DE4237554C2

DE4237554C2 - Vorrichtung zur Messung der Dielektrizitätskonstante eines Brennstoffs

Info

Publication number: DE4237554C2
Application number: DE4237554A
Authority: DE
Inventors: Kenji Ogawa
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1991-11-06
Filing date: 1992-11-06
Publication date: 1995-08-03
Anticipated expiration: 2012-11-07
Also published as: US5313168A; DE4237554A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Messung der Dielektrizitätskonstante eines Brennstoffs, welche auf berührungslose Weise die Dielektrizitätskonstante eines Brennstoffs ermittelt, der einem Brenner oder dergleichen zugeführt wird, um die Eigenschaften des Brennstoffs festzustellen, und betrifft insbesondere eine Vorrichtung zur Ermittlung der Dielektrizitätskonstante eines Brennstoffs zur Messung des Alkoholgehalts in einem Brennstoff, der für den Motor eines Kraftfahrzeugs oder dergleichen verwendet wird.

In jüngster Zeit wurde in den Vereinigten Staaten von Amerika und in zahlreichen europäischen Staaten zur Verringerung des Ölverbrauchs und zur Verringerung der Luftverschmutzung durch die Auspuffgase von Kraftfahrzeugen ein Brennstoff für Kraftfahrzeuge eingeführt, der durch Mischung von Alkohol mit Benzin hergestellt wird. Wird allerdings der mit zugemischtem Alkohol versehene Brennstoff bei einem Motor verwendet, bei welchem ein Luft/Brennstoffverhältnis eingestellt ist, das zu einem Benzinbrennstoff paßt, so wird infolge der Tatsache, daß Alkohol ein kleineres theoretisches Luft/Brennstoffverhältnis als Benzin aufweist, das Luft/Brennstoffverhältnis abgemagert, wodurch es schwierig wird, einen glatten Motorlauf zu erzielen. Zur Ausschaltung dieser Schwierigkeit wurde die folgende Vorgehensweise eingesetzt: Der Alkoholgehalt in dem Brennstoff, dem Alkohol zugemischt wurde, wird ermittelt und das Luft/Brennstoffverhältnis und der Zündzeitpunkt werden entsprechend dem so festgestellten Alkoholgehalt eingestellt.

Zur Ermittlung des Alkoholgehalts wurde ein Verfahren vorgeschlagen, bei welchem die Dielektrizitätskonstante eines Brennstoffs festgestellt wird, der mit Alkohol versetzt ist, sowie ein Verfahren, bei welchem der Brechungsindex des Brennstoffs ermittelt wird. In Bezug auf das erstgenannte Verfahren hat die vorliegende Anmelderin eine "Vorrichtung zur Ermittlung der Dielektrizitätskonstanten" in der japanischen Patentanmeldung Nr. 22488/1991 und in der prioritätsälteren Europäischen Patentanmeldung Nr. 92 101 386.8, die erst nach dem Prioritätsdatum der vorliegenden Anmeldung als EP 0 499 841 A1 veröffentlicht wurde, vorgeschlagen.

Die Druckschrift EP 0 499 841 A1 zeigt eine Vorrichtung zur Messung der Dielektrizitätskonstante (ε) eines Brennstoffs, mit:
einer Sensoreinrichtung, die eine Detektorspule aufweist und mit einer ersten und einer zweiten Klemme versehen ist, zur Erzeugung einer Resonanz eines Hochfrequenz-Spannungssignals, wobei die Resonanzfrequenz der Dielektrizitätskonstanten eines Brennstoffs in der Sensoreinrichtung entspricht; und
einer Detektoreinrichtung zur Erzeugung eines Signals, welches die Dielektrizitätskonstante des Brennstoffs repräsentiert; wobei die Detektoreinrichtung aufweist:

- einen Widerstand, der ein erstes Ende aufweist, welches in Reihe mit der ersten Klemme der Sensoreinrichtung geschaltet ist, sowie ein zweites Ende aufweist;
- eine Hochfrequenz-Spannungssignal-Erzeugungseinrichtung zum Anlegen eines Hochfrequenz-Spannungssignals an das zweite Ende des Widerstands;
- - eine Phasenverschiebungs-Detektoreinrichtung, die zwischen das erste und das zweite Ende des Widerstands geschaltet ist, um eine Phasenverschiebung zwischen dem Hochfrequenz- Spannungssignal und einem Spannungssignal zu erfassen, welches an einer Verbindungsleitung zwischen der Sensoreinrichtung und dem Widerstand vorhanden ist; und
- - eine Steuereinrichtung zum Steuern des Hochfrequenz-Spannungssignals zur Einstellung der Phasenverschiebung, die von der Phasenverschiebungs-Detektoreinrichtung ermittelt wird, auf einen ersten, vorbestimmten Wert;
- - wobei zumindest entweder die Hochfrequenz- Spannungssignal-Erzeugungseinrichtung oder die Steuereinrichtung ein Signal erzeugt, welches die Dielektrizitätskonstante des Brennstoffs repräsentiert.

Unter Bezug auf Fig. 5 wird diese vorgeschlagene Vorrichtung zur Ermittlung der Dielektrizitätskonstanten beschrieben.

In Fig. 5 ist ein Sensorabschnitt A vorgesehen. Ein mit einem Boden versehenes, zylindrisches Isolierrohr 1 besteht aus einem isolierenden Material, wie beispielsweise Keramik oder einem ölbeständigen Kunststoff, in welches Brennstoff eingeführt wird. Eine elektrisch leitfähige Elektrode 3 in Form eines Zylinders ist innerhalb des Isolierrohrs 1 auf solche Weise angeordnet, daß es koaxial zum Isolierrohr 1 so verläuft, daß seine äußere zylindrische Oberfläche im wesentlichen parallel zur inneren zylindrischen Oberfläche des Isolierrohrs 1 verläuft. Eine einschichtige Spule 4 ist so auf das Isolierrohr 1 aufgewickelt, daß sie der elektrisch leitfähigen Elektrode frei gegenüberliegt.

Zuführungsdrähte 4a und 4b führen zu der einschichtigen Spule 4. Durch die innere zylindrische Oberfläche der einschichtigen Spule 4 wird ein Brennstoffkanal 2 festgelegt, der in Berührung mit dem Isolierrohr 1 und der äußeren zylindrischen Oberfläche der Elektrode 3 steht. Die Elektrode 3 ist mit einem Flansch versehen, der über eine Brennstoffdichtung 7 an das Isolierrohr 1 so gekuppelt ist, daß ein Brennstoffbehälter ausgebildet wird (wobei in diesem Fall der Flansch 3 einstückig mit der Elektrode 3 ausgebildet ist). Nippel 6 führen den Brennstoff zu dem Brennstoffkanal 2. Weiterhin ist ein Detektorabschnitt B vorgesehen.

Der Detektorabschnitt B weist folgende Teile auf: einen Widerstand 10 (dessen Widerstand R_s ist), der in Reihe mit dem Zuführungsdraht 4a der einschichtigen Spule 4 geschaltet ist, einen 0°-Phasenkomparator, der parallel zum Widerstand 10 geschaltet ist; ein an den Ausgang des als Phasenverschiebungs-Detektoreinrichtung dienenden Phasenkomparators 14 angeschlossenes Tiefpaßfilter; einen Komparator 16, der an den Ausgang des Tiefpaßfilters 15 angeschlossen ist, und an welchen eine vorbestimmte Referenzspannung V_ref entsprechend einer Phasenverschiebung von 0° angelegt wird; einen spannungsgesteuerten Oszillator 17, der mit dem Ausgang des Komparators 16 verbunden ist; einen Verstärker 18 zum Verstärken des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators 17; und einen Frequenzteiler 19, der so ausgebildet ist, daß er eine Frequenzteilung des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators 17 vornimmt.

Der Betriebsablauf der voranstehenden, konventionellen Vorrichtung zur Ermittlung der Dielektrizitätskonstanten wird nunmehr beschrieben.

Der Sensorabschnitt A ist so angeordnet, wie dies in Fig. 4(a) und 4(b) gezeigt ist. In den Fig. 4(a) und 4(b) ist die Induktivität L der einschichtigen Spule 4 enthalten. Die Kapazität C_f zwischen der einschichtigen Spule 4 und der elektrisch leitfähigen Elektrode 3 ändert sich entsprechend einer Änderung der Dielektrizitätskonstanten ε des Brennstoffs in dem Brennstoffkanal 2. Weiterhin existiert eine Kapazität C_p als Streukapazität des Zuleitungsdrahtes 4a, eine Eingangskapazität des Phasenkomparators 11 und dergleichen, die nicht durch Dielektrizitätskonstante ε beeinflußt wird.

Wenn die an die Zuleitung 4a des Sensorabschnitts A angelegte Frequenz geändert wird, tritt hierbei eine LC-Parallelresonanz auf, wie in Fig. 4c gezeigt. In diesem Fall läßt sich die Parallelresonanzfrequenz f_r aus der folgenden Gleichung (1) berechnen:

wobei K, a und b Konstanten sind, die entsprechend der Konfiguration des Sensorabschnitts A festgelegt sind. Wie aus Gleichung (1) hervorgeht, hängt die Resonanzfrequenz f_r von der Dielektrizitätskonstante ε des Brennstoffs ab; mit wachsender Dielektrizitätskonstante ε nimmt daher die Resonanzfrequenz f_r ab.

Die Resonanzfrequenz f_r eines konkreten Beispiels für den Sensorabschnitt mit einer vorbestimmten Konfiguration wurde auf folgende Weise gemessen: In einem Fall, in welchem der Brennstoff Methanol war, welches eine Dielektriziätskonstante ε = 33 aufweist, betrug die Resonanzfrequenz f_r 7,5 MHz; und in dem Falle, in welchem er Benzin war mit einer Dielektrizitätskonstanten ε = 2, lag die Resonanzfrequenz bei etwa 9,5 MHz. In dem Fall, in welchem ein Brennstoff dadurch hergestellt wurde, daß Methanol und Benzin in einem optimalen Mischverhältnis gemischt wurden, änderte sich die Resonanzfrequenz f_r entsprechend dem Methanolgehalt, wie in Fig. 4d gezeigt ist. Daher kann durch Ermittlung eines Signals, welches der Resonanzfrequenz f_r entspricht, die Dielektrizitätskonstante ε des Brennstoffs und daher der Methanolgehalt in dem mit Methanol vermischten Brennstoff ermittelt werden.

Der zur Ermittlung der Resonanzfrequenz f_r ausgelegte Detektor-Schaltungsabschnitt B arbeitet wie folgt:

Bei einem mit Methanol vermischten Brennstoff in dem Brennstoffkanal 2 legt der Verstärker 18 ein Hochfrequenzsignal an eine Reihenschaltung des Widerstands 10 und der einschichtigen Spule 4 an. Das Spannungssignal über den Widerstand 10, also ein Hochfrequenz-Spannungssignal, welches an die Reihenschaltung angelegt wird, und ein Hochfrequenz- Spannungssignal, welches an die Einzelschicht-Spule 4 angelegt wird, werden an den Phasenkomparator 14 angelegt, in welchem ihre Phasen miteinander verglichen werden.

Es wird angenommen, daß die Frequenz des an die Reihenschaltung angelegten Hochfrequenz-Spannungssignals gleich der Resonanzfrequenz f_r ist. In diesem Fall ist, wie in Fig. 4c gezeigt, die momentane Spannungsphase des Sensorabschnitts A = 0°, und daher ist die Phasenverschiebung zwischen den an beiden Enden des Widerstands 10 vorhandenen Hochfrequenz-Spannungssignalen ebenfalls 0°. Wenn andererseits ein Hochfrequenz- Spannungssignal angelegt wird, dessen Frequenz niedriger als die Resonanzfrequenz f_r ist, wie in Fig. 4c gezeigt, so eilt die momentane Spannungsphase des Sensorabschnitts A dem Wert von 0° vor, und wenn daher die Phase des Hochfrequenzsignals als Bezugswert an die Reihenschaltung angelegt wird, so ist die Phasenverschiebung zwischen den Hochfrequenzspannungssignalen, die an beiden Enden des Widerstands 10 anliegen, größer als 0°.

Auf diese Weise wird eine Phasensynchronisierschleife eingerichtet, in welcher das Ausgangssignal des Phasenkomparators 14 in eine Gleichspannung umgewandelt wird, welche der Phasenverschiebung entspricht, mit Hilfe des Tiefpaßfilters 15; diese Gleichspannung und die Gleichspannung V_ref entsprechend einer Phasenverschiebung von 0° werden an den Komparator 16 angelegt, mit dessen Hilfe eine Differenz zwischen den Phasenverschiebungen integriert wird; und das Ausgangssignal des Komparators 16 wird an den spannungsgesteuerten Oszillator 17 angelegt, welcher das Hochfrequenzsignal über den Widerstand 10 an die voranstehend beschriebene Reihenschaltung anlegt.

Mit der auf diese Weise eingerichteten Phasensynchronisierungsschleife wird der spannungsgesteuerte Oszillator 17 so betrieben, daß die Phasenverschiebung zwischen den hochfrequenten Spannungssignalen an beiden Enden des Widerstands 10 einen Wert von 0° annimmt und der Oszillator 17 zu jedem Zeitpunkt bei der Resonanzfrequenz f_r schwingt. Der Frequenzteiler 19 führt mit der Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators eine Frequenzteilung durch, um ein Frequenzausgangssignal f_out bereitzustellen. Da die Oszillationsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 17 mit einem Verhältnis von 1 : 1 der Eingangssteuerspannung entspricht, kann das Ausgangssignal des Komparators 16 als ein Spannungsausgangssignal V_out verwendet werden.

Unter Bezug auf die Fig. 6 und 7 wird die konventionelle Vorrichtung zur Ermittlung der Dielektrizitätskonstanten noch konkreter beschrieben. Wie in Fig. 6 gezeigt ist, weist der Phasenkomparator 14 eine EXKLUSIV-ODER-Schaltung 14c auf, und die Phasensynchronisierschleife ist so ausgebildet, daß die Phasenverschiebung zwischen den hochfrequenten Spannungssignalen an beiden Enden des Widerstands 10 0° beträgt. Fig. 7 zeigt Signale P1 bis P6 an verschiedenen Schaltungspunkten in Fig. 6. Das Signal P1, oder ein Hochfrequenz-Rechteckwellensignal P1, welches von dem spannungsgesteuerten Oszillator 17 ausgegeben wird, wird an die CK-Klemme einer ersten D-Flip-Flop-Schaltung 18a in dem Verstärker 18 angelegt, und wird weiterhin über einen Invertierer 18c an die CK-Klemme einer zweiten D-Flip-Flop-Schaltung 18b mit umgekehrter Phase angelegt. Ein Signal an der Inversionsausgangsklemme der ersten D-Flip-Flop-Schaltung 18a wird an die D-Klemme der zweiten Flip-Flop-Schaltung 18b angelegt und ein Signal an der Ausgabeklemme der zweiten D-Flip-Flop-Schaltung 18b wird an die D-Klemme der ersten Flip-Flop-Schaltung 18a angelegt. Das Signal P2 wird an der Ausgangsklemme Q der ersten D-Flip-Flop-Schaltung 18a bereitgestellt und ist das Hochfrequenzsignal, welches an die einschichtige Spule 4 über den Widerstand 10 angelegt wird. Beim Anstieg des hochfrequenten Rechteckwellensignals P1 ändert das Signal P2 seinen Pegel; dies bedeutet, daß das Signal P2 einem Signal entspricht, welches durch Frequenzteilung des Signals P1 auf die Hälfte erhalten wird. Das Signal P2 wird über einen Invertierer 14a an die EXKLUSIV-ODER-Schaltung 14c angelegt. Andererseits wird das Signal P3 an der Ausgangsklemme Q der zweiten D-Flip-Flop-Schaltung 18b bereitgestellt und ändert seinen Pegel beim Absinken des Signals P1; dies bedeutet, daß das Signal P3 die gleiche Frequenz aufweist wie das Signal P2 und gegenüber diesem um 90° phasenverschoben ist.

Das Signal P4 liegt an der Verbindungsleitung zwischen dem Widerstand 10 und der einschichtigen Spule 4 an, so daß es dieser zugeführt wird. Weiterhin wird das Signal P4 an eine Eingangsklemme der EXKLUSIV-ODER-Schaltung 14c angelegt, während das Signal P3 über einen Invertierer 14b mit umgekehrter Phase an die andere Eingangsklemme angelegt wird, so daß mit diesen Signalen ein Phasenvergleich durchgeführt wird. Das in der Verbindungsleitung zwischen dem Widerstand 10 und der einschichtigen Spule 4 vorhandene hochfrequente Signal P4 ist sinusförmig, wie in Fig. 7 gezeigt ist. Daher wird der Gleichspannungspegel des Signals P4 auf den Schwellenwertpegel des Invertierers 14a durch einen Operationsverstärker 20 mit Hilfe eines variablen Widerstandes 21 eingestellt; dies bedeutet, daß das Sinussignal P4 in das Signal P5 umgeformt wird, welches eine Rechteckwelle darstellt.

Bei der Frequenz, bei welcher die LC-Schaltung des Sensorabschnitts A in Resonanz gerät, weist das Rechteckausgangssignal P5 des Invertierers 14a eine entgegengesetzte Phase in Bezug auf das Rechtecksignal P2 auf, das an den Widerstand 10 angelegt wird und seine Phase ist um 90° gegenüber der des Signals P3 an der Ausgangsklemme Q der zweiten Flip-Flop-Schaltung 18b phasenverschoben. Wenn daher die Phasenverschiebung zwischen den Signalen P2 und P4 an beiden Enden des Widerstands beträgt, also wenn die bereitgestellte Frequenz die Frequenz ist, bei welcher eine Resonanz der LC-Schaltung des Sensorabschnitts A auftritt, so ist das Ausgangssignal der EXKLUSIV-ODER-Schaltung 14c, nämlich das Signal P6, eine Rechteckwelle mit einem Tastverhältnis von 50%. Weicht die Frequenz von der Resonanzfrequenz ab, so ist das Tastverhältnis des Signals P6 kleiner oder größer als 50%. Dies bedeutet, daß das Rechtecksignal, welches von der EXKLUSIV-ODER-Schaltung bereitgestellt wird, ein Tastverhältnis entsprechend der Phasenverschiebung zwischen den Signalen P2 und P4 aufweist, in einem Verhältnis von 1 : 1.

Das Ausgangssignal P6 der EXKLUSIV-ODER-Schaltung 14c wird an das Tiefpaßfilter 15 angelegt, dessen Ausgangsgleichspannung der Phasenverschiebung zwischen den hochfrequenten Spannungssignalen P2 und P4 an beiden Enden des Widerstands 10 in einem Verhältnis von 1 : 1 entspricht. Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 15 wird an den Komparator 16 angelegt, mit dessen Hilfe die Verschiebung zwischen dem Ausgangssignal und der Spannung V_ref integriert wird. Es wird darauf hingewiesen, daß die Spannung V_ref durch einen variablen Widerstand 22 so eingestellt wurde, daß sie gleich dem Gleichspannungspegel ist, welchen das Tiefpaßfilter 15 ausgibt, wenn die Phasenverschiebung zwischen den Signalen P2 und P4 an beiden Enden des Widerstands 10 0° beträgt. Der sich ergebende Integrierwert, also das integrierte Ausgangssignal des Komparators, wird an den spannungsgesteuerten Oszillator 17 angelegt, um die Oszillatorfrequenz zu steuern.

Dies bedeutet, daß die gebildete Phasensynchronisierschleife die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 17 so steuert, daß die Phasenverschiebung zwischen den hochfrequenten Spannungssignalen an beiden Enden des Widerstand 10 0° ist. Daher ist die Ausgangsfrequenz f_out, die durch Frequenzteilung der Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 17 erhalten wird, eine Funktion, die monoton in Bezug auf die Dielektrizitätskonstante ε des Brennstoffs abfällt, wie in Fig. 4 gezeigt; also in Bezug auf den Methanolgehalt. Das Ausgangssignal des Verlgleichsintegrierers, welches an den spannungsgesteuerten Oszillators 17 angelegt wird, wird als ein Spannungsausgangssignal V_out ausgegeben.

Die konventionelle Meßvorrichtung für die Dielektrizitätskonstante, die auf diese Weise aufgebaut ist, ist hinsichtlich der nachstehenden Punkte nachteilig:

Wenn sich die Dielektrizitätskonstante des Brennstoffs abrupt ändert, so daß die Phasensynchronisierungsschleife keine zufriedenstellende Steuerung ausführen kann, so nehmen die Signale P2 und P4 eine unterschiedliche Phase an, die Impedanz der LC-Resonanzschaltung wird, wie in Fig. 4 gezeigt, verringert und der Schwellenpegel des Invertierers 14a, der dazu ausgelegt ist, die Signalform des sinusförmigen Hochfrequenzsignals P4 auszuformen, unterscheidet sich in gewissem Ausmaß von dem Gleichspannungspegel, der an die einschichtige Spule 4 mit Hilfe des Operationsverstärkers 20 und des variablen Widerstands 21 angelegt wird.

Wie in Fig. 8 gezeigt, kreuzt daher das Signal P4 den Schwellenwertpegel nicht mehr und dies führt dazu, daß kein Signalformungsvorgang ausgeführt wird, wie bei P5 in Fig. 8 angedeutet ist.

In diesem Fall stellt das Ausgangssignal P6 des Phasenkomparators 14 ein Signal mit einem Tastverhältnis von 50% dar, welches nur durch Invertieren des Signals P3 erhalten wurde, und das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 15 ist dasselbe wie jenes, welches bereitgestellt wird, wenn die Steuerung durch die Phasensynchronisierungsschleife durchgeführt wird. Dies führt dazu, daß die Phasensynchronisierung keine Steuerung durchführt, so daß ein Wert ausgegeben wird, der sich von der wahren Dielektrizitätskonstante des Brennstoffs unterscheidet.

In dem Fall, in welchem die konventionelle Meßvorrichtung für die Dielektrizitätskonstante von Brennstoff durch Massenproduktion hergestellt wird, müssen die Gleichspannungspegel, die an die einschichtige Spule 4 angelegt werden sollen, einzeln entsprechend der Schwellenwertpegel der Invertierer 14a eingestellt werden.

Wenn das Tastverhältnis des Ausgangs des spannungsgesteuerten Oszillators 17 nicht 50% beträgt oder wenn sich die Versorgungsspannung ändert, die an die Detektorschaltung B angelegt wird, so ändert sich die hochpegelige Spannung der EXKLUSIV-ODER-Schaltung 14c und das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 15 ändert sich, welches das Gleichspannungssignal darstellt, das der Phasenverschiebung zwischen den Spannungssignalen an beiden Enden des Widerstands 10 entspricht, so daß dann, wenn die Phasenverschiebung 0° beträgt, die Gleichspannungspegel-Spannung geändert wird. Dies bedeutet, daß die angezielte Phasenverschiebung der Phasensynchronisierungsschleife gegenüber 0° verschoben ist. Dies bedeutet, wie in Fig. 9 gezeigt ist, daß eine Frequenz f₀ ausgegeben werden sollte, jedoch wird eine Frequenz f₁ ausgegeben, da wie voranstehend beschrieben, die angezielte Phasenverschiebung verschoben ist. Wenn sich andererseits die Dielektrizitätskonstante des Brennstoffs ändert, ändert sich der Gütefaktor Q der Resonanz. Wie beispielsweise durch die zweifach gepunkteten Kettenlinien in Fig. 9 angedeutet ist, weist die Phasenkurve eine sanftere Steigung auf, wenn der Gütefaktor Q verringert wird, und es wird eine Frequenz f₂ ausgegeben. In diesem Falle weist die Messung eine niedrige Genauigkeit auf und wird durch die Leitfähigkeit des Brennstoffs beeinflußt.

Bei einer Massenproduktion der konventionellen Meßvorrichtung für die Dielektrizitätskonstante muß für jeden Komparator 16 die Spannung V_ref entsprechend dem Tastverhältnis des Ausgangssignals des spannungsgesteuert Oszillators 17 eingestellt werden. Dies verringert den Herstellungswirkungsgrad.

Daher soll die vorliegende Erfindung die voranstehend beschriebenen Schwierigkeiten ausschalten, die bei einer konventionellen Meßvorrichtung für die Dielektrizitätskonstante von Brennstoff auftreten.

Genauer gesagt besteht die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe darin, eine Meßvorrichtung für die Dielektrizitätskonstante von Brennstoff zur Verfügung zu stellen, die mit der auf 0° eingestellten angestrebten Phasenverschiebung der Phasensynchronisierschleife eine Dielektrizitätskonstante des Brennstoffs mit einem normalen Ausgangstastverhältnis unter korrekten Steuerbedingungen ermittelt und welche für die Massenproduktion geeignet ist.

Dies wird durch eine Vorrichtung mit den im Patentanspruch 1 oder 6 angegebenen Merkmalen erreicht. Vorteilhafter Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung wird nachstehend anhand zeichnerischer dargestellter Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 ein erläuterndes Schaltbild, teilsweise als Blockschaltbild, mit einer Darstellung einer Meßvorrichtung für die Dielektrizitätskonstante von Brennstoff, welche eine erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;

Fig. 2 ein Schaltbild, teilweise als Blockschaltbild, welches die Anordnung der erfindungsgemäßen Vorrichtung im einzelnen zeigt;

Fig. 3 ein Zeitablaufdiagramm mit einer Darstellung von Signalen an verschiedenen Schaltungspunkten in Fig. 2;

Fig. 4a und 4b Äquivalentschaltbilder eines Sensorabschnitts in einer konventionellen Meßvorrichtung für die Dielektrizitätskonstante von Brennstoff, und

Fig. 4c und 4d Frequenzeigenschaftsdiagramme für eine Beschreibung des Betriebsablaufs der konventionellen Vorrichtung;

Fig. 5 ein erläuterndes Diagramm, teilweise als Blockschaltbild, welches die Anordnung der konventionellen Vorrichtung zeigt;

Fig. 6 ein Schaltbild, teilweise als Blockschaltbild, welches die Anordnung der konventionellen Vorrichtung im einzelnen zeigt;

Fig. 7 ein Zeitablaufdiagramm für eine Beschreibung des Betriebs der konventionellen Vorrichtung,

Fig. 8 und 9 Diagramme für eine Beschreibung von Ausgangsfehlern der konventionellen Vorrichtung;

Fig. 10 ein erläuterndes Diagramm, teilweise als Blockschaltbild, mit einer Darstellung der Anordnung einer weiteren Meßvorrichtung für die Dielektrizitätskonstante von Brennstoff gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 11 ein Schaltbild, teilweise als Blockschaltbild, welches die Anordnung der zweiten Ausführungsform gemäß der Erfindung im einzelnen zeigt; und

Fig. 12 ein Zeitablaufdiagramm für eine Beschreibung des Betriebs der in Fig. 11 gezeigten Vorrichtung.

Unter Bezug auf die Fig. 1 und 2 wird eine Meßvorrichtung für die Dielektrizitätskonstante gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung beschrieben.

Die in Fig. 1 gezeigte Vorrichtung umfaßt eine Sensoreinrichtung (Sensorabschnitt) A und einen Meßschaltungsabschnitt B als Detektoreinrichtung. Der Sensorabschnitt A ist derselbe Abschnitt wie bei der voranstehend beschriebenen konventionellen Vorrichtung. Der Meßschaltungsabschnitt B umfaßt: einen Signalformer (Signalformeinrichtung) 11, der an die einschichtige Spule und einen Widerstand 10 angeschlossen ist; ein Tiefpaßfilter 12 als Wandlereinrichtung, mit welchem der Ausgang des Signalformers 11 verbunden ist, eine Vorspannungssteuereinrichtung 13, die an den Ausgang des Tiefpaßfilters 12 und eine vorbestimmte Referenzspannung V_ref angeschlossen ist, welche der Spannung entspricht, die das Tiefpaßfilter 12 ausgibt, wenn das Tastverhältnis des Ausgangssignals des Signalformers 11 50% beträgt, wobei die Vorspannungssteuereinrichtung 13 über die Zuleitung 4b einen Gleichspannungspegel an die einschichtige Spule 4 anlegt; und einen Phasenkomparator 14, der an den Ausgang des Signalformers 11 und an die Verbindungsleitung zwischen dem Widerstand 10 und einem Verstärker 18 angeschlossen ist. Die übrige Anordnung ist so wie bei der voranstehend beschriebenen konventionellen Vorrichtung.

Der voranstehend beschriebene Aufbau der Erfindung ist mit mehr Einzelheiten in Fig. 2 gezeigt. Ähnlich wie im Fall von Fig. 6 ist eine Phasensynchronisierschleife so ausgebildet, daß die Phasenverschiebung zwischen hochfrequenten Spannungssignalen an beiden Enden des Widerstands 10 0° beträgt. Ein größerer Teil von Fig. 2 ist ebenso ausgebildet, wie der von Fig. 6. Daher wird die Vorrichtung gemäß der Erfindung hauptsächlich in Bezug auf ihre Unterschiede gegenüber der konventionellen Vorrichtung beschrieben. Fig. 3 zeigt die Signalformen von Signalen an verschiedenen Schaltungspunkten in Fig. 2.

Das hochfrequente Rechteckwellensignal P1, welches von dem spannungsgesteuerten Oszillator 17 ausgegeben wird, wird an die CK-Klemme der ersten D-Flip-Flop-Schaltung 18a angelegt, und wird weiterhin über den Invertierer 18c an die CK-Klemme der zweiten D-Flip-Flop-Schaltung 18b angelegt. Der Q-Ausgang P2 der ersten D-Flip-Flop-Schaltung 18a ist über den Widerstand 10 an die einschichtige Spule 4 angeschlossen. Der Q-Ausgang P3 der zweiten D-Flip-Flop-Schaltung 18b stellt ein hochfrequentes Rechtecksignal dar, welches gegenüber dem Signal P2 um 90° phasenverschoben ist.

Das an dem Verbindungspunkt des Widerstands 10 und der einschichtigen Spule 4 bereitgestellte Signal P4, welches an die Spule 4 angelegt wird, wird durch den Signalformer 11, der eine Invertiererschaltung ist, in ein Rechtecksignal umgeformt, wobei der Signalformer zu den Logikschaltungen gehört, die auf TTL-Basis oder CMOS-Basis aufgebaut sind. Der Ausgang des Signalformers 11 wird auf die Pegel "H" und "L" wie nachstehend angegeben geschaltet: Der Ausgang des Signalformers 11 wird auf den Pegel "L" gesetzt, wenn das Eingangssignal höher ist als der Schwellenwertpegel V_th; und er wird auf "H" angehoben, wenn das Eingangssignal kleiner ist. Der Schwellenwertpegel V_th kann nicht eingestellt werden.

In der in Fig. 6 gezeigten konventionellen Meßvorrichtung für die Dielektrizitätskonstante von Brennstoff wird die dem Schwellenwertpegel V_th entsprechende Spannung an die Zuleitung 4b der einschichtigen Spule 4 als die Gleichspannungskomponente des Signals P4 angelegt, um den Signalformungsvorgang zu gestatten. Andererseits wird gemäß der vorliegenden Erfindung das Ausgangssignal des Signalformers 11 in eine Gleichspannung umgewandelt, welche seinem Tastverhältnis von dem Tiefpaßfilter 12 entspricht, und die Differenz zwischen dem Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 12 und einer Spannung V_ref, entsprechend der Spannung, die das Tiefpaßfilter 12 ausgibt, wenn das Tastverhältnis des Ausgangssignals des Signalformers 11 50% beträgt, wird durch einen Vergleichsintegrierer 13a in der Vorspannungssteuereinrichtung 13 integriert. Der sich ergebende Integrationswert wird der Zuleitung 4b der einschichtigen Spule 4 zugeführt.

Beispielsweise in einem Fall, in welchem das Signal P4 so aussieht, wie dies durch die gestrichelte Linie in Fig. 3 angegeben ist, liegt der Ausgang P5 des Signalformers 11 dauernd auf dem Pegel "H" und daher liegt der Ausgang des Tiefpaßfilters 12 ständig auf dem Pegel "H". Dieses Ausgangssignal mit dem Pegel "H" wird an den Vergleichsintegrierer 13a angelegt. Daher wird das Ausgangssignal der Vorspannungssteuereinrichtung 13 erhöht, so daß der Gleichspannungspegel des Signals P4 erhöht wird. Auf diese Weise steigt das Signal P4 an, schließlich auf das Niveau, welches durch die durchgezogene Linie angedeutet ist.

Die EXKLUSIV-ODER-Schaltung 14c in dem Phasenkomparator 14 besteht aus TTL oder CMOS. Das Signal P3 wird über den Invertierer 14b an eine der Eingangsklemmen der EXKLUSIV-ODER-Schaltung 14c angelegt, während das Ausgangssignal P5 des Signalformers 11 an die andere Eingangsklemme angelegt wird, so daß die Signale P3 und P5 einem Vergleich unterzogen werden. Wenn in dem Sensorabschnitt A die LC-Schaltung mit einer anderen Frequenz als der Resonanzfrequenz angeregt wird, so ist die Phasenverschiebung zwischen den Signalen P5 und P2 nicht gleich 0°, und die Phasenverschiebung zwischen den Signalen P5 und P3 ist nicht 90°, und daher ist das Tastverhältnis des Ausgangs P6 der EXKLUSIV-ODER-Schaltung 14c nicht 50%.

Wenn daher das Signal P6 an das Tiefpaßfilter 15 angelegt wird, so wird dessen Gleichspannungs-Ausgangssignal an den Komparator 16 angelegt, so daß die Differenz zwischen dem Gleichspannungs-Ausgangssignal und der Referenzspannung V_ref entsprechend der Phasenverschiebung von 0° integriert wird, und der sich ergebende Integrationswert wird an den spannungsgesteuerten Oszillator 17 angelegt, um die Oszillationsfrequenz zu steuern. Dies führt dazu, daß in Fig. 3 die Phase des Signals P4 in die Richtung nach links verschoben wird und dementsprechend auch das Signal P6 geändert wird, wie durch die Pfeile angedeutet ist. Schließlich ist eine Phasenrückkopplungssteuerung eingerichtet, wie in Fig. 7 gezeigt ist.

Bei der voranstehend beschriebenen Ausführungsform erhält die Vorspannungssteuereinrichtung 13 die Spannung V_ref entsprechend dem Tastverhältnis von 50% durch Teilen der Versorgungsspannung durch den variablen Widerstand 23. Es kann jedoch auch irgendein anderes Signal mit einem Tastverhältnis von 50%, beispielsweise das Signal P2, an ein Tiefpaßfilter angelegt werden, welches eine äquivalente Funktion aufweist wie das Tiefpaßfilter 12, um dessen Gleichspannung zu erhalten. In diesem Falle steuert die Vorspannungssteuereinrichtung 13 die der einschichtigen Spule 4 zugeführte Spannung so, daß die Gleichspannung gleich der Ausgangsspannung des Tiefpaßfilters 12 ist.

Unter Bezug auf Fig. 10 wird eine zweite Meßvorrichtung für die Dielektrizitätskonstante von Brennstoff gemäß einer zweiten Ausführungform der Erfindung beschrieben.

Die in Fig. 10 dargestellte Meßvorrichtung für die Dielektrizitätskonstante weist ebenfalls einen Sensorabschnitt A und einen Meßschaltungsabschnitt B auf. Der Sensorabschnitt A ist vollständig identisch mit dem Sensorabschnitt A der konventionellen Meßvorrichtung für die Dielektrizitätskonstante. Der Meßschaltungsabschnitt B umfaßt: eine Hochfrequenz-Spannungssignal-Anlegeeinrichtung 30 zum Anlegen eines Hochfrequenzsignals an die einschichtige Spule 4 über einen Widerstand 10; eine Hochfrequenz-Bezugssignal- Anlegeeinrichtung 31 zur Ausgabe eines Referenz-Hochfrequenzsignals, welches die gleiche Frequenz aufweist wie das Ausgangssignal der Hochfrequenz-Spannungssignal- Anlegeeinrichtung 30 und diesem gegenüber um einen vorbestimmten Winkel in der Phase verschoben ist; einen Phasenkomparator 14 zum Messen der Phasenverschiebung zwischen einem Signal, welches in der Verbindungsleitung des Widerstands 10 und der einschichtigen Spule 4 vorhanden ist, und dem Ausgangssignal der Hochfrequenz-Bezugssignal-Anlegeeinrichtung 31; einen Referenz- Phasenkomparator 114 als Bezugs-Phasenverschiebungs- Vergleichseinrichtung zur Ermittlung der Phasenverschiebung zwischen den Ausgangssignalen der Anlegeeinrichtungen 30 und 31; ein zweites Tiefpaßfilter 115, an welches das Ausgangssignal des Referenz-Phasenkomparators 114 angelegt wird; einen Komparator 16, an welchen das Ausgangssignal eines ersten Tiefpaßfilters 15 und das Ausgangssignal des zweiten Tiefpaßfilters 115 angelegt werden; und einen spannungsgesteuerten Oszillator 17, der das Ausgangssignal des Vergleichsintegrierers 16 empfängt und ein Ausgangssignal zur Verfügung stellt, welches an die Hochfrequenz- Spannungssignal-Anlegeeinrichtung 30 und die Hochfrequenz- Bezugssignal-Anlegeeinrichtung 31 angelegt wird.

Die Anordnung der Meßvorrichtung für die Dielektrizitätskonstante ist in Fig. 11 mit mehr Einzelheiten gezeigt. In der Vorrichtung ist, ähnlich wie bei der konventionellen Vorrichtung, eine Phasensynchronisierungsschleife so ausgebildet, daß die Phasenverschiebung zwischen Hochfrequenzspannungssignalen, die an beiden Enden des Widerstands 10 anliegen, 0° ist. Fig. 12 zeigt Signale an verschiedenen Schaltungspunkten in Fig. 11.

Nunmehr wird der Betrieb der Vorrichtung beschrieben; allerdings werden hauptsächlich die Teile der Vorrichtung beschrieben, die sich von denen der konventionellen Vorrichtung unterscheiden.

Der spannungsgesteuerte Oszillator 17 gibt ein Hochfrequenz-Rechteckwellensignal P1 aus, welches an die CK-Klemme einer als erste D-Flip-Flop-Schaltung ausgebildeten Hochfrequenz-Spannungssignal-Anlegeeinrichtung 30 angelegt wird. Weiterhin wird das Signal P1 über einen Invertierer 31b an die CK-Klemme einer zweiten D-Flip-Flop-Schaltung 31a angelegt. Der Q-Ausgang P2 der als erste D-Flip-Flop-Schaltung ausgebildeten Hochfrequenz-Spannungssignal-Anlegeeinrichtung 30 wird über den Widerstand 10 an die einschichtige Spule 4 angelegt. Das Q-Ausgangssignal P3 der zweiten D-Flip-Flop-Schaltung 31a ist ein hochfrequentes Rechtecksignal, welches in der Phase um einen Winkel gegenüber dem Signal P2 verschoben ist, wobei der Winkel durch das Tastverhältnis des Rechteckwellensignals P1 bestimmt wird; dies bedeutet, daß die Signale P2 und P3 gegeneinander phasenverschoben sind, entsprechend dem Tastverhältnis des Signals P1.

Die D-Flip-Flops 30 und 31a und der Invertierer 31b arbeiten auf entsprechende Weise wie die Teile 18a, 18b und 18c in Fig. 6. Allerdings ist bei dieser Ausführungsform, um die Funktionen der Bauteile deutlich zu erläutern, die erste D-Flip-Flop-Schaltung 30 als "Hochfrequenz- Spannungssignal-Anlegeeinrichtung" bezeichnet, und die zweite D-Flip-Flop-Schaltung 31a und der Invertierer 31b als "Hochfrequenz- Bezugssignal-Anlegeeinrichtung".

Die Signale P2 und P3 werden an einen Phasenkomparator angelegt, nämlich an eine EXKLUSIV-ODER-Schaltung 114, welche ein Rechteckwellensignal P7 ausgibt, dessen Tastverhältnis der Phasenverschiebung zwischen den Signalen P2 und P3 entspricht. Das Signal P7 wird an das zweite Tiefpaßfilter 115 angelegt, in welchem Hochfrequenzkomponenten von dem Signal P7 durch einen Widerstand 115a und einen Kondensator 115b entfernt werden; dies bedeutet, daß das Signal P7 in eine Gleichspannung entsprechend dem Tastverhältnis des Signals P7 umgewandelt wird. Die Gleichspannung wird an einen Gleichspannungspuffer 115c angelegt, welcher ein Gleichspannungssignal Ref ausgibt, entsprechend der Phasenverschiebung zwischen den Signalen P2 und P3.

Das Signal P3 wird über eine Pufferschaltung 14b an eine Eingangsklemme einer EXKLUSIV-ODER-Schaltung 14c geliefert, eine der Logikschaltungen vom Typ TTL und CMOS, in dem Meß-Phasenkomparator 14, während ein Signal P4 an dem Verbindungspunkt des Widerstands 10 und der einschichtigen Spule 4, welches an die einschichtige Spule 4 angelegt wird, über eine Pufferschaltung 14a der anderen Eingangsklemme der EXKLUSIV-ODER-Schaltung 14c zugeführt wird, so daß mit den Signalen P3 und P4 ein Phasenvergleich durchgeführt wird.

Das Hochfrequenzsignal P4, welches an dem Verbindungspunkt des Widerstands 10 und der einschichtigen Spule 4 zur Verfügung gestellt wird, ist sinusförmig. Die Pufferschaltung 14a formt die Signalform des Signals P4 so um, daß ein Signal P5 zur Verfügung gestellt wird. Das Signal P5 ist eine Rechteckwelle, die in Phase mit dem Signal P2 bei der Resonanzfrequenz der LC-Schaltung des Sensorabschnitts A liegt und gegenüber dem Signal P3 um die Phasenverschiebung zwischen den Signalen P2 und P3 phasenverschoben ist. Wenn daher die Phasenverschiebung zwischen den Signalen P2 und P4, die an beiden Enden des Widerstands 10 anliegen, 0° beträgt; also wenn die Frequenz die Resonanzfrequenz der LC-Schaltung in dem Sensorabschnitt A ist, so ist das Ausgangssignal P6 der EXKLUSIV-ODER-Schaltung 14c ein Rechtecksignal, welches dasselbe Tastverhältnis aufweist wie das Signal P7.

Das Ausgangssignal P6 der EXKLUSIV-ODER-Schaltung 14c wird an das Tiefpaßfilter 15 angelegt, dessen Gleichspannungsausgangssignal dem Komparator 16 zugeführt wird, mit dessen Hilfe die Differenz zwischen dem Gleichspannungsausgangssignal und der Ausgangsspannung Ref des Tiefpaßfilters 15 integriert wird. Der sich ergebende Integrationswert, also das integrierte Ausgangssignal des Komparators 16, wird an den spannungsgesteuerten Oszillator 17 angelegt, um dessen Oszillationsfrequenz zu steuern. Dies bedeutet, daß eine Phasensynchronisierschleife gebildet wird, welche die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 17 so steuert, daß die Phasenverschiebung zwischen den Hochfrequenz-Spannungssignalen, die an beiden Enden des Widerstands 10 anliegen, 0° beträgt.

Nunmehr wird der Fall überlegt, in welchem sich die an den Meßschaltungsabschnitt B angelegte Versorgungsspannung ändert. In diesem Fall ändern sich ebenfalls die hohen Pegel der EXKLUSIV-ODER-Schaltungen 14c und 114, und daher wird auch die Gleichspannung geändert, welche der Phasenverschiebung entspricht, die durch Anlegen der Ausgangssignale der EXKLUSIV-ODER-Schaltungen 14c und 114 an die jeweiligen Tiefpaßfilter 15 und 115 erhalten wird. Allerdings weisen die beiden EXKLUSIV-ODER-Schaltungen 14c und 114 eine einander gleiche Anordnung auf und daher sind bei derselben Versorgungsspannung die von ihnen ausgegebenen hohen Pegel einander gleich. Daher sind, bei demselben Tastverhältnis, die von den Tiefpaßfiltern 15 und 115 ausgegebenen Gleichspannungen einander gleich.

Daher weisen bei dem voranstehend beschriebenen Fall die Signale P6 und P7 ein gleiches Tastverhältnis auf und die Phasenverschiebung zwischen den Signalen P2 und P3 ist gleich der Phasenverschiebung zwischen den Signalen P3 und P5. Zusätzlich wird die Phasenverschiebung zwischen den Hochfrequenzsignalen, die an beiden Enden des Widerstands 10 anliegen, so gesteuert, daß sie dauernd 0° ist. Andererseits wird selbst bei der Herstellung der Meßvorrichtung für die Dielektrizitätskonstante von Brennstoff in großem Maßstab die Phasenverschiebung zwischen den Hochfrequenzsignalen, die an beiden Enden des Widerstands 10 anliegen, so gesteuert, daß sie dauernd 0° beträgt, da unabhängig von dem momentan herrschenden Tastverhältnis, wenn der spannungsgesteuerte Oszillator 17 schwingt, die Oszillationsfrequenz so gesteuert wird, daß die Signale P6 und P7 ein und dasselbe Tastverhältnis aufweisen.

Bei den voranstehend beschriebenen ersten und zweiten Ausführungsformen wird der Methanolgehalt in einer Methanol/Benzinmischung gemessen. Es ist allerdings selbstverständlich, daß die Vorrichtung auch zur Messung der Dielektrizitätskonstante in anderen Flüssigkeiten eingesetzt werden kann.

Wie voranstehend beschrieben wird bei der ersten Ausführungsform der Erfindung die Phasenverschiebung zwischen den Spannungen gemessen, die an beiden Enden des Widerstands anliegen, der in Reihe mit der Meßspule geschaltet ist, und es wird die Ausgangsfrequenz der Hochfrequenz-Spannungssignal-Anlegeeinrichtung gesteuert, die zum Anlegen des Hochfrequenzsignals an die Meßspule über den Widerstand ausgebildet ist. Bei der Messung der Phasenverschiebung wird die Spannung an dem Verbindungspunkt des Widerstands und der Meßspule in ihrer Signalform in ein Rechtecksignal durch den Signalformer umgeformt und die Gleichspannung wird an die Meßspule angelegt, so daß das Tastverhältnis des Rechtecksignals den vorbestimmten Wert annimmt; daher wird das Tastverhältnis des Ausgangssignals des Signalformers so gesteuert, daß der vorbestimmte Wert eingenommen wird. Selbst wenn sich die Dielektrizitätskonstante des Brennstoffs so abrupt ändert, daß die Steuerung der Phasensynchronisierungsschleife ungenügend wird und die Messung der Phasenverschiebung daher falsch ist, kehrt die Steuerung schnell zu Normalbedingungen zurück. Daher kann mit der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung die Dielektrizitätskonstante des Brennstoffs mit hoher Genauigkeit gemessen werden. Darüber hinaus ist die Vorrichtung gemäß der Erfindung für die Massenproduktion geeignet, da sie nicht die Schwierigkeit aufweist, daß die an die Meßspule angelegte Gleichspannung entsprechend den Eigenschaften des Signalformers eingestellt werden muß.

Bei der Vorrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform erfolgt eine Rückkopplungssteuerung der Ausgangsfrequenzen der Hochfrequenz-Spannungssignal-Anlegeeinrichtung und der Hochfrequenz-Bezugssignal- Anlegeeinrichtung, so daß die Phasenverschiebung zwischen dem Hochfrequenzsignal, welches durch die Meßspule bereitgestellt wird, und dem Referenzhochfrequenzsignal gleich der Phasenverschiebung zwischen dem Hochfrequenz-Bezugssignal und dem Hochfrequenz-Spannungssignal ist, die an die Meßspule über den Widerstand angelegt wird. Daher arbeitet bei dieser Vorrichtung die gebildete Phasensynchronisierungsschleife so, daß sie die Phasenverschiebung zwischen den an beiden Enden des Widerstands anliegenden Signalen auf 0° setzt, unabhängig von der Phasenverschiebung zwischen den Ausgangssignalen der Hochfrequenz-Spannungssignal-Anlegeeinrichtung und der Hochfrequenz-Bezugssignal-Anlegeeinrichtung oder der Änderung des Ausgangssignals des Phasenkomparators in Folge einer Änderung der Versorgungsspannung. Daher kann die Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung die Dielektrizitätskonstante des Brennstoffs mit hoher Genauigkeit messen, und weist keine Änderung des Gütefaktors Q der Meßspule in Folge der Dielektrizitätskonstante des Brennstoffs oder der Änderung der Versorgungsspannung auf. Weiterhin ist es bei der Herstellung derartiger Vorrichtungen in großem Maßstab nicht erforderlich, die Phasensynchronisierschleife in jeder Vorrichtung einzustellen; dies bedeutet, daß die Vorrichtung besonders für die Massenproduktion geeignet ist.

Claims

1. Vorrichtung zur Messung der Dielektrizitätskonstante (ε) eines Brennstoffs, mit:
einer Sensoreinrichtung (A), die eine Detektorspule (L) aufweist und mit einer ersten (4a) und einer zweiten Klemme (4b) versehen ist, zur Erzeugung einer Resonanz eines Hochfrequenz-Spannungssignals (P2), wobei die Resonanzfrequenz der Dielektrizitätskonstanten (ε) eines Brennstoffs in der Sensoreinrichtung (A) entspricht; und
einer Detektoreinrichtung (B) zur Erzeugung eines Signals (V_out), welches die Dielektrizitätskonstante (ε) des Brennstoffs repräsentiert; wobei die Detektoreinrichtung (B) aufweist:

- einen Widerstand (10), der ein erstes Ende aufweist, welches in Reihe mit der ersten Klemme (4a) der Sensoreinrichtung (A) geschaltet ist, sowie ein zweites Ende aufweist;
- eine Hochfrequenz-Spannungssignal- Erzeugungseinrichtung (17, 18, 19) zum Anlegen eines Hochfrequenz-Spannungssignals (P2) an das zweite Ende des Widerstands (10);
- eine Vorspannungssteuereinrichtung (12, 13), die an die zweite Klemme (4b) der Sensoreinrichtung (A) angeschlossen ist, um an diese eine Gleichspannungs-Vorspannung anzulegen;
- eine Phasenverschiebungs-Detektoreinrichtung (11, 14), die zwischen das erste und das zweite Ende des Widerstands (10) geschaltet ist, um eine Phasenverschiebung zwischen dem Hochfrequenz- Spannungssignal (P2) und einem Spannungssignal (P4) zu erfassen, welches an einer Verbindungsleitung zwischen der Sensoreinrichtung (A) und dem Widerstand (10) vorhanden ist; und
- eine Steuereinrichtung (15, 16) zum Steuern des Hochfrequenz-Spannungssignals (P2) zur Einstellung der Phasenverschiebung, die von der Phasenverschiebungs-Detektoreinrichtung (11, 14) ermittelt wird, auf einen ersten, vorbestimmten Wert;
- wobei zumindest entweder die Hochfrequenz- Spannungssignal-Erzeugungseinrichtung (17, 18, 19) oder die Steuereinrichtung (15, 16) ein Signal (V_out) erzeugt, welches die Dielektrizitätskonstante (ε) des Brennstoffs repräsentiert.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei welcher die Phasenverschiebungs-Detektoreinrichtung (11, 14) eine Signalformeinrichtung (11) aufweist, um das Spannungssignal (P4), in welches in sinusförmiger Signalform in der Verbindungsleitung zwischen der Sensoreinrichtung (A) und dem Widerstand (10) vorliegt, in ein entsprechendes Signal (P5) mit Rechteckform umzuwandeln, und die Phasenverschiebungs- Detektoreinrichtung (11, 14) das rechteckförmige Signal (P5) von der Signalformeinrichtung (11) mit dem Hochfrequenz-Spannungssignal (P2) der Hochfrequenz- Spannungssignal-Erzeugungseinrichtung (17, 18, 19) mit quadratischer Signalform vergleicht.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, bei welcher die Vorspannungssteuereinrichtung (12, 13) eine Wandlereinrichtung (12) aufweist, um das Signal (P5) mit Rechtecksignalform der Signalformeinrichtung (11) in ein Gleichspannungssignal umzuwandeln, welches dessen Tastverhältnis repräsentiert, wobei die Vorspannungssteuereinrichtung die Gleichspannungs- Vorspannung so steuert, daß das Spannungssignal, welches das Tastverhältnis repräsentiert, einen zweiten vorbestimmten Wert annimmt.

4. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei welcher der erste vorbestimmte Wert der Phasenverschiebung 0° beträgt.

5. Vorrichtung nach Anspruch 3, bei welcher der zweite vorbestimmte Wert ein Tastverhältnis von 50% repräsentiert.

6. Vorrichtung zur Messung der Dielektrizitätskonstante (ε) eines Brennstoffs, mit:
einer Sensoreinrichtung (A), welche eine Detektorspule (L) aufweist und mit einer ersten (4a) und einer zweiten Klemme (4b) versehen ist, zur Erzeugung einer Resonanz eines Hochfrequenz-Spannungssignals (P2), wobei die Resonanzfrequenz der Dielektrizitätskonstanten (ε) eines Brennstoffs in der Sensoreinrichtung (A) entspricht; und
einer Detektoreinrichtung (B) zur Erzeugung eines Signals (V_out), welches die Dielektrizitätskonstante (ε) des Brennstoffs repräsentiert; wobei die Detektoreinrichtung (B) aufweist:

- einen Widerstand (10), welcher ein erstes Ende aufweist, das in Reihe mit der ersten Klemme (4a) der Sensoreinrichtung (A) geschaltet ist, und mit einem zweiten Ende versehen ist;
- wobei zumindest entweder die Ausgangsfrequenz der Hochfrequenz-Spannungssignal-Erzeugungseinrichtung (17, 30, 19), oder die Ausgangsfrequenz der Hochfrequenz-Bezugssignal-Erzeugungseinrichtung (17, 31, 19), oder das Ausgangssignal der Steuereinrichtung (15, 16, 115) ein Signal (V_out) erzeugt, welches die Dielektrizitätskonstante (ε) des Brennstoffs repräsentiert.

7. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei welcher der Brennstoff zumindest entweder Benzin oder Alkohol umfaßt.