteuerungsvorrichtung und sind auf die gleiche Weise wie die entsprechenden Teile der in der Fig. 9 gezeigten Vektorsteuerungsvorrichtung mit­ einander verbunden.

Die Fig. 2 zeigt die Einzelheiten der Steuernetz-Verarbei­ tungseinheit 20. Die Steuernetz-Verarbeitungseinheit 20 führt in äquivalenter Weise die Funktionen der Erregerstrom- Berechnungseinheit 1 sowie der Schlupffrequenz-Berechnungs­ einheit 5 der in der Fig. 9 dargestellten Vorrichtung aus.

Die Steuernetz-Verarbeitungseinheit 20 verfügt über eine Netzwerk- Modellschaltung 22, Eingangsschalter SW1 und SW2, Aus­ gangsschalter SW3 und SW4 und eine Rückkopplungs- bzw. Anpaßschaltung 23.

Der Eingangsschalter SW1 liefert selektiv einen extern ausgegebenen Läufermagnetfluß-Befehlswert Φ2* und einen Eingangs-Läufermagnetflußwert Φ2c, die von der Magnetfluß- recheneinheit 21 berechnet sind, an die Modell­ schaltung 22.

Die Modellschaltung 22 besteht aus den ersten bis fünften Informationsübertragungspfaden T1 bis T5, einem Verzögerungselement 24 zur Lieferung eines Eingangssignals vom Schalter SW1 an den dritten Informationsübertragungspfad T3 mit einer vorgegebenen Verzögerung, einem ersten Addierer 25 und einem zweiten Addierer 26.

Der erste Informationsübertragungspfad T1 verfügt über eine Koeffizienteneinheit P1 zur Multiplikation eines Eingangs­ signals X1 mit einem Gewichtungsfaktor bzw. kurz einer Gewichtung W11. Analog verfügen die zweiten bis fünften Informationsübertragungspfade T2 bis T5 über die Koeffizienteneinheiten P2 bis P5 zur Multiplikation der Eingangssignale X2 und X3 mit den Gewichtungen W12, W21, W31 bzw. W32.

Der erste Addierer 25 addiert die Ausgänge des ersten, dritten und vierten Informationsübertragungspfades T1, T3 und T4, während der zweite Addierer 26 die Ausgänge des zweiten und fünften Informationsübertragungspfades addiert.

Die Anpaßschaltung 23 empfängt über den Ausgangs­ schalter SW3 selektiv den Ausgang des ersten Addierers 25 und über den Ausgangsschalter SW4 den Ausgang des zweiten Addierers 26.

Die Schalter SW1 bis SW4 sind in einem ersten Zeitpunkt nach einer Seite "A" und in einem zweiten Zeitpunkt nach einer Seite "B" geschlossen. Wenn die Schalter nach der Seite "A" geschlossen sind, speichert die Anpaßschaltung 23 das Eingangssignal vom ersten Addierer 25 als U1 und das Eingangssignal vom zweiten Addierer 26 als U2. Wenn die Schalter nach der Seite "B" geschlossen sind, speichert die Anpaßschaltung 23 das Eingangssignal vom ersten Addierer 25 als V1 und das Eingangssignal vom zweiten Addie­ rer 26 als V2. Die Anpaßschaltung 23 generiert an­ hand der Differenzen zwischen (U1, U2) und (V1, V2) die Gewichtungskorrekturwerte ΔW11, ΔW12, ΔW21, ΔW31 und ΔW32, mit denen die Gewichtungen der Steuernetzschaltung berichtigt werden.

Es ist zu beachten, daß dann, wenn die Ausgangsschalter SW3 und SW4 nach der Seite "A" geschlossen sind, der Ausgang des ersten Addierers 25 zusätzlich zur Anpaßschaltung 23 als Erregerstrom-Befehlswert id* an den Komparator C2 gelegt wird, und der Ausgang des zweiten Addierers 26 zusätzlich zur Anpaßschaltung 23 als Schlupffrequenz-Befehlswert ωs* an den Addierer 6 der Vektorsteuerungseinheit gelegt wird.

Diese Ausführungsform mit dem obenbeschriebenen Aufbau ver­ wendet den Läufermagnetfluß-Befehlswert Φ2* und den Dreh­ momentstrom-Befehlswert iq* als Eingangssignale für die Modellschaltung 22. Der Läufermagnetfluß-Befehlswert Φ2* wird über den Schalter SW1 in die Modellschaltung 22 eingegeben.

Der Ausgang einer Drehzahlsteuerschaltung, die aus dem Komparator C1 und der Steuerausgleichsschaltung 4 gebildet wird, dient im allgemeinen als Drehmomentstrom-Befehlswert iq*. Zu diesem Zweck vergleicht der Komparator C1 eine vom Drehzahldetektor 3 erfaßte Drehzahl ωr mit einem Dreh­ zahlbefehlswert ωr* und ermittelt eine Abweichung εr=ωr*-ωr. Die Steuerausgleichsschaltung 4 verstärkt die Abweichung εr=ωr*-ωr und liefert als Resultat den Drehmomentstrom-Befehlswert iq* über den Schalter SW2 an die Modellschaltung 22.

Die vom Leistungskonverter 13 an den Induktionsmotor 2 ge­ lieferten Ströme ia, ib und ic sowie Spannungen va, vb und vc werden von den Stromdetektoren CT1 bis CT3 bzw. von den Spannungsdetektoren PT1 bis PT3 erfaßt. Die erfaßten Werte werden in die Magnetflußrecheneinheit 21 eingegeben. Die Magnetflußrecheneinheit 21 berechnet anhand der Ströme ia bis ic den Läufermagnetfluß Φ2c sowie den Dreh­ momentstrom iqc des Induktionsmotors 2.

Die Magnetflußrecheneinheit 21 nimmt auf Basis der nachstehenden Gleichungen (8) bis (11) eine Koordinaten­ transformation der erfaßten Spannungen und Ströme mit den drei Phasen (Phasen a, b und c) in Spannungen und Ströme mit den zwei Phasen (Phasen α und β) vor:

iα = k · (ia - ib/2 - ic/2) (8)

iβ = k′ · (ib - ic) (9)

und

eα = k · (ea - eb/2 - ec/2) (10)

eβ = k′ · (eb - ec) (11)

wobei

Die Läufermagnetflüsse Φ2α und Φ2β dieses αβ-Koordinaten­ systems können mittels der arithmetischen Operationen gemäß den nachstehenden Gleichungen (12) und (13) ermittelt werden:

Φ2α = (L2/M) ∫ (eα - R1 · iα) dt - σ · L1 · (L2/M) · iα (12)

Φ2β = (L2/M) ∫ (eβ - R1 · iβ) dt - σ · L1 · (L2/M) · iβ (13)

Dabei ist R1 der Ständerwiderstand (Primärwiderstand), R2 der Läuferwiderstand, L1 die Ständerinduktivität (Primärinduktivität), L2 die Läuferinduktivität, M die Gegeninduktivität und σ=1-M²/(L1·L2) der Streukoeffi­ zient.

Zur Transformation der Läufermagnetflüsse Φ2α und Φ2β des αβ-Koordinatensystems in diejenigen eines dq-Koordinaten­ systems werden Berechnungen mittels der folgenden Gleichun­ gen durchgeführt:

dabei ist Φ2d der berechnete Wert Φ2c des Läufermagnetflus­ ses.

Die Stromwerte idc und iqc des dq-Koordinatensystems errech­ nen sich aus den nachstehenden Gleichungen (20) und (21), wobei für cos ψ und sin ψ obige Ausdrücke zu verwenden sind:

idc = cos ψ · iα + sin ψ · iβ (20)

iqc = -sin ψ · iα + cos ψ · iβ (21)

dabei ist iqc der berechnete Drehmomentstromwert.

Es ist zu beachten, daß die Magnetflußrecheneinheit 21 entweder hardware- oder softwaremäßig aufgebaut sein kann. Die Verwirklichung der Magnetflußrecheneinheit 21, deren Aufgabe die Ermittlung des rechnerischen Läufermagnet­ flußwertes Φ2c und des rechnerischen Drehmomentstromwertes iqc gemäß den obigen Gleichungen (8) bis (21) ist, stellt für den Fachmann kein Problem dar.

Der rechnerische Läufermagnetflußwert Φ2c und der rechneri­ sche Drehmomentstromwert iqc werden an den anderen Eingang der Modellschaltung 22 angelegt.

Die Steuernetzverarbeitungseinheit 20 vollzieht die nachste­ hende Lernoperation, um einen optimalen Erregerstrom- Befehlswert sowie einen optimalen Schlupffrequenz-Befehls­ wert ermitteln zu können.

Die Schalter SW1 bis SW4 werden abwechselnd nach den Seiten "A" und "B" für jede Abtastzeit Δt geschlossen. Die Anpaßschaltung 23 bewirkt einen Lernprozeß für die Gewichtungen W der Informationsübertragungspfade T1 bis T5 der Modellschaltung 22, indem die Eingangssignale U1 und U2 der Ausgangsschalter SW3 und SW4 verwendet werden, wenn die Schalter nach der Seite "A" geschlossen sind und deren Eingangssignale V1 und V2, wenn die Schalter zur Seite "B" geschlossen sind.

Dieser Lernprozeß wird im folgenden detailliert beschrieben.

In einem ersten Zeitpunkt sind die Schalter SW1 bis SW4 zur Seite "A" geschlossen, um die Modellschaltung 22 mit den richtigen Gewichtungen W11 bis W32 zu besetzen. Der Läufer­ magnetfluß-Steuerwert Φ2* und der Drehmomentstrom-Befehls­ wert iq* werden in die Modellschaltung 22 eingespeist, um die Schaltung zu veranlassen, den Erregerstrom-Befehls­ wert id* und den Schlupffrequenz-Befehlswert ωs* auszu­ geben.

Innerhalb der Modellschaltung 22 geben der erste und der zweite Addierer 25 und 26 den Erregerstrom-Befehlswert id* und den Schlupffrequenz-Befehlswert entsprechend den nach­ stehenden Gleichungen (22) und (23) aus:

id* = X1 · W11 + X2 · W21 + X3 · W31 (22)

ωs* = X1 · W12 + X3 · W32 (23)

Der von der Modellschaltung 22 abgesetzte Erregerstrom- Befehlswert id* sowie der Schlupffrequenz-Befehlswert ωs* werden in die obenbeschriebene Vektorsteuerungseinheit ein­ gespeist, wodurch die Vektorsteuerung des Induktionsmotors 2 erfolgt. In diesem Zusammenhang wird auf die detaillierte Beschreibung der Vektorsteuerungseinheit weiter oben ver­ wiesen, so daß hier auf eine erneute Beschreibung verzichtet wird.

Die Spannungen va, vb und vc sowie die Ströme ia, ib und ic, die sich bei Betrieb unter dieser Bedingung werden in die Magnetflußrecheneinheit 21 eingespeist, wodurch der Läufermagnetfluß Φ2c und der Drehmomentstrom iqc des Induk­ tionsmotors 2 gemäß dem obenbeschriebenen Verfahren berech­ net werden. Die Anpaßschaltung 23 speichert die obigen id*- und ωs*-Werte als U1 bzw. U2 ab.

Im zweiten Zeitpunkt sind die Schalter SW1 bis SW4 zur Seite "B" geschlossen, um den rechnerischen Läufermagnetflußwert Φ2c und den rechnerischen Drehmomentstromwert iqc in die Modellschaltung 22 einzugeben. Die Modellschaltung 22 berechnet auf Basis des rechnerischen Läufermagnetfluß­ wertes Φ2c sowie des rechnerischen Drehmomentstromwertes iqc einen Erregerstrom-Befehlswert id*′ und einen Schlupf­ frequenz-Befehlswert ωs*′. Die Anpaßschaltung 23 speichert diese id*′- und ωs*′-Werte als V1 bzw. V2.

Die Anpaßschaltung 23 ändert die Gewichtungen des Steuernetzes gemäß den Differenzen zwischen den Strom­ befehlswerten id*′ sowie ωs*′ und den zuvor berechneten Befehlswerten id* bzw. ωs*, wobei der Lernprozeß wiederholt abgewickelt wird, bis die Differenzen schließlich Null werden.

Dies bedeutet, daß unter der Annahme, die Differenzen δ1 und δ2 entsprechen den folgenden Gleichungen,

δ1 = U1-V1 = id*-id*′
δ2 = U2-V2 = ωs*-ωs*′

die Anpaßschaltung 23 die Korrekturbeträge ΔW11 bis ΔW32 der Gewichtungen W11, W12, W21, W31 und W32 wie folgt errechnet:

ΔW11 = K1·δ1·X1,
ΔW12 = K2·δ2·X1,
ΔW21 = K1·δ1·X2,
ΔW31 = K1·δ1·X3,
ΔW32 = K2·δ2·X3

Dabei sind:

K1 und K2 die Verstärkungsfaktoren,
X1 = Φ2c(n): Φ2c aktuell abgetasteter Wert,
X2 = Φ2c(n-1): Φ2c im vorhergehenden Schritt abgetasteter Wert,
X3 = iqc(n): iqc aktuell abgetasteter Wert.

Es ist zu beachten, daß die Anpaßschaltung 23, deren Aufgabe wie oben beschrieben die Berechnung der Korrektur­ beträge ΔW ist, entweder hardware- oder softwaremäßig auf­ gebaut sein kann und anhand der obigen Gleichungen von einem Fachmann problemlos verwirklicht werden kann. Die Schalter SW1 bis SW können ebenfalls entweder hardware- oder soft­ waremäßig ausgeführt sein.

Die Gewichtungen W11 bis W32 der Informationsübertragungs­ pfade P1 bis P5 der Modellschaltung 22 werden wie folgt berichtigt:

W11(k+1) = W11(k) + ΔW11,
W12(k+1) = W12(k) + ΔW12,
W21(k+1) = W21(k) + ΔW21,
W31(k+1) = W31(k) + ΔW31,
W32(k+1) = W32(k) + ΔW32.

Wenn beispielsweise δ1 für id*<id*′ positiv wird, so nehmen die Gewichtungen W11, W21 und W31 zu, wodurch der in einer tatsächlichen Anlage verwendete Erregerstrom-Befehls­ wert id* höher wird. Als Ergebnis erfolgt ein Lernprozeß, um die Bedingung id*=id*′ zu erfüllen.

Wenn δ2 für ωs*<ωs*′ positiv wird, so nehmen die Kopp­ lungskoeffizienten W12 und W32 zu, wodurch die in einer tatsächlichen Anlage verwendete Schlupffrequenz ωs* höher wird. Als Ergebnis erfolgt ein Lernprozeß, um die Bedingung ωs*=ωs*′ zu erfüllen.

Schließlich ist mit der Erfüllung der Bedingungen Φ2*=Φ2c, iq*=iqc, id*=id*′ und ωs*=ωs*′ die Operation abge­ schlossen. Wenn in diesem Fall der Läufermagnetflußwert Φ2c und der Drehmomentstromwert iqc, die von der Magnetfluß­ recheneinheit 21 berechnet werden, hinreichend genaue Werte aufweisen, kann davon ausgegangen werden, daß der Erregerstrom-Befehlswert id* und der Schlupfrequenz-Befehls­ wert ωs*, die vom Steuernetz berechnet werden, ebenfalls ausreichend genaue Werte haben. Damit ist es möglich, einen vektorgesteuerten Induktionsmotor mit einem Gleichstrommotor gleichwertigen Leistungskennwerten zu verwirklichen.

Im allgemeinen nehmen die Genauigkeiten des rechnerischen Läufermagnetflußwertes Φ2c sowie des rechnerischen Dreh­ momentstromwertes iqc bei niedriger Drehzahl des Induk­ tionsmotors 2 ab. Aus diesem Grund erfolgt der obenbe­ schriebene Lernprozeß des Steuernetzes bei hoher Drehzahl und wird vorübergehend unterbrochen, wenn die Drehzahl niedrig ist.

Gemäß dem Ausführungsbeispiel werden selbst bei einer Änderung des Läuferwiderstandes R2 aufgrund des betriebs­ bedingten Temperaturanstiegs des Läufers die Gewichtungen des Steuernetzes entsprechend der Änderung aktualisiert. Aus diesem Grund kann die Vektorsteuerung des Induktionsmotors 2 ständig unter optimaler Bedingung erfolgen. Dies gilt analog für den Fall, in dem sich die Gegeninduktivität ändert, da der Kern des Induktionsmotors 2 gesättigt ist.

Aus diesem Grund kann die Steuervorrichtung für einen Induktionsmotor gemäß der vorliegenden Erfindung automatisch die optimalen Werte für die zur Vektorsteuerung herangezogenen Konstanten wählen, ohne daß hierzu Ingenieure erforderlich sind, wobei sie außerdem äußerst beständig gegenüber Störeinflüssen, wie etwa einem Temperaturanstieg, ist.

Gemäß dem Ausführungsbeispiel ist deshalb eine Einstellung ohne Eingriff seitens des Bedienungspersonals möglich, während gleichzeitig eine robuste Ausführung verwirklicht werden kann, die eine optimale Vektorsteuerung selbst bei Änderung der Konstanten R2 und M praktikabel macht.

Es sei nochmals darauf hingewiesen, daß die obige Ausfüh­ rungsform fünf Informationsübertragungspfade bzw. Gewichtungen und ein Verzögerungselement enthält. Um jedoch ein besseres Ansprechverhalten zu erzielen, ist es möglich, die Anzahl der Verzögerungselemente zu erhöhen oder die Anzahl der Informationsübertragungspfade mit ihren jeweiligen Gewich­ tungen zu verringern oder zu erhöhen.

Des weiteren gilt, daß zwar die Magnetflußrecheneinheit 21 zur Erfassung des Läufermagnetflusses Φ2c und des Dreh­ momentstroms iqc in der Ausführungsform gemäß Fig. 1 verwen­ det wird, die Vorrichtung jedoch in ähnlicher Weise durch Verwendung eines Magnetfluß-Beobachters verwirklicht werden kann.

Nachstehend sind Modifikationen der Steuernetzverarbeitungs­ einheit gemäß des obigen Ausführungsbeispiels beschrieben. Die im folgenden zu beschreibende erste bis vierte Modifi­ kation wird jeweils anstelle der Steuernetz-Verarbeitungs­ einheit 20 gemäß Fig. 1 verwendet.

Die Fig. 3 zeigt die erste Modifikation der Steuernetz-Ver­ arbeitungseinheit.

Diese Modifikation umfaßt eine Steuernetzschaltung 40, Eingangsschal­ ter 41a und 41b, Ausgangsschalter 41c und 41d, einen Teiler 45 und eine Rückkopplungsschaltung 47.

Der Eingangsschalter 41a liefert selektiv den Läufermagnet­ fluß-Befehlswert Φ2* und den Läufermagnetflußwert Φ2c, die von der Magnetflußrecheneinheit 21 berechnet sind, an die Steuernetzschaltung 40, während der Schalter 41b selek­ tiv den Drehmomentstrom-Befehlswert iq* von der Steueraus­ gleichsschaltung 4 und den von der Magnetflußberechnungs­ einheit 21 berechneten Drehmomentstromwert iqc an die Steuernetzschaltung 40 liefert.

Die Steuernetzschaltung 40 besteht aus den ersten bis dritten Informationsübertragungspfaden T41 bis T43, einer Differenzierschaltung 46 zur Differenzierung des Eingangssignals vom Schalter 41a und Lieferung des Signals an den zweiten Informationsüber­ tragungspfad, sowie einem Addierer 48 zum Empfang der Aus­ gänge des ersten und zweiten Informationsübertragungspfades.

Der erste Informationsübertragungspfad T41 verfügt über einen Funktionsgenerator 42 zur Erzeugung einer ersten Erregerstrom-Gewichtung W11, der zweite Informa­ tionsübertragungspfad T42 verfügt über einen Funktions­ generator 43 zur Erzeugung einer zweiten Erregerstrom- Gewichtung W21. Der dritte Informationsüber­ tragungspfad T43 besitzt einen Funktionsgenerator 44 zur Erzeugung einer Schlupffrequenz-Gewichtung W32.

Der Ausgang des Addierers 48 wird über den Ausgangsschalter 41c abgefragt und in die in der Fig. 1 dargestellte Rück­ kopplungsschaltung 47 sowie den Komparator C2 eingespeist. Der Ausgang des dritten Informationsübertragungspfades wird über den Ausgangsschalter 41d abgefragt und in die Rück­ kopplungsschaltung 47 und den Teiler 45 eingespeist.

Die Rückkopplungsschaltung 47 empfängt die als U1 und U2 eingehenden Signale, wenn die Ausgangsschalter 41c und 41d nach der Seite "A" geschlossen sind, und die als V1 und V2 eingehenden Signale, wenn sie nach der Seite "B" geschlossen sind.

Wenn die Ausgangsschalter 41c und 41d nach der Seite "A" ge­ schlossen sind, wird der Ausgang des Addierers 48 an die Rückkopplungsschaltung 47 und gleichzeitig an den in der Fig. 1 dargestellten Komparator C2 als der Erregerstrom- Befehlswert id* angelegt.

Die Modifikation mit dem obenbeschriebenen Aufbau nimmt die Steuerung wie folgt vor.

Dies bedeutet, daß im ersten Zeitpunkt die Schalter 41a bis 41d nach der Seite "A" geschlossen sind, um die Signale X1 bis X3 an die Informationsübertragungspfade zu liefern. Der erste Informationsübertragungspfad liefert das Produkt aus X1 und der Gewichtung W11 an den Addierer 48, der zweite Informationsübertragungspfad liefert das Produkt aus X2, dem differenzierten Wert von X1, und der Gewichtung W21 an den Addierer 48. Der Ausgang vom Addierer 48 wird als Erregerstrom-Befehlswert id* ausgegeben und gleich­ zeitig als U1 in die Rückkopplungsschaltung 47 eingegeben. Das Produkt aus X3 und der Gewichtung W32 wird in den Teiler 45 sowie als U2 in die Rückkopplungsschaltung 47 eingegeben.

Die Steuerung des Induktionsmotors 2 erfolgt mittels des Erregerstrom-Befehlswerts id* und des Schlupffrequenz- Befehlswerts ωs*, die zu diesem ersten Zeitpunkt von der Steuernetzschaltung 40 ausgegeben werden.

Im zweiten Zeitpunkt sind die Schalter 41a bis 41d zur Seite "B" geschlossen, um die rechnerischen Werte der Magnetfluß­ recheneinheit 21 als X1, X2 und X3 einzustellen, wodurch V1 und V2 in der gleichen Weise wie die Befehlswerte berechnet werden. Der Lernprozeß erfolgt anhand der nach­ stehenden Gleichungen für W11, W21 und W32. Eine Auswer­ tungsfunktion J, ausgedrückt durch die nachstehende Glei­ chung (24), ist gegeben als:

J = 1/2 × {(V1 - U1)² + (V2 - U2)²} (24)

In diesem Fall sind die Änderungsbeträge ΔW der internen Parameter durch die nachstehenden Gleichungen (25) und (26) gegeben, wobei angenommen ist, daß die lernbedingten Ver­ stärkungsfaktoren Kd1 und Kd2 sind:

ΔW11 = (∂J/∂W11) · Kd1 = (V1 - U1) X1 · Kd1 (25)

ΔW32 = (∂J/∂W32) · Kd2 = (V2 - U2) X2 · Kd2 (26)

Der Lernprozeß für die internen Parameter erfolgt gemäß den nachstehenden Gleichungen (27) bis (29):

W11 = W11 + ΔW11 (27)

W32 = W32 + ΔW32 (28)

W21 = 1/W32 (29)

Der Erregerstrom-Befehlswert id* und der Schlupffrequenz- Befehlswert ωs* werden unter Verwendung der neuen internen Parameter berechnet:

id* = (W11 · X1) + (W21 · X2) (30)

ωs* = (W32 · X3)/Φ2* (31)

Die Fig. 4 ist ein Ablaufdiagramm, wie es sich ergibt, wenn die erste obenbeschriebene Modifikation auf die Steuer­ vorrichtung gemäß Fig. 1 angewandt und der Betrieb simuliert wird. Wie in der Fig. 4 dargestellt, erfolgt der Lernprozeß gemäß der ersten Ausführungsform in der Weise, daß die Gewichtungen W automatisch auf optimale Werte eingestellt sind, und daß ein erzeugtes Drehmoment τ und ein Läufermagnetfluß Φ2c des Motors so berichtigt wer­ den, daß hinsichtlich eines Befehlswertes Φ2* keine Fehler entstehen.

Es ist zu beachten, daß die Rückkopplungsschaltung 47 die Steuerung wie folgt ausführen kann.

Das heißt, es wird angenommen, daß die vom Schalter 41a bei nach der Seite "A" geschlossenen Schaltern 41a bis 41d im ersten Zeitpunkt an den ersten bis dritten Informationsüber­ tragungspfad einzugebenden Befehlswerte X1, X2 bzw. X3 sind und daß die aus den Eingangssignalen und den Gewichtungen in den jeweiligen Informationsübertragungspfaden erhaltenen Produkte U1 und U2 sind.

Des weiteren sei angenommen, daß die vom Schalter 41a bei nach der Seite "B" geschlossenen Schaltern 41a bis 41d im zweiten Zeitpunkt an den ersten bis dritten Informations­ übertragungspfad einzugebenden berechneten Werte X1, X2 bzw. X3 sind, und daß die Produkte aus diesen Eingangssignalen und den Gewichtungen V1 und V2 sind.

Die Auswertungsfunktion J, ausgedrückt durch die nachste­ hende Gleichung (32), ist gegeben durch:

J = 1/2 × {(U1 - V1)² + (U2 - V2)²} (32)

In diesem Fall sind die Änderungsbeträge ΔW der internen Parameter durch die nachstehenden Gleichungen (33) bis (35) gegeben, wobei angenommen ist, daß die lernbedingten Ver­ stärkungsfaktoren Kd1, Kd2 und Kd3 sind:

ΔW11 = (∂J/∂W11) · Kd1 = (U1 - V1) · X1 · Kd1 (33)

ΔW21 = (∂J/∂W21) · kd2 = (U2 - V2) · X2 · Kd2 (34)

ΔW32 = (∂J/∂W32) · Kd3 = (U2 - V2) · X2 · Kd3 (35)

Der Lernprozeß für die neuen internen Parameter erfolgt gemäß den nachstehenden Gleichungen (36) bis (38):

W11 = W11 + ΔW11 (36)

W21 = W21 + ΔW21 (37)

W32 = W32 + ΔW32 (38)

Der Erregerstrom-Befehlswert id* und der Schlupffrequenz- Befehlswert ωs* werden unter Verwendung der neuen internen Parameter wie folgt berechnet:

id* = (W11 · X1) + (W21 · X2) (39)

ωs* = (W32 · X3)/Φ2* (40)

Gemäß dieser Modifikation macht also die Verwendung des Teilers 45 gegenseitige Interferenzglieder überflüssig, so daß die Anzahl der Übertragungspfade verringert werden kann. Als Ergebnis kann die Lernphase deutlich verkürzt werden.

Eine zweite Modifikation der Steuernetzverabeitungseinheit gemäß Fig. 5 umfaßt eine lineare, zweiphasige Steuernetz­ schaltung (neurales Netzwerk) 30, die Eingangsschalter 31a und 31b die Ausgangsschalter 31c bis 31e, eine Rückkopp­ lungsschaltung 38, einen Teiler 36 sowie einen Addierer 37.

Der Eingangsschalter 31a liefert selektiv den Läufermagnet­ fluß-Befehlswert Φ2* und den rechnerischen Läufermagnetfluß­ wert Φ2c von der Magnetflußrecheneinheit 21 an die Steuernetzschaltung 30. Der Schalter 31b liefert selektiv den Drehmomentstrom-Befehlswert iq* von der Steueraus­ gleichsschaltung 4, den von der Magnetflußrecheneinheit 21 berechneten Drehmomentstromwert iqc sowie den erfaßten Drehmomentstromwert iq vom Koordinatenwandler 9 an die Steuernetzschaltung 30.

Die Steuernetzschaltung 30 besteht aus den ersten bis dritten Informationsübertragungspfaden T11 bis T13 und einer Differenzierschaltung 3 zur Differenzierung des Eingangssignals vom Schalter SW1 und Lieferung des Signals an den zweiten Informationsüber­ tragungspfad T12.

Der erste Informationsübertragungspfad T11 verfügt über einen Funktionsgenerator 32 zur Multiplikation eines Ein­ gangssignals X1 mit einer Gewichtung W11. Analog dazu ver­ fügen der zweite und dritte Informationsübertragungspfad T12 und T13 über die Funktionsgeneratoren 34 und 35 zur Multi­ plikation der Eingangssignale X2 und X3 mit den Gewichtungen W22 bzw. W33.

Der Ausgangsschalter 31c nimmt eine selektive Umschaltung der Übertragungsziele des Ausgangssignals vom ersten Über­ tragungsinformationspfad T11 vor. Der Schalter 31d nimmt eine selektive Umschaltung der Übertragungsziele des Aus­ gangssignals vom zweiten Übertragungsinformationspfad T12 vor. Der Schalter 31e nimmt eine selektive Umschaltung der Übertragungsziele des Ausgangssignals vom dritten Übertra­ gungsinformationspfad T13 vor.

Der Teiler 36 dividiert das über den Schalter 31e kommende Ausgangssignal vom dritten Informationsübertragungspfad T13 durch den Läufermagnetfluß-Befehlswert Φ2* und gibt den Quotienten als Schlupffrequenz-Befehlswert ωs* aus. Der Addierer 37 addiert die Ausgänge des ersten und zweiten Informationsübertragungspfades T11 und T12 und gibt die Summe als Erregerstrom-Befehlswert id* aus.

Die Rückkopplungsschaltung 38 speichert die Eingangssignale U1, U2 und U3 von den Ausgangsschaltern 31c bis 31e in dem ersten Zeitpunkt und speichert die von diesen gelieferten Eingangssignale V1, V2 und V3 zum zweiten Zeitpunkt. Die Rückkopplungsschaltung 38 korrigiert die Gewichtungen des Steuernetzes gemäß den Differenzen zwischen (U1, U2, U3) und (V1, V2, V3).

Der von der Steuernetzverarbeitungseinheit mit dem oben­ beschriebenen Aufbau durchgeführte Lernprozeß wird nach­ stehend erläutert.

Im ersten Zeitpunkt sind die Schalter 31a bis 31e nach der Seite "A" geschlossen, um den Läufermagnetfluß-Befehlswert Φ2* und den erfaßten Drehmomentstromwert iq über die Ein­ gangsschalter 31a und 31b an die Steuernetzschaltung 30 zu liefern.

Der erste bis dritte Informationsübertragungspfad T11 bis T13 multipliziert diese Eingangssignale X1 bis X3 mit ihren jeweiligen Gewichtungen und gibt die Produkte aus. Die Aus­ gangsschalter 31c und 31d liefern die Ausgänge des ersten und zweiten Informationsübertragungspfades als U1 bzw. U2 an die Rückkopplungsschaltung 38 und an den Addierer 37. Der Schalter 31e liefert den Ausgang des dritten Informations­ übertragungspfades als U3 an die Rückkopplungsschaltung 38.

Dies bedeutet, daß die Rückkopplungsschaltung 38 das Produkt aus X1 und der Gewichtung W11 als U1, das Produkt aus X2, das der differenzierte Werte von X1 ist, und der Gewichtung W22 als U2 und das Produkt aus X3 und der Gewichtung W33 als U3 speichert.

Die Steuerung des Induktionsmotors 2 erfolgt mittels des vom Addierer 37 ausgegebenen Erregerstrom-Befehlswerts id* und des Schlupffrequenz-Befehlswerts ωs* vom Teiler 36. Ein­ gangsstrom und -spannung des Induktionsmotors 2, die durch die im ersten Zeitpunkt generierten Befehlswerte kontrol­ liert sind, werden erfaßt, und die Magnetflußrechen­ einheit 21 ermittelt den rechnerischen Läufermagnetflußwert Φ2c sowie den rechnerischen Drehmomentstromwert iqc gemäß des obenbeschriebenen Verfahrens. Diese rechnerischen Werte des Läufermagnetflusses Φ2c und des Drehmomentstroms iqc werden an die Eingangsschalter 31a und 31b gelegt.

Im zweiten Zeitpunkt sind die Schalter 31a bis 31e zur Seite "B" geschlossen, um die rechnerischen Werte des Läufer­ magnetflusses Φ2c und des Drehmomentstrom iqc an die Steuer­ netzschaltung 30 zu liefern. Die Ausgangssignale der ein­ zelnen Pfade der Steuernetzschaltung entsprechend den be­ rechneten Eingangswerten werden in der gleichen Weise wie die Befehlswerte als V1, V2 und V3 in der Rückkopplungs­ schaltung 38 gespeichert.

Die Rückkopplungsschaltung 38 berichtigt die Gewichtungen der Informationsübertragungspfade auf Basis der nachste­ henden Gleichungen (41) bis (47).

Das heißt, daß die Auswertungsfunktion J, ausgedrückt durch die nachstehende Gleichung (41), gegeben ist als:

J = 1/2 × {(V1 - U1)² + (V2 - U2)² + (V3 - U3)²} (41)

Unter der Annahme, daß die lernbedingten Verstärkungsfakto­ ren Kd1, Kd2 und Kd3 sind, errechnen sich die Korrektur­ beträge ΔW der Gewichtungen auf Basis der nachstehenden Gleichungen (42) bis (44):

ΔW11 = (∂J/∂W11) · Kd1 = (V1 - U1) · X1 · Kd1 (42)

ΔW22 = (∂J/∂W22) · Kd2 = (V2 - U2) · X2 · Kd2 (43)

ΔW33 = (∂J/∂W33) · Kd3 = (V3 - U3) · X3 · Kd3 (44)

Die entsprechenden Gewichtungen des ersten bis dritten Informationsübertragungspfades der Steuernetzschaltung 30 werden auf Basis der nachstehenden Gleichungen (45) bis (47) berichtigt:

W11 = W11 + ΔW11 (45)

W33 = W33 + ΔW33 (46)

W22 = 1/W33 (47)

In einem dritten Zeitpunkt sind die Schalter 31a bis 31e nach der Seite "C" geschlossen, um den Läufermagnetfluß- Befehlswert Φ2* vom Schalter 31a und den Drehmomentstrom- Befehlswert iq* vom Schalter 31b zu liefern. Die Steuernetz­ schaltung 30 berechnet den Erregerstrombefehlswert id* und den Schlupffrequenz-Befehlswert ωs* aus diesen Eingängen, indem die neuen wie oben beschrieben berichtigten Gewichtun­ gen W herangezogen werden. Die Steuernetzschaltung 30 gibt id* und ωs* gemäß der nachstehenden Gleichungen (48) und (49) aus:

id* = (W11 · X1) + (W22 · X2) (48)

ωs* = (W33 · X3)/Φ2* (49)

Das vom dritten Informationsübertragungspfad im dritten Zeitpunkt ausgegebene Signal wird im Lernprozeß nicht verwendet, sondern vom Teiler 36 durch den Läufermagnetfluß- Befehlswert Φ2* dividiert, und der Quotient wird als Schlupffrequenz-Befehlswert ωs* ausgegeben.

Da also gemäß dieser Modifikation der Lernprozeß für den Ge­ wichtungskoeffizienten W33 anhand des Iststroms iq erfolgt, kann ein fehlerhaftes Lernergebnis aufgrund eines Strom­ steuerfehlers eq=iq*-iq erfolgreich verhindert werden. Diese Modifikation hat darüber hinaus den Vorteil, daß der Lernprozeß des Steuernetzes selbst dann nicht nachteilig beeinflußt wird, wenn iq* in einem Einschwingzustand nicht gleich iq ist.

Die Fig. 6 zeigt die Veränderung der verschiedenen Befehls- und rechnerischen Werte sowie die Gewichtungen W11, W22 und W33, wenn der Antrieb des Induktionsmotors 2 durch die Vektorsteuerungsvorrichtung mit der Steuernetzverarbeitungs­ einheit gemäß der obenbeschriebenen zweiten Modifikation gesteuert wird. Wie die Fig. 6 zeigt, erfolgt gemäß dieser Modifikation bei der Antriebssteuerung des Induktionsmotors 2 unter Verwendung geeigneter interner Parameter der Lern­ prozeß in der Weise, daß die Gewichtungen W des Steuernetzes automatisch auf optimale Werte eingestellt werden, und daß ein erzeugtes Drehmoment τ und der rechnerische Läufer­ magnetflußwert Φ2c des Induktionsmotors 2 so korrigiert werden, daß hinsichtlich des Läufermagnetfluß-Befehlswertes Φ2* keine Fehler entstehen.

Die Fig. 7 zeigt die dritte Modifikation der Steuernetz­ verarbeitungseinheit.

Die Steuernetz-Verarbeitungseinheit gemäß dieser Modifikation umfaßt eine Steuernetzschaltung 30′, die Eingangsschalter 31a und 31b, die Ausgangsschalter 31c und 31d sowie eine Rückkopplungsschaltung 38′. Bei dieser Modifikation wird die Summe eines zum Magnetfluß proportionalen Terms und eines zur Änderung des Magnetflusses proportionalen Terms in die Rückkopplungsschaltung eingegeben.

Analog zu den Eingangsschaltern der Modifikation gemäß Fig. 5 liefern die Eingangsschalter 31a und 31b selektiv den Läufermagnetfluß-Befehlswert Φ2*, den rechnerischen Läufer­ magnetflußwert Φ2c, den erfaßten Drehmomentstromwert iq, den rechnerischen Drehmomentstromwert iqc sowie den Drehmoment­ strom-Befehlswert iq* an die Steuernetzschaltung 30′.

Die Steuernetzschaltung 30′ besteht aus den ersten bis dritten Informationsübertragungspfaden T21 bis T23, einer Differenziereinheit 33, einem Teiler 36′ sowie einem Addierer 37′. Bei dieser Modifikation werden die Ausgänge des ersten und zweiten Informationsübertragungspfades T21 und T22 in den Addierer 37′, der Ausgang des dritten Informationsübertragungspfades T23 in den Teiler 36′ ein­ gegeben.

Der Teiler 36′ empfängt außerdem den Läufermagnetfluß- Befehlswert Φ2* und liefert dessen Ausgang an den Ausgangs­ schalter 31d. Der Ausgang des Addierers 37′ wird an den Ausgangsschalter 31c gelegt.

Analog zu den Ausgangsschaltern der Modifikation gemäß Fig. 5 legen die Ausgangsschalter 31c und 31d die Ausgänge des Addierers 37′ und des Teilers 36′ in einem ersten und einem zweiten Zeitpunkt als (U1, U2) bzw. (V1, V2) an die Rück­ kopplungsschaltung 38′. Der Schalter 31d liefert im dritten Zeitpunkt den Ausgang des Teilers 36′ an den Addierer 6 gemäß Fig. 1.

Die Fig. 8 zeigt die vierte Modifikation, deren Aufbau einer Kombination der Anordnungen gemäß den Fig. 5 und 7 ent­ spricht.

In einer Steuernetzschaltung 30′′ gemäß dieser Modifikation addiert ein Addierer 37′ die Ausgänge des ersten und zweiten Informationsübertragungspfades T31 und T32 und liefert die Summe an einen Ausgangsschalter 31c, während der Ausgang eines dritten Informationsübertragungspfades T33 über einen Ausgangsschalter 31d an einen Teiler 36 gelegt wird. Der übrige Aufbau entspricht den Anordnungen gemäß der Fig. 5 oder 7.

Wenn die Steuervorrichtung mit der Steuernetz- Verarbeitungseinheit gemäß der Fig. 7 oder 8 entsprechend der obenbeschriebenen Anordnung anstelle der Steuernetz-Verarbei­ tungseinheit 20 gemäß der Fig. 1 aufgebaut ist, lassen sich die gleichen Wirkungen wie bei der obigen Ausführungsform erzielen.

Claims (3)

1. Steuervorrichtung zur feldorientierten Steuerung eines Asynchronmotors

• - mit einer Magnetflußrecheneinheit (21) die aus den gemessenen Klemmenströmen (ia, ib, ic) und Klemmenspannungen (va, vb, vc) die Istwerte für den Läuferfluß Φ2c und die drehmomentbildende Stromkomponente iqc berechnet,
• - mit einer neuralen Netzwerk-Modellschaltung (22) der abwechselnd die berechneten Istwerte (Φ2c, iqc) und vorgegebene Sollwerte (Φ2*, iq*) für den Läuferfluß und die drehmomentbildende Stromkomponente zugeführt werden, und die Ausgangswerte für die magnetisierende Stromkomponente (id*) und die Schlupffrequenz ωs* nach den folgenden Gleichungen id* = X1 · W11 + X2 · W21 + X3 · W31 (1))ωs* = X1 · W12 + X3 · W32 (2)undX1 = Φ2c aktuell abgetasteter Wert,
  X2 = Φ2c im vorhergehenden Schritt abgetasteter Wert,
  X3 = iqc aktuell abgetasteter Wert und
  W11, W21, W31, W12, W32 = Gewichtungsfaktorenausgibt,
• - mit einer Anpaßschaltung (23), die die zu den Sollwerten und Istwerten gehörigen Ausgangswerte jeweils speichert und deren Differenz δ₁, δ₂ bildet und daraus Änderungssignale ΔW11, ΔW12, ΔW21, ΔW31, ΔW32 nach folgenden Gleichungen, in denen K1, K2 Verstärkungsfaktoren bedeuten, bildet: ΔW11 = K1 · δ1 · X1 (3)
  ΔW12 = K2 · δ2 · X1
  ΔW21 = K1 · δ1 · X2
  ΔW31 = K1 · δ1 · X3
  ΔW32 = K2 · δ2 · X3die zu den jeweiligen Gewichtungsfaktoren W11 bis W32 in der neuralen Netzwerk-Modellschaltung (22) hinzuaddiert werden, um die jeweiligen Gewichtungsfaktoren W11 bis W32 zu korrigieren,
• - mit einem Addierer (6), der den Ausgangswert für die Schlupffrequenz, den die neurale Netzwerk-Modellschaltung (22) aus den Sollwerten für den Läuferfluß und die drehmomentbildende Stromkomponente bildet, und die gemessene Drehzahl zu der synchronen Drehfrequenz des feldorientierten Koordinatensystems aufaddiert.

2. Abänderung der Steuervorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß anstelle der Gleichungen (1) und (2) die Gleichungen id* = (W11 · W1) + (W21 · X2)ωs* = (W32 · X3)/Φ2*mitX2 = Φ2c differenzierter Wertund anstelle der Gleichungen (3) die GleichungenΔW11 = δ₁ · X1 · Kd1
ΔW21 = δ₂ · X2 · Kd2
ΔW32 = δ₂ · X2 · Kd3mitKd1, Kd2, Kd3 = Verstärkungsfaktorenzur Anwendung gelangen.

3. Steuervorrichtung zur feldorientierten Steuerung eines Asynchronmotors

• - mit einer Magnetflußrecheneinheit (21), die aus den gemessenen Klemmenströmen (ia, ib, ic) und Klemmenspannungen (va, vb, vc) die Istwerte für den Läuferfluß Φ2c und die drehmomentbildende Stromkomponente iqc berechnet,
• - mit einem Koordinatenwandler (9) zur Umsetzung der gemessenen Phasenströme in feldorientierten Stromkomponenten,
• - mit einer neuralen Netzwerk-Modellschaltung (22) der zyklisch in drei Schritten zugeführt wird:
  • A: der Sollwert für den Läuferfluß (Φ₂*) und der Istwert der drehmomentbildenden Stromkomponente (iq) aus dem Koordinatenwandler (9),
  • B: die berechneten Istwerte (Φ2c, iqc) und
  • C: vorgegebene Sollwerte (Φ2*, iq*) für den Läuferfluß und die drehmomentbildende Stromkomponente,
• und Zwischenwerte sowie die Ausgangswerte für die magnetisierende Stromkomponente (id*) und die Schlupffrequenz ωs* nach den folgenden Gleichungen U₁ (Schritt A, C), V₁ (Schritt B) = W11 X1
  U₂ (Schritt A, C), V₂ (Schritt B) = W22 X2
  U₃ (Schritt A), V₃ (Schritt B) = W33 X3
  id* = U₁ + U₂
  ωs* = W33 iq*/Φ2*mitX1 = Φ2c abgetasteter Wert,
  X2 = Φ2c differenzierter Wert,
  X3 = iqc abgetasteter Wert, und
  W11, W22, W33 = Gewichtungsfaktorenausgibt,
• - mit einer Anpaßschaltung (23), die die Zwischenwerte jeweils speichert und deren Differenz bildet und daraus Änderungssignale ΔW11, ΔW22, ΔW33 nach folgenden Gleichungen, in denen Kd1, Kd2 und Kd3 Verstärkungsfaktoren bedeuten, bildet: ΔW11 = (V1 - U1) · X1 · Kd1
  ΔW22 = (V2 - U2) · X2 · Kd2
  ΔW33 = (V3 - U3) · X3 · Kd3die zu den jeweiligen Gewichtungsfaktoren W11 bis W33 in der neuralen Netzwerk-Modellschaltung (22) hinzuaddiert werden, um die jeweiligen Gewichtungsfaktoren W11 bis W33 zu korrigieren,
• - mit einem Addierer (6), der den Ausgangswert für die Schlupffrequenz, den die neurale Netzwerk-Modellschaltung (22) aus den Sollwerten für den Läuferfluß und die drehmomentbildende Stromkomponente bildet, und die gemessene Drehzahl zu der synchronen Drehfrequenz des feldorientierten Koordinatensystems aufaddiert, die dem Koordinatenwandler (9), als Winkelinformation aufbereitet, zugeführt wird.