DE4230313C2 - Vorrichtung zur Erfassung einer dielektrischen Konstanten - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung, die in einem berührungsfreien Modus die dielektrische Konstante einer Flüssigkeit, beispielsweise eines an eine Verbrennungseinrichtung oder dergleichen zugeführten Kraftstoffs erfaßt, und insbesondere auf eine Vorrichtung zum Erfassen einer dielektrischen Konstanten von Kraftstoff zum Messen des prozentualen Anteils von Alkohol eines für den Motor eines Kraftfahrzeuges oder dergleichen verwendeten Kraftstoffs.

Um den Verbrauch von Öl herabzusetzen und um die Luftverschmutzung durch Kraftfahrzeugabgase zu vermindern, ist vor kurzem in den Vereinigten Staaten und vielen europäischen Ländern ein Kraftstoff eingeführt worden, der durch Mischen von Alkohol mit Benzin hergestellt wird. Wenn dieser mit Alkohol gemischte Kraftstoff für den Motor, dessen Betrieb dem Luft-Kraftstoffverhältnis von Benzin-Kraftstoff angeglichen ist, verwendet wird, wie er ist, ist es schwierig, einen gleichmäßigen Lauf des Motors zu erhalten, weil der Alkohol stöchiometrisch kleiner ist als das Benzin, und das Luft-Kraftstoffverhältnis ist somit mager. Somit ist es in diesem Fall erforderlich, den prozentualen Anteil von Alkohol in dem mit Alkohol gemischten Kraftstoff festzustellen, um dadurch das Luft- Kraftstoffverhältnis und den Zündzeitpunkt der Maschine einzustellen.

Bis jetzt sind zwei Verfahren verfügbar, um den prozentualen Anteil von Alkohol zu erfassen. Bei einem Verfahren wird die dielektrische Konstante eines mit Alkohol gemischten Kraftstoffs erfaßt. Bei dem anderen Verfahren wird dessen Brechungsindex erfaßt. Die DE 35 18 186 A1 beschreibt eine Vorrichtung zur Erfassung der effektiven Dielektrizitätskonstanten eines Mediums, insbesondere zur Bestimmung des Wasseranteils in einem gefüllten Behälter für Öl oder Alkohol. Dabei sind einer Empfangselektrode eine erste und eine zweite felderzeugende Sendeelektroden zugeordnet, die mit gegenphasigen Wechselspannungen beaufschlagt sind. Die Wechselspannungen werden so eingestellt, daß die in der Empfangselektrode induzierten Ströme sich gegenseitig kompensieren. Eine dritte Sendeelektrode ist so angeordnet, daß sie mit der Empfangselektrode den Meßraum einschließt. Die dritte Sendeelektrode ist mit der Wechselspannungen der ersten b.z.w. zweiten Sendeelektrode beaufschlagt. Das Ausgangssignal der Empfangselektrode wird mit einer Auswerteeinheit ausgewertet, die es gestattet, die effektiven Dielektrizitätskonstanten im Meßraum zu bestimmen.

Die Vorrichtung hat jedoch den Nachteil, daß Streukapazitäten vorhanden sind, die die genaue Erfassung der Dielektrizitätskonstanten erschweren.

Die Anmelderin der vorliegenden Anmeldung hat eine Anmeldung eingereicht, die mit der vorliegenden Erfindung verwandt ist, über eine Vorrichtung zum Erfassen der dielektrischen Konstanten von mit Alkohol gemischtem Kraftstoff unter der japanischen Offenlegungsschrift Nr. 22488/1991.

Fig. 5 zeigt ein Beispiel der Vorrichtung entsprechend der vorher erwähnten Anmeldung. In Fig. 5 enthält ein Sensorabschnitt A: einen zylindrischen Isolator 1 in der Form eines zylindrischen Behälters, der aus isolierendem Material, beispielsweise aus ölabweisendem Plastik hergestellt ist, in den Kraftstoff eingeleitet wird; eine elektrisch leitende Elektrode 3 in der Form eines Zylinders, der innerhalb des zylindrischen Isolators 1 derart vorgesehen ist, daß die zylindrische Wand der Elektrode 3 mit der zylindrischen Wand des Isolators 1 koaxial und im wesentlichen parallel damit ist; eine einlagige Spule 4, die auf die äußere zylindrische Oberfläche des Isolators 1 so gewickelt ist, daß sie über die zylindrische Wand des Isolators 1 der Elektrode 3 gegenüberliegt; und an die Spule 4 angeschlossene Anschlußdrähte 4a und 4b.

Außerdem ist in Fig. 5 durch die innere zylindrische Oberfläche des zylindrischen Isolators 1 und über die äußere zylindrische Oberfläche der Elektrode 3 ein Kraftstoffkanal 2 definiert; ein Flansch 5, an dem die Elektrode 3 befestigt ist, ist vorgesehen und über eine Kraftstoff-Abdichtung 7 mit dem zylindrischen Isolator 1 gekoppelt, wodurch ein Kraftstoffbehälter geschaffen wird (wobei der Flansch integral mit der Elektrode gebildet ist); und Anschlußstutzen 6 führen Kraftstoff an den Kraftstoffkanal 2 zu.

Wie oben beschrieben, befindet sich in der Vorrichtung der Kraftstoffkanal 2 außerhalb der Elektrode 3 und die einlagige Spule 4 befindet sich außerhalb des Kraftstoffkanals 2 über den zylindrischen Isolator 1. Jedoch ist es selbstverständlich, daß sogar dann, wenn die Reihenfolge der Anordnung dieser Komponenten umgedreht wird, ein Kraftstoffbehälter, äquivalent dem oben beschriebenen, erhalten werden kann. Das heißt, ein Sensorabschnitt A, wie in Fig. 6 gezeigt, fällt in den Umfang der Erfindung, die unter der vorher erwähnten japanischen Patentanmeldung mit der Nummer 22488/1991 eingereicht wurde. Als nächstes soll eine in Fig. 6 gezeigte Vorrichtung beschrieben werden. In Fig. 6 werden zur einfacheren Beschreibung Teile, deren Funktionen denjenigen entsprechen, die bereits unter Bezugnahme auf Fig. 5 beschrieben worden sind, deswegen mit den gleichen Bezugszahlen oder -zeichen bezeichnet, obwohl ihre Ausführung verschieden sein kann.

Der Sensorabschnitt A, wie in Fig. 6 gezeigt, umfaßt: einen zylindrischen Isolator 1 aus ölabweisendem Plastik, der durch ein Spritzgußverfahren geformt werden kann; eine einlagige Spule 4, die auf einen zylindrischen isolierenden Spulenkörper 4c gewickelt und in dem zylindrischen Isolator 1 abgedichtet enthalten ist; Anschlußdrähte 4a und 4b, die mit der einlagigen Spule 4 verbunden sind; und eine elektrisch leitende Elektrode 4, die im wesentlichen in der Form eines Zylinders ausgeführt ist und außerhalb des zylindrischen Isolators 1 angeordnet ist. Die zylindrische Wand der Elektrode ist im wesentlichen parallel und koaxial mit der zylindrischen Wand der einlagigen Spule 4. Beide Endabschnitte der Elektrode sind über Kraftstoffabdichtungen 7 mit dem zylindrischen Isolator 1 verbunden, wodurch ein Kraftstoffbehälter gebildet wird. Ein Kraftstoffkanal 2 ist zwischen der inneren zylindrischen Oberfläche der zylindrischen Elektrode 3 und der Wand einer ringförmigen Aussparung gebildet, die in dem zylindrischen Isolator 1 gebildet ist. In der Wand der ringförmigen Aussparung ist die einlagige Spule 4 so vergraben, daß sie in einem vorbestimmten Abstand von der Elektrode 3 beabstandet ist. Anschlußstutzen 6 sind mit der Elektrode 3 verbunden, um in den Kraftstoffkanal 2 Kraftstoff einzuleiten.

Außerdem umfaßt in Fig. 6 ein Erfassungsschaltungs-Abschnitt B: einen Widerstand 10, der mit dem Anschlußdraht 4a der einlagigen Spule 4 in Reihe geschaltet ist, wodurch eine Reihenschaltung gebildet wird; einen Vergleicher für 0°-Phase, an den an beiden Enden des Widerstandes 10 bereitgestellte Signale angelegt werden; ein Tiefpaßfilter 12, an das der Ausgang eines Phasen-Vergleiches 11 angelegt wird; einen Vergleichs-Integrator 13, an den der Ausgang des Tiefpaßfilters 12 und eine vorgegebene Referenzspannung V_ref entsprechend einer Phase von 0° angelegt werden; einen spannungsgesteuerten Oszillator, an den der Ausgang des Vergleichs-Integrators 13 angelegt wird; einen Verstärker 15 zum Verstärken des Ausgangs des spannungsgesteuerten Oszillators 14, wobei der Ausgang des Verstärkers 15 an die oben erwähnte Reihenschaltung angeschlossen ist; und ein Frequenzteiler 16 zum Unterteilen der Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 14.

Der Betrieb der herkömmlichen Vorrichtung ist wie folgt:
Jeder der Sensorabschnitte A aus Fig. 5 und 6 besitzt ein Ersatzschaltbild und Eigenschaften, wie in Fig. 4(a), (b) und (c) gezeigt. Fig. 4(a) zeigt ein Ersatzschaltbild eines Parallel-Schwingkreises; Fig. 4(b) zeigt Frequenzen über Sensorabschnittimpedanzen und Strom-Spannungsphasen; und Fig. 4(c) zeigt Resonanzfrequenzen über prozentualen Methanol gehalten.

Fig. 4(a) zeigt einen Strom I, eine Spannung V, eine Impedanz Z, die Induktivität L der einlagigen Spule 4, eine elektrostatische Kapazität C_f zwischen der einlagigen Spule 4 und der elektrisch leitenden Elektrode 3, die sich mit der dielektrischen Konstanten ε des Kraftstoffes in den Kraftstoffkanal 2 ändert; und eine Kapazität C_p, die in keinerlei Beziehung mit der dielektrischen Konstanten ε des Kraftstoffes steht, beispielsweise eine Streukapazität des Anschlußdrahtes 4a oder die Eingangskapazität des Phasenvergleichers. Wenn das an die Anschlußleitung 4a von jedem der Sensoren A angelegte Signal, wie in Fig. 5 und 6 gezeigt, frequenzmäßig geändert wird, dann tritt eine parallel LC Resonanz, wie in Fig. 4 gezeigt, auf. Bei diesem Betrieb kann die parallele Resonanzfrequenz f_r mittels der folgenden Gleichung (1) ausgedrückt werden:

wobei K, a und b die von der Konfiguration des Sensorabschnitts A bestimmten Konstanten sind.

Die Resonanzfrequenz f_r hängt von der dielektrischen Konstanten ε des Kraftstoffs ab, wie aus Gleichung (1) ersichtlich, und sie nimmt mit zunehmender dielektrischer Konstante ε des Kraftstoffes zu. Wenn sie mit der Vorrichtung gemessen wird, dessen Sensor von einer vorgegebenen Konfiguration ist, war die Resonanzfrequenz f_r ungefähr 7.5 MHz für den Fall eines Methanols mit einer dielektrischen Konstanten ε von 33, und 9.5 MHz wurden erreicht für den Fall eines Benzins bei einer dielektrischen Konstante ε. Für die Fälle von gemischten Kraftstoffen, die durch Mischen von Methanol und Benzin wahlweise hergestellt werden können, ändert sich die Resonanzfrequenz f_r mit dem prozentualen Methanolgehalt, wie in Fig. 4 gezeigt. Somit kann durch Erfassen eines Signals entsprechend der Resonanzfrequenz f_r die dielektrische Konstante ε des Kraftstoffes und dementsprechend der prozentuale Methanolgehalt des mit Methanol gemischten Kraftstoffes erfaßt werden.

In jeder der Fig. 5 und 6 ist der Erfassungs-Schaltungsabschnitt B so ausgelegt, daß er die oben beschriebene Resonanzfrequenz f_r erfaßt. Unter der Bedingung, daß der mit Methanol gemischte Kraftstoff in den Kanal 2 fließt, legt der spannungsgesteuerte Oszillator 14 ein Hochfrequenzsignal an die Serienschaltung des Widerstands 10 und der einlagigen Spule 4, und hochfrequente Spannungssignale an beiden Enden des Widerstandes 10 an, und Hochfrequenz-Spannungssignale an beiden Enden des Widerstands 10; d. h. ein Hochfrequenz-Spannungssignal, das an die Serienschaltung angelegt ist, und ein Hochfrequenz-Spannungssignal, das an die einlagige Spule 4 angelegt ist, werden an den Phasenvergleicher 11 angelegt, in dem sie einem Phasenvergleich unterzogen werden. Für den Fall, bei dem ein Hochfrequenz-Spannungssignal mit der Frequenz gleich der Resonanzfrequenz f_r an die Reihenschaltung angelegt wird, ist dann, wie in Teil B von Fig. 4 gezeigt, die Strom-Spannungsphase des Sensorabschnittes A 0° und somit die Phasenverschiebung zwischen den Hochfrequenzspannungen an beiden Enden des Widerstandes 10 0°.

Für den Fall, bei dem ein Hochfrequenzsignal, dessen Frequenz niedriger ist als die Resonanzfrequenz f_r an die Reihenschaltung, wie in Fig. 4(b) gezeigt, angelegt wird, ist andererseits die Strom-Spannungsphase des Sensorabschnitts A 0° voraus und somit ist die Phasenverschiebung zwischen den Hochfrequenzspannungen an beiden Enden des Widerstandes 10 größer als 0° gegenüber der Phase des Hochfrequenzsignals als eine Referenz, die an die Reihenschaltung angelegt wird. Somit wird der Ausgang des Phasenvergleichers 11 in eine Gleichspannung entsprechend der Phasenverschiebung mit Hilfe eines Tiefpaßfilters gewandelt und die Gleichspannung und eine Referenz-Gleichspannung V_ref entsprechend einer Phasenverschiebung von 0° werden an den Vergleichsintegrator 13 angelegt, in dem die Differenz zwischen der Gleichspannung und der Referenz-Gleichspannung V_ref einer Integration ausgesetzt wird. Der Ausgang des Vergleichsintegrators 13 wird an den spannungsgesteuerten Oszillator 14 angelegt, der ein Hochfrequenzsignal an die Reihenschaltung über den Widerstand 10 anlegt und somit ist die Bildung einer Phasensynchronisationsschleife abgeschlossen.

Der spannungsgesteuerte Oszillator 14 führt eine Steueroperation über die Phasensynchronisationsschleife so durch, daß die Phasenverschiebung zwischen den Hochfrequenzspannungssignalen an beiden Enden des Widerstands 10 0° werden kann. Somit gleicht die Schwingungsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 14 immer der Resonanzfrequenz f_r und ein Frequenzausgang f_aus wird erhalten, indem die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 14 mit dem Frequenzteiler 16 geeignet geteilt wird. Da die Oszillationsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators exakt der Steuereingangsspannung entspricht, kann außerdem der Ausgang des Vergleichsintegrators 13 als ein Spannungsausgang V_aus erhalten werden.

Jedoch ist es in der in Fig. 6 gezeigten Vorrichtung schwierig, die Länge der Anschlußleitung 4a der einlagigen Spule 4 zu verkürzen, obwohl die Streukapazität des Anschlußdrahtes 4a relativ groß ist. Die Verwendung eines abgeschirmten Drahtes für den Anschlußdraht 4a ist zum Beseitigen von Rauschsignalen effektiv; jedoch wird er die Streukapazität erhöhen. Sogar, wenn die Abschirmung von dem Anschlußdraht 4a getrennt wird, ändert sich die Streukapazität in Abhängigkeit von der Position, an der der Anschlußdraht liegt, oder in Abhängigkeit von den Umgebungsbedingungen, beispielsweise der Umgebungsluftfeuchtigkeit.

Eine derartige große Streukapazität bedeutet, daß in der oben beschriebenen Gleichung (1) C_p im Vergleich mit C_f ansteigt, und wie aus Gleichung (1) ersichtlich, die Änderungsrate der Resonanzfrequenz f_r bezüglich der Änderung der dielektrischen Konstanten ε des Kraftstoffes herabgesetzt wird. Wenn sich die Streukapazität in Abhängigkeit von den Umgebungsbedingungen ändert, ändert sich die Resonanzfrequenz f_r sogar, wenn sich die dielektrische Konstante ε des Kraftstoffes nicht ändert, welches einen ungünstigen Einfluß auf die Genauigkeit einer Erfassung der dielektrischen Konstante des Kraftstoffes bewirkt.

Dementsprechend ist die Erfindung darauf gerichtet, die oben beschriebenen Schwierigkeiten im Zusammenhang mit einer herkömmlichen Vorrichtung zur Erfassung einer dielektrischen Konstanten von Kraftstoff zu beseitigen.

Insbesondere ist es Aufgabe der Erfindung, eine Vorrichtung zum Erfassen einer dielektrischen Konstante zu schaffen, bei der bezüglich von Änderungen der dielektrischen Konstanten einer zu untersuchenden Substanz (beispielsweise Kraftstoff) die Änderungsrate der Resonanzfrequenz maximiert werden kann und die Resonanzfrequenz unverändert beibehalten werden kann, sogar wenn sich die Umgebungsbedingungen ändern, wodurch ermöglicht wird, die dielektrische Konstante von Kraftstoff mit hoher Genauigkeit zu bestimmen.

Die obige Aufgabe der Erfindung wird gelöst durch eine Vorrichtung zum Erfassen einer dielektrischen Konstanten von Kraftstoff, mit:
einem Sensor, in welchem eine Resonanzeinrichtung vorgesehen ist, deren Resonanzfrequenz von der Dielektrizitätskonstante (ε) der Flüssigkeit abhängt;
einer Signalerzeugungseinrichtung zur Erzeugung eines ersten Hochfrequenzsignals, welches an ein erstes Ende eines Widerstandes angelegt wird, dessen anderes Ende an die Resonanzeinrichtung angeschlossen ist;
einer Erfassungseinrichtung, die an das andere Ende des Widerstandes angeschlossen ist, um ein dort auftretendes zweites Hochfrequenzsignal zu erfassen, und eine Phasenverschiebung zwischen dem ersten und dem zweiten Hochfrequenzsignal zu erfassen; und
einer Steuereinrichtung zum Steuern der Signalerzeugungseinrichtung auf solche Weise, daß die Phasenverschiebung einen vorgegebenen Wert aufweist, wobei die Signalerzeugungseinrichtung und/oder die Steuereinrichtung ein Ausgangssignal erzeugt, das die Dielektrizitätskonstante (ε) anzeigt;
wobei die Resonanzeinrichtung, der Widerstand und zumindest ein Teil der Erfassungseinrichtung in einen Isolator des Sensors eingebettet sind.

Da die Resonanz-Einrichtung, der Widerstand und wenigstens ein Teil der Phasen-Erfassungseinrichtung abgedichtet in dem Isolator enthalten sind, ist in der Vorrichtung die Streukapazität des Leiters, der die Resonanz-Einrichtung, den Widerstand und die Phasenerfassungseinrichtung verbindet, minimiert.

Der Grundgedanke, das Prinzip und die Verwendung der Erfindung wird aus der nun folgenden ausführlichen Beschreibung der Erfindung im Zusammenhang mit den beiliegenden Zeichnungen weiter ersichtlich.

In den Zeichnungen zeigt:

Fig. 1 ein erklärendes Diagramm, das teilweise als Blockschaltbild ausgeführt ist und den Aufbau einer Vorrichtung zum Erfassen einer dielektrischen Konstanten von Kraftstoff zeigt, die ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;

Fig. 2 ein Blockschaltbild, das die Anordnung eines konkreten Beispiels der in Fig. 1 gezeigten Vorrichtung zeigt;

Fig. 3 ein Zeitdiagramm für eine Beschreibung des Betriebs der in Fig. 2 gezeigten Vorrichtung;

Fig. 4(a) ein Schaltbild, das ein Ersatzschaltbild für parallele Resonanz zeigt;

Fig. 4(b) eine graphische Darstellung, die Frequenzen über Sensorabschnitt-Impedanzen und Strom-Spannungsphasen zeigt;

Fig. 4(c) eine graphische Darstellung, die Resonanzfrequenzen über prozentualen Anteilen von Methanol zeigen;

Fig. 5 ein erklärendes Diagramm, das teilweise als Blockschaltbild ausgeführt ist und die Anordnung eines Beispiels einer herkömmlichen Vorrichtung zum Erfassen einer dielektrischen Konstanten von Kraftstoff zeigt; und

Fig. 6 ein erklärendes Diagramm, das teilweise als Blockdiagramm ausgeführt ist, und ein weiteres Beispiel der herkömmlichen Vorrichtung zum Erfassen einer dielektrischen Konstanten von Kraftstoffen zeigt.

Eine Vorrichtung zum Erfassen einer dielektrischen Konstanten von Kraftstoff, die ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt, wird im folgenden unter Bezugnahme auf Fig. 1 beschrieben.

In Fig. 1 bezeichnen die Bezugszahlen 1 bis 16 Teile, die in ihrer Funktion denjenigen entsprechen, die bereits mit den gleichen Bezugszahlen in Fig. 6 bezeichnet worden sind. Jedoch soll darauf hingewiesen werden, daß in der oben beschriebenen herkömmlichen Vorrichtung (Fig. 6) der Widerstand 10 und der Phasenvergleicher 11 in dem Erfassungsschaltungs-Abschnitt B vorgesehen sind; wohingegen in der Vorrichtung der Erfindung, wie in Fig. 1 gezeigt, der Widerstand 10 und der Phasenvergleicher 11 in dem Sensorabschnitt A vorgesehen sind, und sie sind in dem Isolator 1 zusammen mit der einlagigen Spule 4 vergraben.

Ein konkretes Beispiel der Vorrichtung zum Erfassen einer dielektrischen Konstanten von Kraftstoff wird im folgenden unter Bezugnahme auf Fig. 2 beschrieben. Bei dem konkreten Beispiel wird eine Exklusiv-Oder-Schaltung 11d verwendet, um den Phasenvergleicher 11 zu bilden und die Phasensynchronisationsschleife ist so ausgebildet, daß die Phasenverschiebung zwischen Hochfrequenz-Spannungssignalen an beiden Enden des Widerstandes 10 0° ist. In Fig. 2 umfaßt der Phasenvergleicher 11: die vorher erwähnte Exklusiv-Oder-Schaltung 11d und zwei Inverter 11b und 11c, deren Ausgangsanschlüsse an die Eingangsanschlüsse der Exklusiv-Oder-Schaltung 11d angeschlossen sind. In Fig. 1 ist der Phasenvergleicher 11 vollständig in dem Sensorabschnitt vorgesehen, wohingegen in Fig. 2 der Inverter 11b, dessen Eingangsanschluß an den Widerstand 10 und die einlagige Spule 4 angeschlossen ist, in dem Sensorabschnitt A vorgesehen ist, und der Inverter 11c und die Exklusiv-Oder-Schaltung 11d sind in dem Erfassungsschaltungs-Abschnitt B vorgesehen. Jedoch gleicht die Anordnung aus Fig. 1 derjenigen aus Fig. 2 darin, daß in dem Fall aus Fig. 1 der Widerstand 10, der Phasenvergleicher 11 und die einlagige Spule 4 in dem Sensorabschnitt A vorgesehen sind, und in dem Fall von Fig. 2 der Widerstand 10, der Inverter 11b des Phasenvergleichers 11 und die einlagige Spule 4 in dem Sensorabschnitt A vorgesehen sind, wodurch die Streukapazität der Leiter, die die einlagige Spule 4, den Widerstand 10 und den Phasenvergleicher 11 verbinden, minimiert wird.

Außerdem bezeichnet in Fig. 2 ein Bezugszeichen 15a einen Inverter und 15c und 15b erste bzw. zweite D- Flip-Flop-Schaltungen, deren Schaltungselemente 15a, 15b und 15c den Verstärker 15 und 17 bilden einen Operationsverstärker. Der Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 17 ist an den Anschlußdraht 4b angeschlossen und der nicht invertierende Eingangsanschluß (+) ist an den Schleiferkontakt eines variablen Widerstandes zur Spannungsteilung angeschlossen. Signale P1 bis P6 an verschiedenen Schaltungspunkten sind so wie in einem Zeitablaufdiagramm aus Fig. 3 gezeigt.

Der Betrieb der Vorrichtung zur Erfassung einer dielektrischen Konstanten von Kraftstoff wird im folgenden hauptsächlich unter Bezugnahme auf Fig. 2 beschrieben.

Das hochfrequente Rechteckwellensignal P1, das von dem spannungsgesteuerten Oszillator 14 abgegeben wird, wird an das CK-Tor der ersten D-Flip-Flop-Schaltung 15c angelegt. Das Hochfrequenz-Rechteckwellensignal P1 wird außerdem an die Inverterschaltung 15a angelegt, wo es einer Phaseninvertierung ausgesetzt wird. Das Ausgangssignal der Inverterschaltung 15a wird an das CK-Tor der zweiten D-Flip-Flop-Schaltung 15b angelegt. Ein Signal, das an dem invertierten Ausgangstor der ersten D-Flip-Flop-Schaltung 15c bereitgestellt ist, wird an das D-Tor der zweiten D-Flip-Flop-Schaltung 15b angelegt. Ein Signal, das an dem Ausgangstor Q der zweiten D-Flip-Flop-Schaltung 15b bereitgestellt ist, wird an das D-Tor der ersten D-Flip-Flop-Schaltung 15c angelegt.

Somit wird das Signal P2 an dem Ausgangstor Q der ersten D-Flip-Flop-Schaltung 15c, das ein über den Widerstand 10 an die einlagige Spule 4 angelegtes Hochfrequenzsignal ist, beim Anstieg des oben beschriebenen Rechteckwellen-Frequenzsignals P1 geändert; d. h. es wird in ein Signal umgewandelt, das erhalten wird, indem das Signal P1 einer 1/2-Frequenzteilung unterzogen wird. Das Signal P3 an dem Ausgangstor Q der zweiten D-Flip-Flop-Schaltung 15b, das an einen der Eingangsanschlüsse der Exklusiv-Oder-Schaltung 11d über den Inverter 11c angelegt ist, wird beim Abfall des Signals P1 geändert, d. h. es wird in ein Signal umgewandelt, das frequenzmäßig dem oben beschriebenen Signal P2 entspricht und sich davon um eine Phase von 90° davon unterscheidet.

Ein Signal P4 an dem Verbindungspunkt des Widerstandes 10 und der einlagigen Spule 4, das an die einlagige Spule 4 angelegt wird, wird über den Inverter 11b an den anderen Eingangsanschluß der Exklusiv-Oder-Schaltung 11d angelegt, so daß das Signal P4 und das durch Invertieren des Signals P3 erhaltene Signal einem Phasenvergleich unterzogen wird. Das Hochfrequenzsignal P4, das an dem Verbindungspunkt des Widerstandes 10 und der einlagigen Spule 4 bereitgestellt wird, ist, wie in Fig. 3 gezeigt, sinusförmig. Somit können durch Einstellen des Gleichstrom-Pegels des Signals P4 mit dem Operationsverstärker 17 und des daran angeschlossenen variablen Widerstandes auf den Entscheidungspegel des Inverters 11b das sinusförmige Signal P4 in ein Rechteckwellensignal P5 geformt werden.

Bei der Resonanzfrequenz der LC-Schaltung in dem Sensorabschnitt A ist die Phase des Rechteckwellensignals P5 des Inverters 11b entgegengesetzt zu derjenigen des Rechteckwellensignals P2, das an den Widerstand 10 angelegt wird, und ist um 90° von derjenigen des Signals P3 verschoben, das an dem Ausgangstor Q der zweiten D-Flip-Flop-Schaltung 15b vorgesehen ist. Somit wird der Ausgang der Exklusiv-Oder-Schaltung ein Rechteckwellensignal P6 mit einem Tastverhältnis von 50%, wenn die Phasenverschiebung zwischen den Signalen P2 und P4, die an beiden Enden des Widerstands 10 bereitgestellt werden, 0° ist; d. h. die Exklusiv-Oder-Schaltung gibt das Rechteckwellensignal P6 mit der Resonanzfrequenz der LC-Schaltung in dem Sensorabschnitt A ab.

Mit anderen Frequenzen als der Resonanzfrequenz ist das Tastverhältnis kleiner oder größer als 50% und das Rechteckwellensignal besitzt ein Tastverhältnis, das genau der Phasenverschiebung zwischen den Signalen P2 und P4 entspricht. Wenn das Ausgangssignal P6 der Exklusiv-Oder-Schaltung 11d an das Tiefpaßfilter 12 angelegt wird, entspricht somit der Gleichstrom-Ausgang des letzteren genau der Phasenverschiebung zwischen den Hochfrequenz-Spannungssignalen P2 und P3, die an beiden Enden des Widerstandes 10 bereitgestellt werden.

Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 12 wird an den Vergleichs-Integrator 13 angelegt, in dem die Differenz zwischen dem Ausgangssignal und der Referenzspannung V_ref einer Integration unterzogen wird. Die Referenzspannung V_ref ist mit dem variablen Widerstand, der an den Vergleichsintegrator 13 angeschlossen ist, so eingestellt, daß ihr Pegel dem von dem Tiefpaßfilter 12 abgegebenen Gleichstrompegel gleicht, wenn die Phasenverschiebung zwischen den Signalen P2 und P3 0° ist. Das Ergebnis einer Integration, d. h. der Ausgang des Vergleichsintegrators 13, wird an den spannungsgesteuerten Oszillator 14 angelegt, um die Schwingungsfrequenz zu steuern.

Die so ausgelegte Schaltung dient als eine Phasensynchronisationsschleife, die die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 14 so steuert, daß die Phasenverschiebung zwischen den Hochfrequenz-Spannungssignalen, die an beiden Enden des Widerstandes 10 bereitgestellt werden, 0° ist. Somit ist der Frequenzausgang f_aus, der erhalten wird, indem die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 14 mit dem Frequenzverteiler 16 geteilt wird, eine Funktion, die bezüglich der dielektrischen Konstanten ε des Kraftstoffes, d. h. dem prozentualen Anteil von Methanol, wie in Fig. 4(c) gezeigt, monoton ansteigt. Selbstverständlich kann der Ausgang des Vergleichsintegrators 13, der an den spannungsgesteuerten Oszillator 14 angelegt wird, als der Spannungsausgang V_aus verwendet werden.

Die Vorrichtung zur Erfassung einer dielektrischen Konstanten von Kraftstoff der Erfindung unterscheidet sich von der herkömmlichen wie folgt:
Bei der Vorrichtung der vorliegenden Erfindung sind der Widerstand 10 und der Inverter 11b, die ein Teil des Phasenvergleichers 11 bilden, in dem Sensorabschnitt A anstelle in dem Erfassungsschaltungsabschnitt B aufgrund der folgenden Betrachtungsweise vorgesehen: die Resonanzfrequenz f_r der LC-Schaltung in dem Sensorabschnitt A wird von der oben beschriebenen Gleichung (1) angezeigt. Diese Gleichung (1) kann in die folgende Gleichung (2) unter Verwendung der Bezugszeichen aus Fig. 2 umgeschrieben werden:

wobei C_l die Streukapazität der einlagigen Spule 4, C_i die Eingangskapazität des Inverters 11b, C_r die Streukapazität des die einlagige Spule 4, den Widerstand 10 und den Inverter verbindenden Leiters (die der Streukapazität des Anschlußdrahtes 4a in der herkömmlichen Vorrichtung in Fig. 6 entspricht) und C(ε) die Kapazität ist, die sich mit der dielektrischen Konstanten ε des Kraftstoffes ändert. Die Veränderung der Resonanzfrequenz, die von der Kapazitätsveränderung herrührt, wird zur Erfassung der dielektrischen Konstanten des Kraftstoffes und dementsprechend des prozentualen Anteils von Methanol verwendet.

Die Änderungsrate der Resonanzfrequenz f_r bezüglich der Änderung der dielektrischen Konstanten ε des Kraftstoffes wird von der Balance zwischen der Summe der drei Kapazitäten C_l, C_i und C_r, die von der dielektrischen Konstanten ε abhängig sind, und der Kapazität C(ε), die von der dielektrischen Konstanten ε abhängt, wie aus Gleichung (2) ersichtlich, bestimmt, und die Änderungsrate wird entsprechend dem Kapazitätsbetrag C(ε), der die Summe dieser Kapazitäten überschreitet, erhöht. Dementsprechend ist es wünschenswert, die Kapazitäten C_l, C_i und C_r so weit wie möglich zu verkleinern. In dem Fall, bei dem sich irgendeine der Kapazitäten C_l, C_i und C_r ändert, obwohl die Kapazität C(ε) nicht geändert wird, wird die Resonanzfrequenz geändert. Somit sollten die Kapazitäten C_l, C_i und C_r von Umgebungsbedingungen, beispielsweise Umgebungsluftfeuchtigkeit, nicht geändert werden.

Der Unterschied zwischen der Vorrichtung der Erfindung und der herkömmlichen Vorrichtung liegt darin, daß der Widerstand 10 und der Inverter 11b, die den Phasenvergleicher 11 bilden, in dem Sensorabschnitt A anstelle in dem Erfassungsschaltungsabschnitt B vorgesehen sind. Das heißt, in der Erfindung sind die einlagige Spule 4, der Widerstand 11 und der Inverter 11b abgedichtet in dem Isolator 1 vergraben, so daß die Länge des Leiters (der dem Anschlußdraht 4a in der herkömmlichen Vorrichtung entspricht) wesentlich verkleinert ist. Als Folge davon ist die Kapazität C_r in Fig. 2 viel kleiner als in der herkömmlichen Vorrichtung und wird nicht von Umgebungsbedingungen, beispielsweise Umgebungsfeuchtigkeit, verändert, weil, wie oben beschrieben, die einlagige Spule 4, der Widerstand 10 und der Inverter 11b abgedichtet in dem Isolator 1 vergraben sind.

In dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel werden der Inverter, der den Phasenvergleicher bildet, und der Widerstand zusammen mit der einlagigen Spule in dem Isolator abgedichtet vergraben. Dieses technische Konzept kann auf die übrigen Komponenten angewendet werden. Außerdem betrifft die Vorrichtung in dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel die Erfassung des prozentualen Anteils von Methanol eines mit Methanol gemischten Benzins; jedoch soll darauf hingewiesen werden, daß die Erfindung nicht darauf oder dadurch beschränkt ist. Das heißt, das technische Konzept der Erfindung kann genausogut auf eine Anzahl von Vorrichtungen zum Erfassen der dielektrischen Konstanten von anderen Flüssigkeiten verwendet werden.

Wie oben beschrieben wurde, umfaßt die Vorrichtung der Erfindung die elektrisch leitende Elektrode und die Erfassungsspule, die in dem Isolator abgedichtet sind. Die Erfassungsspule liegt in einem vorgegebenen Abstand von der Elektrode, um einen zu testenden Kraftstoff in den Raum zwischen der Erfassungsspule und der Elektrode zu füllen. Der Widerstand ist mit der Erfassungsspule in Reihe geschaltet. Der Phasenvergleicher, das Tiefpaßfilter, der Vergleichsintegrator und der spannungsgesteuerte Oszillator arbeiten zusammen, um eine Rückkoppelungssteuerung der Frequenz des über den Widerstand an die Erfassungsspule angelegten Signals so durchzuführen, daß die Phasenverschiebung zwischen den Hochfrequenz-Spannungssignalen, die an beiden Enden des Widerstandes vorgesehen sind, 0° wird, wobei der prozentuale Anteil von Alkohol davon von dem Spannungsausgang des Vergleichsintegrators oder der Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators erfaßt wird. Bei einer so ausgeführten Vorrichtung sind der Widerstand und der Phasenvergleicher oder ein Teil des Phasenvergleichers zusammen mit der Erfassungsspule in dem Isolator abgedichtet vergraben. Als Folge davon werden in der Vorrichtung die Kapazitäten, die von der dielektrischen Konstanten des Kraftstoffes unabhängig sind, minimiert. Somit wird eine Veränderung des Ausgangs der Vorrichtung bezüglich der Veränderung der dielektrischen Konstanten des Kraftstoffes maximiert und der prozentuale Anteil von Alkohol kann immer mit hoher Genauigkeit bestimmt werden, unabhängig von der Tatsache, wie sich die Umgebungsbedingungen, beispielsweise die Umgebungsluftfeuchtigkeit, ändert.

Obwohl die Erfindung unter Bezugnahme auf das bevorzugte Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben worden ist, sind verschiedene Änderungen einem Fachmann naheliegend und Modifikationen können darin gemacht werden, ohne von der Erfindung abzuweichen, und es ist somit beabsichtigt, in den beiliegenden Ansprüchen alle derartigen Änderungen und Modifikationen, so wie sie in den Grundgedanken und Umfang der Erfindung fallen, abzudecken.

Claims (6)

1. Vorrichtung zur Erfassung der Dielektrizitätskonstanten (ε) einer Flüssigkeit, mit
einem Sensor (A), in welchem eine Resonanzeinrichtung (L, C) vorgesehen ist, deren Resonanzfrequenz (f_r) von der Dielektrizitätskonstante (ε) der Flüssigkeit abhängt;
einer Signalerzeugungseinrichtung (14, 15) zur Erzeugung eines ersten Hochfrequenzsignals (P2), welches an ein erstes Ende eines Widerstandes (10) angelegt wird, dessen anderes Ende an die Resonanzeinrichtung (L, C) angeschlossen ist;
einer Erfassungseinrichtung (11, 12), die an das andere Ende des Widerstandes (10) angeschlossen ist, um ein dort auftretendes zweites Hochfrequenzsignal (P4) zu erfassen, und eine Phasenverschiebung zwischen dem ersten (P2) und dem zweiten (P4) Hochfrequenzsignal zu erfassen; und
einer Steuereinrichtung (13) zum Steuern der Signalerzeugungseinrichtung (14, 15) auf solche Weise, daß die Phasenverschiebung einen vorgegebenen Wert aufweist, wobei die Signalerzeugungseinrichtung (14, 15) und/oder die Steuereinrichtung (13) ein Ausgangssignal (f_AUS; V_AUS) erzeugt, das die Dielektrizitätskonstante (ε) anzeigt;
wobei die Resonanzeinrichtung (L, C), der Widerstand (10) und zumindest ein Teil (11; 11b) der Erfassungseinrichtung (11, 12) in einen Isolator (1) des Sensors (A) eingebettet sind.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonanz-Einrichtung (L, C) eine Erfassungsspule (4) und eine elektrisch leitende Elektrode (3) enthält, die in einem vorgegebenen Abstand von der Erfassungsspule (4) liegt und dazwischen einen Raum bildet, in den die einer Resonanz auszusetzenden Flüssigkeit füllbar ist.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung (13) ein Signal- Umwandlungselement, das das Ausgangssignal der Erfassungseinrichtung (11, 12) in ein Gleichspannungssignal wandelt, und einen Vergleichsintegrator enthält, in dem die Differenz zwischen dem Gleichspannungssignal entsprechend der Phasenverschiebung und einem vorgegebenen Spannungswert entsprechend dem vorgegebenen Wert der Phasenverschiebung integriert wird, wobei die Steuereinrichtung (13) eine Frequenz des Hochfrequenz- Spannungssignals (P2) von der Signalerzeugungs- Einrichtung (14, 15) steuert, um das Differenzsignal, das von dem Vergleichsintegrator integriert wird, zu löschen.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Dielektrizitätskonstante (ε) der Flüssigkeit auf der Basis wenigstens eines Ausgangssignals von der Signalerzeugungseinrichtung (14, 15) und eines Ausgangssignals von dem Vergleichsintegrator berechnet wird, wenn das Spannungssignal des Signals- Umwandlungselementes den vorgegebenen Wert annimmt.

5. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der vorgegebene Wert der Phasenverschiebung 0 Grad ist.

6. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Flüssigkeit ein wenigstens Benzin und/oder Alkohol umfassender Kraftstoff ist.