DE4233243A1 - Gleichstrommotorantrieb und verfahren zur steuerung desselben - Google Patents
Gleichstrommotorantrieb und verfahren zur steuerung desselbenInfo
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Description
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Gleichstrommotoran
trieb und ein Verfahren zur Steuerung des vom Motor abgegebe
nen Drehmoments. Insbesondere betrifft die Erfindung einen
Gleichstrommotorantrieb, der zum Antrieb einer linearen Hub
kolbenflüssigkeitspumpe mechanisch mit dieser verbunden ist.
Nach dem Stand der Technik sind lineare Hubkolbenflüssig
keitspumpen meist mechanisch mit pneumatischen Antriebs
systemen verbunden. Ein offensichtlicher Vorteil in der Ver
wendung eines pneumatischen Antriebssystems liegt darin, daß
ein Druckluftantrieb so aufgebaut werden kann, daß er in li
near hin und her wirkender Weise angetrieben wird, wobei die
Bewegung und Position den Eigenschaften der Pumpe angepaßt
werden. In typischen Vorrichtungen wird die lineare Pumpe
über einen vorgebenen Hubweg angetrieben, worauf ihre Bewe
gungsrichtung geändert wird und sie in umgekehrter Richtung
über denselben vorgegebenen Hubweg angetrieben wird. Typi
scherweise weist die Pumpe zwei innere Kammern auf, so daß
sie aus einer dieser Kammern während der Dauer ihres Hubes
Flüssigkeit abgeben kann, während sie gleichzeitig in die an
dere Kammer Flüssigkeit aufnimmt. Die Pumpe nimmt daher
sowohl während des Vorwärts- als auch während des Rückwärts-
Hubweges Flüssigkeit auf und gibt gleichzeitig Flüssigkeit
ab. Ein pneumatischer Antrieb kann so aufgebaut sein, daß er
in Vorwärts- und Rückwärtsrichtung über einen Hubweg, der dem
Pumpenausstoßhub entspricht, Antriebskraft erteilt. Der Zeit-
und Wegbereich, in dem die Pumpe ihre Hubrichtung wechselt,
wird Hubumkehr genannt. Bei einem pneumatischen Antrieb ist
typischerweise eine geringfügige Druckänderung in der von der
Pumpe ausgestoßenen Flüssigkeit während der Hubumkehr vorhan
den. Diese Druckänderung ist jedoch gewöhnlich recht gering,
da ein Pneumatikantrieb eine geringe Trägheit aufweist und
den Umkehrzyklus recht rasch durchlaufen kann. Das heißt, daß
ein Pneumatikantrieb eine sehr geringe Trägheit oder gespei
cherte Energie während der Hubumkehr freizusetzen hat. Wäh
rend oder nahe dem Zeitpunkt der Hubumkehr tragen auch die
Flüssigkeitsrückschlagventile in einer Hubkolbenpumpe zu den
Druckänderungen bei, die während des Hubumkehrintervalles
auftreten. Die Gesamtauswirkung der Hubumkehr ist ein starker
Druckabfall, der unmittelbar von einer Druckwelle gefolgt
ist, aber die geringe Trägheit eines Pneumatikantriebes sorgt
dafür, daß diese Druckstörung rasch korrigiert wird. Wird je
doch eine Hubkolbenpumpe von einem drehmomentgesteuerten
elektrischen Antrieb betrieben, so vergrößert die Trägheit
des Motorantriebs diese Druckstörungen und bildet einen län
geren Druckabfall sowie eine stärkere Druckwelle während des
Hubumkehrintervalles. Dies wurde für lange Zeit als nachtei
lig bei der Verwendung von elektrischen, drehmomentgesteuer
ten Motorantrieben für diesen Zweck betrachtet.
Ein weiteres vorteilhaftes Merkmal der Verwendung eines li
nearen Pneumatikantriebes zum Antrieb der linearen Druckkol
benpumpe ist die Fähigkeit des Pneumatikantriebes zu
"blockieren", wenn der Flüssigkeitsausstoßdruck ausreichend
groß wird, um den dem Pneumatikantrieb zugeführten Luftdruck
auszugleichen. Dieses Merkmal ist insbesondere in Anlagen
wichtig, in denen der Flüssigkeitsfluß zwischenzeitlich ein
und ausgeschaltet wird, wie etwa in Flüssigkeitsförderanlagen
oder Farbförderanlagen. Wird das Flüssigkeitsdurchflußventil
plötzlich geschlossen, so wird jede weitere Antriebsbewegung
des Pneumatikantriebes gestoppt, sobald der Druck der gestau
ten Flüssigkeit dem Antriebsdruck des Pneumatikantriebes
gleich wird und der Pneumatikantrieb bleibt in diesem
blockierten Zustand, bis das Flüssigkeitsdurchflußventil
wiederum geöffnet wird.
Zu den Nachteilen bei der Verwendung eines Pneumatikantriebes
zählt, daß eine externe Druckluftquelle erforderlich ist und
derartige Anlagen einen relativ niedrigen Wirkungsgrad auf
weisen. Aufgrund dieser und weiterer Nachteile wurden andere
Arten von Motorantrieben zur mechanischen Verbindung mit li
nearen Hubkolben-Pumpanlagen konstruiert. Für diesen Verwen
dungszweck wurden auch elektrische Motorantriebe versuchs
weise eingesetzt, wobei durch elektrische Steuerungen die Mo
torantriebsgeschwindigkeit entweder als Funktion des Flüssig
keitsdruckes oder des Volumenflusses geregelt wurde. Elektri
sche Trennschalter wurden zum Trennen der Stromversorgung vom
Motor vorgesehen, wenn die Betriebsbedingung des Blockier
druckes erreicht wird, und Gleichstrommotorantriebe wurden
vorgesehen, bei welchen der Motor in einen blockierten Zu
stand gebracht werden kann, wobei dem Motor ein konstanter
Strom mit verringerter Stärke zugeführt wird, um ein Motor
drehmoment zu erzeugen, daß den Blockierdruck im Pumpenaus
stoßsystem ausgleicht.
Ein Nachteil in der Verwendung eines Gleichstrommotors zum
Antrieb einer linearen Hubkolbenpumpe liegt in der Tatsache,
daß der Gleichstrommotor typischerweise eine sehr hohe Träg
heit bzw. gespeicherte Energie hat, die ein Problem während
der Hubumkehr der Pumpe von einer Hubrichtung zur anderen
darstellt. Während der Pumpenhubumkehr fällt der
Flüssigkeitsdruck typischerweise kurzzeitig ab, was zu einem
plötzlichen Ansteigen der Motordrehzahl führt. Anschließend
erzeugt die erhöhte Motordrehzahl einen erhöhten Druck, der
als Druckwelle im Pumpenausstoßsystem bei Vollendigung des
Hubumkehrzyklus fühlbar ist. Daher treten bei jedem Hubum
kehrzyklus Druckspitzen auf, die die Flüssigkeits
fördereigenschaften, die in einem vorgegebenen System wün
schenswert sind, verschlechtern können. Wenn die Flüssig
keitsdurchflußventile im System ein- und ausgeschaltet wer
den, treten notwendigerweise als Folge der Motorträgheit
Druckveränderungen auf, die zu Druck- und Durchflußwellen
führen, die sich störend auf die relativ gleichmäßigen Flüs
sigkeitsflußeigenschaften auswirken, die vom System erwartet
werden.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Steuerung für
einen Gleichstrommotor zum Antrieb einer Flüssigkeitspump
anlage unter gleichmäßigen Flüssigkeitsdruckbedingungen auf
zuzeigen. Weiter ist es Aufgabe der Erfindung, eine Gleich
strommotorsteuerung aufzuzeigen, die gegenüber den nach dem
Stand der Technik bekannten Vorrichtungen einen reduzierten
Kraftbedarf aufweist. Eine weitere Aufgabe der vorliegenden
Erfindung ist es, eine Gleichstrommotorsteuerung aufzuzeigen,
die Druckwellen bzw. Druckanstiege im Flüssigkeits
ausstoßsystem während der Hubumkehr der Pumpe und während
Zeiträumen, in denen der Flüssigkeitsstrom im System unter
brochen ist, möglichst gering hält.
Die Lösung der Aufgabe ergibt sich aus Patentanspruch 1, 20,
21, 22 und 25. Unteransprüche zeigen bevorzugte Ausführungs
formen der Erfindung.
Die vorliegende Erfindung zeigt eine Energieregelungstechnik
zur Steuerung eines Gleichstrommotorantriebes des beschriebe
nen Typs auf, die das Entstehen von Überdruck im
Flüssigkeitsausstoßsystem verhindert. Gemäß der Erfindung
werden eine Vorrichtung sowie ein Verfahren zum Betreiben der
Vorrichtung aufgezeigt, mit der elektrisch die kinetische En
ergie des Motorläufers jedesmal dann absorbiert wird, wenn
der Flüssigkeitsfluß angehalten wird, und die Drehzahlsteige
rung des Motors während der Hubumkehr der Flüssigkeitspumpe
begrenzt wird. Weiter erlaubt die Erfindung eine Verminderung
des Stromverbrauches der Anlage unter blockierten
Druckbedingungen, indem die elektrische Motorantriebskraft
während dieses Betriebszustandes selektiv verringert wird.
Die Erfindung umfaßt eine Steuerschaltung für einen Gleich
strommotorantrieb, in der ein Stromsensor zur Überwachung des
Motorstromes/Drehmoments verwendet wird, sowie eine Sollwert
steuerung, um die manuelle Einstellung eines gewünschten
Stromes/Drehmoments zu erlauben. Die Motordrehzahl und Posi
tion wird von einem Encoder überwacht. Ein Mikroprozessor ist
mit den Überwachungs- und Sensoreinrichtungen sowie mit der
Motorantriebssteuerschaltung verbunden. Die zusammenwirkenden
Merkmale der Erfindung erzeugen eine verbesserte Motordreh
zahl/Drehmomentcharakteristik, die idealisierten Motordreh
zahl-/Drehmoment-Betriebsbedingungen sehr nahe kommt, um über
einen breiten Bereich von verschiedenen Betriebsbedingungen
ein konstantes Motordrehmoment zu erzeugen. Die Schaltungen
der vorliegenden Erfindung reduzieren auch die Strom
belastungserfordernisse der Motorantriebsschaltung und ver
bessern den Wirkungsgrad des Stromverbrauches des gesamten
Motorantriebes. Das Verfahren zum Betrieb der Motorantriebs
steuerschaltung wird in allen sechs Betriebszuständen von ei
nem Mikroprozessor gesteuert. Der Mikroprozessor steuert den
Motorantriebsstrom bei Beginn der Motorblockierung, bei an
haltender Motorblockierung, bei Beginn des Fließzustandes der
Flüssigkeit, unter linearen Pumpbedingungen, bei Hubumkehrbe
dingungen der Pumpe und bei abrupter Unterbrechung des ge
pumpten Flüssigkeitsflusses.
Vorstehend genannte und weitere Aufgaben und Vorteile der Er
findung werden aus der folgenden Beschreibung und den Patentansprüchen
sowie aus den beigefügten Figuren ersichtlich.
Es zeigen:
Fig. 1A eine herkömmliche Motordrehzahl-/Drehmoment
Kurve;
Fig. 1B eine gemäß vorliegender Erfindung erzeugte
Motordrehzahl/Drehmoment-Kurve;
Fig. 2 ein Gesamtblockschaltbild der vorliegenden
Erfindung;
Fig. 3A ein schematisches Schaltbild der
Motorantriebsschaltung und des Motors;
Fig. 3B die Kommutierungssequenz des Motors;
Fig. 4 die Busstromüberwachungsschaltungen;
Fig. 5 einige der Drehzahlerfassungs- und
Phasenstromsimulationsschaltungen;
Fig. 6 die Summier- und Stromfehlererzeugungs
schaltungen;
Fig. 7 einige der Motorsteuerungsschaltungen;
Fig. 8 die Mikroprozessorschaltungen;
Fig. 9 den Motor mit Encoder; und
Fig. 10 ein Flußdiagramm des Betriebsverfahrens.
Fig. 1A zeigt eine herkömmliche Motordrehmoment-/Drehzahl-
Kurve. Der Bereich 1 dieser Kurve ist im wesentlichen von den
physikalischen Eigenschaften des Motors selbst bestimmt und
kann nicht wesentlich verändert werden, wenn einmal eine be
stimmte Motorkonstruktion gewählt ist. In diesem Bereich
führt eine Zunahme des abgenommenen Motordrehmoments zu einer
nahezu linear entsprechenden Abnahme der Motordrehzahl. Be
reich 2 der Kurve wird allgemein als Betriebsbereich bezeich
net, in dem eine Erhöhung der Drehlast des Motors einer steil
fallenden und allgemein übertriebenen Verringerung der Motor
drehzahl entspricht. Die durchschnittlichen inneren
Motorantriebsströme wachsen in entsprechender Weise mit der
Drehlast an, erzeugen jedoch eine zunehmend langsamere
Motordrehzahl. Bereich 3 der Kurve zeigt einen starken
Überlastbetriebsbereich, in dem hohe Drehlast-(und Strom-)
Zunahmen auftreten, während die Motordrehzahl auf Null fällt,
was als "blockierte" Bedingung bezeichnet wird. Die
Umschlagcharakteristik dieses Kurvenbereichs ist in der
Drehlastwelligkeit des Motors begründet und der Motor bloc
kiert, wo der Läufer ein minimales Drehmoment mit konstantem
Strom abgibt.
Fig. 1B zeigt ein Motordrehzahl-/Drehmomentcharakteristik,
die durch die vorliegende Erfindung erzielt wird, wobei Be
reich 1 wiederum von den Konstruktionseigenschaften des Mo
tors abhängig ist. Bereich 2 verläuft als nahezu idealisierte
vertikale Linie, die anzeigt, daß der Motor im wesentlichen
ein konstantes Drehmoment über einen breiten Betriebsbereich
von Drehzahlbedingungen abgibt. Bereich 3 der herkömmlichen
Antriebscharakteristik ist bei der vorliegenden Erfindung
praktisch eliminiert.
Fig. 2 zeigt ein Gesamtblockschaltbild der vorliegenden Er
findung. Auf diese Figur wird durchgehend in der folgenden
Beschreibung Bezug genommen, um die einzelnen Schaltungen der
Erfindung, die darin genauer beschrieben sind, in geeigneter
Weise zuzuordnen. Fig. 2 zeigt in Form eines Blockschaltbil
des die Verbindung der verschiedenen hier zu beschreibenden
Schaltungen sowie die allgemeine Anordnung der erfindungsge
mäßen Vorrichtung. Bestimmte in Fig. 2 gezeigte Blöcke sind
hier nicht im einzelnen erläutert, da sie herkömmliche, im
Handel erhältliche Baugruppen darstellen. So ist zum Beispiel
eine Gleichrichterschaltung 20 ein herkömmlicher Ein-Phasen-
Gleichrichter zur Umwandlung einer Wechselspannung in Gleich
spannung zur Stromlieferung entsprechend den Anforderungen
des speziellen für die Verwendung in der Erfindung ausgewähl
ten Motors. Die Gleichrichterschaltung 20 schließt eine hohe
Kapazitanz über die Gleichspannungsleitung zur Energiespei
cherung ein. Die bevorzugte Ausführungsform verwendet zwei
Kondensatoren mit 1400 Mikrofarad (µf) , die zu diesem Zweck
parallel miteinander verbunden sind. Ein D/A-Wandler 30 kann
ein handelsüblicher 10-bit Digital-Analog-Wandler sein, wie
er zum Beispiel von Analog Devices Corporation hergestellt
wird. Ein Stromsensor 40 ist vorzugsweise ein Stromsensor mit
der Typbezeichnung IHA-100, hergestellt von F.W. BeIl Com
pany. Ein Mikroprozessor 50 kann ein handelsübliches Produkt,
wie zum Beispiel ein Intel-Prozessor Typ 87C51 sein. I/O-
Steuerglieder 54 können herkömmliche handelsübliche RS 232
Treiber/Empfängerhalbleiter sein. Eine Motorsteuerung 60 ist
eine integrierte Schaltungskonstruktion, hergestellt von Uni
trode unter der Typbezeichnung UC 1625.
Mit dem Gleichrichter 20 ist eine geeignete Wechselstrom
quelle verbunden und dessen Ausgang erzeugt eine gefilterte
Gleichspannung sowie Gleichstrom. Der Strom wird durch den
Stromsensor 40 geleitet und anschließend weiter zu einer Mo
torantriebsschaltung 70. Der Strom wird einem Motor 90 über
drei Wicklungsphasen, die nachfolgend beschrieben werden, zu
geführt. Der Motor 90 ist mit einem Drehencoder 80 verbunden,
der über eine Leitung 84 ein Motorpositionssignal zur Motor
steuerschaltung 60 abgibt, sowie ein Signal über eine Leitung
83 zu einer Drehzahl/Richtungsschaltung 82. Die Dreh
zahl/Richtungsschaltung 82 gibt digitale Darstellungen der
Drehzahl und der Drehrichtung an den Mikroprozessor 50.
Der vom Stromsenor 40 erfaßte Strom wird von den Stromüberwa
chungsschaltungen 42 überwacht. Die Stromüberwachungsschal
tungen 42 geben ein Ausgangssignal an Spitzenwertfolgeschal
tungen 46 und eine Vergleichseinrichtung 62 ab. Die Spitzen
wertfolgeschaltungen 46 empfangen ebenfalls ein Eingangssi
gnal von Drainsteuerschaltungen 45, das eine Funktion der
Motordrehzahldaten ist. Die Drainsteuerschaltungen 45 empfan
gen Eingangssignale von einer Drehzahlmittelwertschaltung 64
und Umkehrbremsstromkreisen 47. Die Umkehrbremsstromkreise 47
erhalten ein Eingangssignal von dem Mikroprozessor 50. Die
Drehzahlmittelwertschaltung 64 erhält ein Eingangssignal von
der Motorsteuerschaltung 60 und überträgt ebenfalls ein Aus
gangssignal an eine Strombefehlssummierschaltung 63.
Ein von einer Bedienungsperson einstellbares Sollwertsignal
ist mit einer Sollwertvergleichsschaltung 32 verbunden, die
ebenso ein Eingangssignal vom D/A-Wandler 30 erhält. Das Aus
gangssignal aus der Sollwertvergleichsschaltung 32 ist mit
dem Mikroprozessor 50 verbunden. Das von der Bedienungsperson
einzustellende Sollwertsignal wird über die Rückkoppelungs
schleife, bestehend aus der Vergleichsschaltung 32, dem Mi
kroprozessor 50 und dem D/A-Wandler 30 erzeugt. Ein Binär
zähler im Mikroprozessor 50 erzeugt ein Ausgangssignal, das
mit dem D/A-Wandler 30 verbunden ist, und der D/A-Wandler 30
entwickelt eine analoge Ausgangsspannung, die dieses binäre
Eingangssignal darstellt. Diese Ausgangsspannung ist mit der
Vergleichsschaltung 32 gekoppelt, um dort mit der tatsächli
chen Sollwertspannung verglichen zu werden. Sind die beiden
Spannungen nicht gleich, so erzeugt die Vergleichsspannung 32
ein Signal, das dem Mikroprozessor 50 eingegeben wird, um die
Größe auf einen anderen Wert zu erhöhen oder zu verringern.
Entspricht der Größenwert nach der Umwandlung durch den D/A-
Wandler 30 dem tatsächlichen Sollwertsignal, so erzeugt die
Vergleichsschaltung 32 ein Signal an den Mikroprozessor 50,
um so jede weitere Einstellung des Binärzählers zu unterbre
chen. Als Ergebnis davon behält der Mikroprozessor 50 eine
digitale Darstellung des Sollwertes und dieser Wert wird in
eine analoge Spannungsdarstellung zur Verwendung in den in
Fig. 2 gezeigten analogen Schaltungen umgewandelt. Das ana
loge Ausgangsspannungssignal des D/A-Wandlers wird über drei
Summierschaltungen 63, 65 und 67 verarbeitet und in mo
difizierter Form einer Vergleichsschaltung 42 zugeführt, die
das Signal mit dem Ausgangssignal der Stromüberwachungsschal
tungen 42 vergleicht, um ein Steuersignal für die Motorsteu
erschaltung 60 zu erzeugen. Der Mikroprozessor 50 erzeugt
weiterhin ein "BRK 1"-Signal, um die Bremsstromkreise 48
umzukehren, die dieses Signal in ein Richtungssignal (DIR)
und ein phasenverschobenes Signal (QUAD) umwandeln, die je
weils zur Motorsteuerschaltung 60 übertragen werden. Der
Mikroprozessor 50 gibt weiterhin ein "BRK 2"-Signal an die
Umkehrbremsstromkreise 47 ab. Der Mikroprozessor 50 empfängt
binäre Ein/Aus-Signale von den Drehzahl/Richtungsschaltungen
82, die über die Leitungen 83 mit den optischen Unterbrecher
signalen verbunden sind, die vom Encoder 80 erzeugt werden.
Diese Signale erlauben dem Mikroprozessor 50, die Drehzahl
des Motors 90 zu berechnen und die Drehrichtung des Motors 90
festzustellen. Dadurch kann der Mikroprozessor 50 auch die
Beschleunigung oder Verzögerung des Motors 90 berechnen, wo
bei er diesen Wert zur Entwicklung der BRK 1 und BRK 2-Si
gnale verwendet. Der Mikroprozessor 50 ist ebenso mit einem
Eingangs/Ausgangs-(I/O)-Register 54 verbunden, das aus
herkömmlichen RS232-Schaltungen besteht, um den Mikroprozes
sor 50 in die Lage zu versetzen, mit externen digitalen
Einrichtungen und Computerprozessoren zu kommunizieren.
In Fig. 3A ist ein schematisches Schaltbild des Motors (M) 90
und der Motorantriebsschaltungen 70 dargestellt. Dieses sche
matische Schaltbild stellt einen typischen drehmomentgesteu
erten bürstenlosen Gleichstrommotor dar, wobei die Motorwick
lungen in drei Phasen U, V und W angeordnet sind. Die jewei
ligen Motorwicklungen sind jeweils mit einer zweifachen Tran
sistorzweigschaltung verbunden, wobei die Motorwicklung U mit
Zwischentransistoren U1 und U2 verbunden ist, die Motorwick
lung V mit Zwischentransistoren V3 und V4, und die Motorwick
lung w mit Zwischentransistoren WS und W6. Die Schaltung 70
bildet eine Dreiphasenwechselrichterschaltung, wobei zwei der
sechs dargestellten Transistoren zu jedem gegebenen Zeitpunkt
eingeschaltet sind, um Strom durch die verschiedenen Motor
wicklungen zu leiten. Jeder der Transistoren U1, U2, U3, U4,
W5 und W6 hat eine Umkehrvorspannungsdiode D, die parallel
mit dem jeweiligen Transistor verbunden ist. Die Dioden D wer
den jeweils selektiv während Teilen der Motorantriebssequenz,
die nachfolgend beschrieben werden, mit Vorwärts-Vorspannung
versehen. Die Auswahl, welche zwei Transistoren der Schaltung
70 an einem jeweils gegebenen Zeitpunkt einzuschalten sind,
wird von der Motorsteuerschaltung 60 entsprechend der Stel
lung des Motorläufers getroffen. Der Auswahlvorgang wird Kom
mutation genannt und eine bestimmte Sequenz wird eingehalten,
um ein positives Drehmoment vom Motor unter Vorwärts- oder
Rückwärtsantriebsbedingungen sicherzustellen. Die Kommutati
onssequenz ist in Fig. 3B dargestellt, wobei jedes Nummer
paar, das in einem kleinen Kreis gezeichnet ist, der Transi
storbezeichnung in Fig. 3A entspricht. Der Zeitraum, während
dem jeweils zwei Transistoren ausgewählt werden können, ist
als Kommutationszeit definiert. Die Zeitdauer innerhalb einer
Kommutationszeit, während der die Transistoren tatsächlich
eingeschaltet sind, bestimmt den durchschnittlichen Stromfluß
durch die Wicklungen und daher das Drehmoment, das vom Motor
90 abgegeben wird. Unter praktischen "2-QUAD" Betriebsbedin
gungen wird typischerweise einer der beiden während einer
Kommutationsperiode ausgewählten Transistoren über die ge
samte Dauer der Kommutationsperiode eingeschalten gelassen
und der andere der beiden Transistoren wird selektiv für
einen Abschnitt der Periode in Abhängigkeit vom erforderli
chen Strombedarf für den Motor eingeschaltet. Dieses selek
tive Einschalten wird als "zerhacken" bezeichnet und durch
einfaches Zuführen eines gesteuerten Antriebssignals zu einem
Transistor für einen ausgewählten Zeitintervall gesteuert. In
Fig. 3A und 3B ist eine typische Betriebssequenz für den Vor
wärtsantrieb des Motors ohne weiteres ablesbar. Beispiels
weise wird während der ersten Kommutationsperiode das Transi
storeinschaltsignal U1 angelegt und das Transistorsignal V4
wird selektiv während dem Zerhackintervall angelegt. Dies er
zeugt einen Stromfluß durch die Wicklungen U und V. Während
der nächsten Kommutationsperiode bleibt das Transistoran
triebssignal U1 eingeschaltet und das Antriebssignal W6 wird
während dem Zerhackintervall selektiv eingeschaltet. Dies er
zeugt einen Motorantriebsstrom durch die Wicklungen U und W.
Während der nächsten Kommutationsperiode wird das Transistor
antriebssignal V3 eingeschaltet und das Transistorantriebssi
gnal W6 wird selektiv während dem Zerhackintervall einge
schaltet. Dies erzeugt einen Motorantriebsstrom durch die
Wicklungen V und W. Während der nächsten Kommutationsperiode
wird das Transistorantriebssignal V3 eingeschaltet und das
Antriebssignal U2 wird selektiv während dem Zerhackintervall
eingeschaltet. Dies erzeugt einen Antriebsstrom durch die Mo
torwicklungen V und U. Während der nächsten Kommutationsperi
oder wird das Transistorantriebssignal W5 eingeschaltet und
das Transistorantriebssignal U2 wird selektiv während dem
Zerhackintervall eingeschaltet. Dies erzeugt einen Motoran
triebsstrom durch die Wicklungen W und U. Während der näch
sten Kommutationsperiode wird das Transistorantriebssignal W5
eingeschaltet und das Transistorantriebssignal V4 wird selek
tiv während dem Zerhackintervall eingeschaltet. Dies erzeugt
einen Motorantriebsstrom durch die Wicklungen W und U. Diese
Sequenz wiederholt sich anschließend wie hier beschrieben.
Für den Rückwärtsantrieb des Motors wird die Signalsequenz,
wie in Fig. 3B gezeigt, umgekehrt.
Unter "4-QUAD" Betriebsbedingungen werden beide Transistoren,
die während einer jeweiligen Kommutationsperiode ausgewählt
sind, gleichzeitig ein- und ausgeschaltet. Diese Betriebsart
ist besonders nützlich in Verbindung mit der vorliegenden Er
findung, wie nachfolgend erläutert wird.
Während des Betriebes des Motors entsprechend der vorstehend
beschriebenen Kommutationssequenz entsteht in den Motorwick
lungen eine Gegen-EMK, die proportional zur Läuferdrehzahl
ist. Diese Gegen-EMK steht dem Stromfluß in den Motorwicklun
gen entgegen und wirkt sich auf den Betrieb des Motors auf
verschiedene Weise aus, je nachdem, in welchem der Betriebs
bereiche in Fig. 1A der Motor betrieben wird. Beispielsweise
ist in Bereich 1 die Motordrehzahl hoch und die Gegen-EMK re
lativ groß. Der Phasenstrom durch den Motor ist daher verrin
gert und das resultierende abgegebene Drehmoment wird ent
sprechend vermindert. Mit dem Abnehmen der Motordrehzahl
nimmt der Phasenstrom durch die Wicklungen auf den jeweiligen
voreingestellten Stromwert, der zu einem bestimmten Betriebs
zeitpunkt gewählt wurde, hin zu. Aufgrund der Kommutationsse
quenz erreicht jedoch der Phasenstrom niemals ganz den Strom
sollwert, so daß daher die Motorantriebsschaltung im gesamten
Bereich 1 von Fig. 1A keine "Zerhackvorgänge" durchführen
muß.
Im Bereich 2 ist die Motordrehzahl ausreichend niedrig, um
die Gegen-EMK zu verringern, so daß ein stärkerer Phasenstrom
durch die Wicklungen fließt. In diesem Bereich steigt der
durchschnittliche Phasenstrom auf den Sollwert an, wenn die
Motordrehzahl sich verringert, daher ist ein "Zerhacken" in
verschiedenem Ausmaß erforderlich, um den Betrieb auf den für
den Motor gewählten Sollwert hin zu steuern.
In Bereich 3 ist die Motordrehzahl so gering, daß die Gegen-
EMK gegen null geht, was zu einer sehr kleinen Gegenwirkung
gegen den Phasenstrom führt. Der Phasenstrom bewegt sich da
her über dem für den Motor gewählten Sollwert und ein Zer
hacken tritt in beträchtlichem Ausmaß auf. Die Änderungsge
schwindigkeit des Stromflusses durch die Wicklungen im Be
reich 3 kann tatsächlich größer sein als die Leistungs
fähigkeiten der Schalttransistoren, so daß daher die Phasen
ströme höher ansteigen können, als die Sollwerterfordernisse
angeben.
Die Gegen-EMK und Phasenstromprobleme, die in jedem der in
Fig. 1A gezeigten Bereiche auftreten, verursachen die nicht
linearen Motordrehzahl/Drehmomentcharakteristiken, die in der
Figur dargestellt sind. Es ist eine wesentliche Aufgabe der
vorliegenden Erfindung, elektrische Überwachungs- und Steuer
schaltungen aufzuzeigen, um diese Motordrehzahl/Drehmoment
probleme zu eliminieren und die in Fig. 1B dargestellten Be
triebseigenschaften herzustellen. Die nachfolgend beschriebe
nen Schaltungen erfüllen diesen Zweck.
Das erste Merkmal der Erfindung bezieht sich auf die Motor
drehzahl/Drehmomentkurvendarstellung im Bereich 2 von Fig.
1A, um diesen Bereich 2 in die Charakteristik, die in Bereich
2 in Fig. 1B dargestellt ist, umzuwandeln. Die Realisierung
dieses Merkmales kann dadurch erzielt werden, daß ein analo
ges Signal proportional zur Drehzahl des Motors dem Strom
sollwert hinzugefügt wird, wodurch Veränderungen der Motor
drehzahl kompensiert werden und ebenso die Auswirkung derar
tiger Veränderungen auf die Drehzahl/Drehmomenteigenschaften.
Das zweite Merkmal der Erfindung bezieht sich auf die Motor
drehzahl/Drehmomentkurve im Bereich 3 in Fig. 1A, die durch
die Betriebseigenschaften des Motors und der Motorsteuer
schaltungen verursacht wird, wenn die Zerhacktransistoren
eingeschaltet werden, während der Motorphasenstrom höher ist
als der Sollwertstrom. Dieses Merkmal wird dadurch reali
siert, daß der Wert des momentanen Stroms in den Motorwick
lungen (Drehmoment) erfaßt wird und ein Signal erzeugt wird,
das zur Steuerung des "Zerhackens" der Transistoren in der
Motorantriebsschaltung verwendet werden kann. Dies kann durch
die Verwendung von mehreren Stromsensoren und weiteren Schal
tungen in Verbindung mit den Motorwicklungen erzielt werden.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird jedoch das Ergebnis mit
nur einem einzelnen Sensor erzielt. Diese Verwirklichung ist
möglich, da die Geschwindigkeit der Abnahme der Motorphasen
ströme von der Motordrehzahl oder der Gegen-EMK des Motors
abhängig ist. Da der Widerstand und die Induktivität der Mo
torwicklung bekannt sind, erlaubt es die Messung der Motor
drehzahl, die Veränderungsgeschwindigkeit des Motor
wicklungsstromes zu bestimmen. Dafür wird erfindungsgemäß
eine Spitzenwertfolge- und -halteschaltung verwendet, um ein
momentanes Motorstromsignal zu erfassen, und die Abfallge
schwindigkeit des Motorphasenstroms als Funktion der Motor
drehzahl zu variieren, um so ein Ausgangssignal zu erzeugen,
das den momentanen Strom (Drehmoment) in den Motorwicklungen
wiedergibt. Damit wird ein Steuersignal produziert, das zur
Eliminierung des Bereiches 3 der Motordrehzahl/Dreh
momentkurve in Fig. 1A verwendet wird, wie nachfolgend be
schrieben wird.
Ein drittes Merkmal der Erfindung ist das Vorsehen der ge
steuerten Umkehrbremsung des Motors, um die gespeicherte
Trägheitsenergie des Motorläufers zu verringern. Die Umkehr
bremsung ist eine Technik, die in der Vergangenheit zum Ab
bremsen oder Anhalten eines bürstenlosen Gleichstrommotors
verwendet wurde, indem die Gegen-EMK zur Erzeugung eines
Stromes veranlaßt wird, der in umgekehrter Richtung im Motor
fließt und so den Motor veranlaßt, als Generator zu wirken.
Dies wandelt die kinetische Energie des Läufers in elektri
sche Energie um und bremst den Läufer ab. Eine frühere Tech
nik zur Erreichung dieses Zweckes ist es, einen Transistor zu
verwenden, um den Fluß des Umkehrstromes durch einen Kraftwi
derstand zu verursachen und dadurch die elektrische Energie
in Wärme umzuwandeln. Eine weitere frühere Technik zur Um
kehrbremsung ist diejenige, bei der die Kommutationssequenz
in den Motorantriebsschaltungen umgekehrt wird, um so einen
Weg für den Umkehrstromfluß in den Motorwicklungen herzustel
len. Dies führt zu sehr hohen Motorwicklungsströmen und die
Transistoren in den Motorantriebsschaltungen müssen demgemäß
sehr groß ausgelegt sein, um diese Ströme zu verarbeiten.
Die Technik gemäß vorliegender Erfindung zur gesteuerten Um
kehrbremsung ist ähnlich der Technik der Umkehrung der Kommu
tationssequenz, wobei zusätzlich der Vorteil vorhanden ist,
daß die Größe des Umkehrstromes gesteuert wird. Anstelle der
einfachen Umkehrung der Kommutationssequenz wird gemäß vor
liegender Erfindung auch die "Zerhacktechnik" abgewandelt,
das heißt, die Technik des Ein- und Ausschaltens der Motoran
triebstransistoren. Anstelle des Einschaltens eines Transi
stors während der gesamten Kommutationsperiode und des selek
tiven Einschaltens des anderen Transistors für einen Teil der
Kommutationsperiode (2-QUAD) werden erfindungsgemäß beide
Transistoren gleichzeitig ein- und ausgeschaltet (4-QUAD).
Dies erlaubt das freie Umlaufen des Umkehrstromflusses in den
Motorwicklungen über die mit Umkehrvorspannung versehenen Di
oden D.
Bei den schematischen Schaltplänen sind die Schaltungsbau
teile wann immer möglich durch ihre tatsächlichen Werte be
zeichnet, das heißt, daß Widerstände in Ohm oder Kiloohm dar
gestellt sind und Kondensatoren in Mikrofarad (µf) bezeichnet
sind. Entsprechend werden Dioden durch ihre tatsächliche Her
stellertypbezeichnung bezeichnet, wobei selbstverständlich
ist, daß alle Dioden ohne weiteres im Handel erhältlich sind.
Die verschiedenen Operationsverstärker und andere
Halbleiterschaltungen, die symbolisch dargestellt sind, wer
den in der folgenden Beschreibung mit Hersteller und Typbe
zeichnung des Herstellers beschrieben. Alle derartigen Bau
teile sind ebenfalls ohne weiteres im Handel erhältlich.
Fig. 4 zeigt die Stromüberwachungsschaltungen 42. Diese
Schaltungen empfangen ein Eingangssignal vom Stromsensor 40
im Bereich von +/- 200 Millivolt pro Ampere des erfaßten Mo
torstromes. Der erfaßte Strom kann entweder positiv oder ne
gativ in seiner Richtung sein, in Abhängigkeit von den Motor
betriebsbedingungen. Dieses Spannungssignal wird an einem An
schluß 100 in Form einer positiven oder negativen Spannung
empfangen und Operationsverstärker 212a und 212b (Motoröls
Typ MC1558) wandeln dieses Spannungssignal in ein
Absolutwertsignal derselben Größe um. Das Signal wird an
schließend zu Operationsverstärkern 220a und 220b (National
Typ LM 2904) geleitet, die zum empfangenen Signal einen posi
tiven Spannungsausgleich hinzufügen, wodurch ein erfaßter
Stromwert "Null" auf annähernd 300 Millivolt angehoben wird.
Das Signal wird anschließned in Operationsverstärker 221a und
221b (National Typ LM 2904N) geleitet, die alle negativen
Spannungen durch Clamping des Signals auf null Volt und Fil
tern aller Rauschsignal über einem Megahertz (MHZ) eliminie
ren. Das Ausgangssignal wird anschließend an einen Anschluß
101 abgegeben, der der Eingangseinschluß der Spitzenwertfol
geschaltung 46 ist und ebenso der Eingangsanschluß der Ver
gleichsschaltung 62.
Fig. 5 zeigt die Spitzenwertfolgeschaltung 46, die Drainsteu
erschaltung 45, und die analoge Drehzahlmittelwertschaltung
64. Die analoge Drehzahlmittelwertschaltung 64 empfängt ein
Eingangssignal von der Motorsteuerschaltung 60 über einen
Eingangsanschluß 105 und gibt ein analoges Ausgangssignal ab,
das einem Negativwert von 3,4 Volt pro 1000 Umdrehungen pro
Minute (min -1) des Motors entspricht. Das Eingangssignal am
Anschluß 105 an Operationsverstärkern 216a und 216b, die die
analoge Drehzahlmittelwertschaltung 64 umfassen, ist eine Im
pulskette von der Motorsteuerschaltung 60, wobei jeder Impuls
eine Länge von 800 Mikrosekunden (µs) hat bei 18 Impulsen pro
Umdrehung des Motors.
Der Ausgang des Operationsverstärkers 216a ist mit einem Ope
rationsverstärker 219a der Drainsteuerschaltung 45 verbunden.
Die Schaltung 45 hat einen Ausgang zur Spitzenwertfolgeschal
tung 46 um einen Kondensator 49 des Spitzenwertdetektors zu
"entleeren". Diese "Entleerungsrate" ist der durchschnittli
chen Motordrehzahl proportional. Die Spitzenwertfolgeschal
tung 46 simuliert in effektiver Weise den in den Motorwick
lungen umlaufenden Strom während der "AUS"-Zeiten im Zerhack
modus des Motors. Ein Verstärker 219b führt eine Entleerung
des Spitzenwertsensorkondensators 49 proportional zur Dreh
zahl durch, wodurch das Signal der Spitzenwertfolgeschaltung
zu einem Signal modifiziert wird, das zum momentan umlaufen
den Strom in den Motorwicklungen proportional ist. Die Opera
tionsverstärker 216a und 216b sind Schaltungen des Typs Na
tional LM2904M. Die Operationsverstärker 219a und 219b haben
diesselbe Typbezeichnung. Operationsverstärker 213a und 213b
sind Verstärker von Motoröls Typ MC1558U. Die Vergleichsein
richtung 210a ist ein Vergleichsschaltung von National,
Typbezeichnung LM2903M, die zum Hemmen der "Halte"-Funktion
während des "4-QUAD"-Betriebes verwendet wird, da während des
"4-QUAD"-Betriebes der Strom "BUS gleich dem Strom"IPHASE
ist. Die Spitzenwertfolgeschaltung 46 empfängt ein erstes
Eingabesignal am Anschluß 101 von der Stromüberwa
chungsschaltung 42. Ein zweites Eingangssignal erhält sie vom
Operationsverstärker 219b von der Drainsteuerschaltung 45 und
ein drittes Eingangssignal erhält sie von der Vergleichsein
richtung 210a. Das Ausgangssignal aus der Spitzenwertfolge
schaltung 46 liegt an dem Anschluß 102 als Eingang zur Sum
mierschaltung 65 an.
Die analoge Drehzahlmittelwertschaltung 64 gibt über den Ope
rationsverstärker 216b ebenfalls ein Eingangssignal 103 an
den Summierverstärker 63, das zu dem am Anschluß 106 (s. Fig.
6) empfangenen Signal hinzuzufügen ist. Das am Anschluß 106
anliegende Signal ist das analoge Ausgangssignal des D/A-
Wandlers, das den Sollwert für die gewünschte Motorantriebs
bedingung darstellt. Durch Hinzufügen des analogen Drehzahl
mittelwertschaltungssignales zu dem Sollwertsignal gibt der
Verstärker 215a ein Ausgangssignal ab, das das Sollwertsignal
erhöht, um so das durchschnittliche Drehmoment bei höheren
Drehzahlen zu korrigieren. Dieses Ausgangssignal ist als Ein
gang mit der Summierschaltung 65 und der Summierschaltung 67
verbunden. Verstärker 217a der Summierschaltung 64 empfängt
ebenfalls ein Eingangssignal von der Spitzenwertfolgeschal
tung 46 über den Eingangsanschluß 102 und das Ausgangssignal
der Summierschaltung 65 ist ein Fehlersignal, das eine Funk
tion der Differenz zwischen dem momentanen Motorwicklungssi
gnal, das von den Schaltungen 45 und 46 erzeugt wird, und dem
Stromsollwert ist. Das Ausgangssignal der Summierschaltung 65
ist das zehnfache der Differenz zwischen dem momentanen
Stromsignal und dem Sollwertsignal. Dieses Ausgangssignal
kann nur subtraktiv sein und nur so groß wie das Sollwertsi
gnal selbst. Das Ausgangssignal des Verstärkers 217b der Sum
mierschaltung 65 ist als zweites Eingangssignal mit dem Ver
stärker 214a der Summierschaltung 67 verbunden, der ein Si
gnal erzeugt, das die Summe der beiden Eingangssignale dar
stellt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 214b der Summier
schaltung 67 ist ein Signal, das als ISET bezeichnet wird,
das den eingestellten Strom (Drehmoment) Sollwert darstellt.
Dieser Sollwert wird über den Anschluß 104 dem Vergleicher 62
als Eingangssignal eingegeben, wo er mit dem Ausgangssignal
der Stromüberwachungsschaltungen 42 verglichen wird, um so
ein Signal an die Motorsteuerschaltungen 60 (Fig. 7) zu geben.
Dieses Signal schaltet die Antriebsspannung an den Basisan
triebsschaltungen der Motorsteuerschaltungen ab und
"zerhackt" daher den Motorantriebsstrom.
Fig. 7 zeigt die Motorsteuerschaltung 60 und einige der Um
kehrbremsschaltungen 48. Daneben empfängt die Motorsteuer
schaltung 60 über Anschlüsse 112, 113 und 114 Motorkommutati
onssignale. Wie Fig. 9 zeigt, werden diese Signale von licht
emitierenden Dioden und einer Phototransistorschaltung 85 am
Motor 90 in Verbindung mit einem gezackten Rad 86, das an der
Motorwelle befestigt ist, erzeugt. Das Rad 86 hat drei Zacken
87a, 87b und 87c, die jeweils zwischen den lichtemitierenden
Dioden und den Phototransistoren, die als Optosensor 91, 92
und 93 bezeichnet werden, rotieren, und so jedesmal, wenn
eine Zacke den Lichtweg in diesen Einrichtungen unterbricht
oder freigibt, ein Kommutationssignal erzeugen. Daher erzeugt
eine Umdrehung des Motors 18 Kommutationsimpulse in einer
zeitgesteuerten Abfolge basierend auf der relativen Positio
nierung der Optosensorstellung bezüglich der Radstellung. Da
drei Optosensoren in festem Abstand um den Umlaufweg des Ra
des angeordnet sind, unterbricht jede Zacke des Rades den
Lichtweg der jeweiligen Sensoren in einer vorgegebenen Se
quenz entsprechend der Kommutationssequenz der Motorwicklun
gen. Die Signale, die diese Kommutationssequenz darstellen,
werden mit der Motorsteuerschaltung 60 über Leitungen 84
verbunden. Die primären Ausgangssignale der
Motorsteuerschaltungen 60 sind sechs Basisantriebssignale 120,
die mit der Motorantriebsschaltung 70 verbunden sind. Diese
sechs Signale entsprechen den Basisantriebssignalen für die
Transistoren U1, U2, V3, V4, W5 und W6, wie in Fig. 3A darge
stellt.
Die Motorsteuerschaltung 60 erhält ebenso zwei Eingangssi
gnale von den Umkehrbremsverstärkern 211a und 211b. Diese
Verstärker werden durch ein "BRK 1"-Signal vom Mikroprozessor
50 zu einem Zeitpunkt aktiviert, an dem die Vorrichtung er
faßt, daß eine Umkehrbremsung erforderlich ist. Die beiden
Signale an die Motorsteuerschaltung 60 wechseln die Betriebs
art der Motorsteuerung 60 von "2-QUAD-Zerhacken" auf "4-QUAD-
Zerhacken", das heißt, daß die normale Zerhacksequenz der
Motorsteuerung 60 (2-QUAD) so verläuft, daß einer der beiden
Schalttransistoren während der gesamten Kommutationsperiode
eingeschaltet ist, und der andere Transistor während des Zer
hackanteiles der Periode ein- bzw. ausgeschaltet wird. Wäh
rend des Umkehrbremsvorganges wechselt die Zerhacksequenz auf
"4-QUAD", wodurch die beiden Transistoren während des
Zerhackintervalles der Kommutationsperiode gleichzeitig ein
und ausgeschaltet werden. Dieses gleichzeitige Schalten er
laubt den Stromfluß in den Motorwicklungen in umgekehrter
Richtung der normalen Phasenströme, um so einen Bremseffekt
auf die Rotation des Läufers zu bewirken. Darüber hinaus
tritt dieser Strom durch den Stromsensor 40 und die Größe des
Stromes wird durch die gleichen Techniken wie bei den norma
len Phasenströmen gesteuert.
Fig. 8 zeigt den Mikroprozessor 50 und dazugehörige Schaltun
gen. Der Mikroprozessor 50 berechnet ein digitales 10-bit-
Sollwertsignal und überträgt dieses Signal zum D/A-Wandler 30
über Anschlüsse P 1.0 bis P 1.7 und P 2.0 bis P 2.1. Der ana
loge Signalausgang vom D/A-Wandler 30 wird über den
Ausgangsanschluß 106 zur Summierschaltung 63 übertragen und
gangssignal im Vergleicher 209 ist das vom Bedienungspersonal
einstellbare Sollwertsignal über den Anschluß 110. Das Aus
gangssignal vom Vergleicher 209 wird zum Mikroprozessor 50
zurückgeführt, um einen Sollwertzähler zu aktualisieren. Wenn
der zählergetriebene Sollwert, der vom D/A Wandler 30 umge
wandelt wird, dem Sollwertsignal am Anschluß 110 entspricht,
kehrt der Mikroprozessor 50 die Zählrichtung um und zählt an
schließend um einen Zähler nach oben und um einen Zähler nach
unten um den Sollwertausgleichspunkt, bis eine weitere Dis
krepanz vom Vergleicher 209 erfaßt wird.
Weiter empfängt der Mikroprozessor 50 Binärsignale, die die
Drehzahl und Drehrichtung des Motors 90 darstellen. Diese Si
gnale stammen aus der Schaltung 85 des Encoders 80, der me
chanisch am Motor 90 angebracht ist (s. Fig. 9). Sie werden
über Anschlüsse 107 und 108 zur Drehzahl/Richtungsschaltung
82 übertragen. Die an den Anschlüssen 107 und 108 empfangenen
Signale sind Opto-Unterbrechersignale, wobei das Signal am
Anschluß 107 das Unterbrechen des Lichtstrahles des Opto-Sen
sors 95 durch eine erste Kante der jeweiligen umlaufenden En
coderzacke 94 darstellt und das Signal am Anschluß 108 das
Unterbrechen des Lichtstrahles des Opto-Sensors 96 durch die
zweite Kante der umlaufenden Encoderzacke 94. Die Sequenz des
Signalempfanges an den Anschlüssen 107 und 108 gibt einen
Hinweis auf die Drehrichtung des Läufers des Motors 90 und
die Messung der Zeit zwischen den vom Anschluß 107 emp
fangenen Signalen stellt die Drehzahl des Läufers des Motors
90 dar. Die am Anschluß 107 erhaltenen Signale werden durch
Wechselrichter 201a und 201b geleitet, um eine Flip-Flop-
Schaltung 202 entweder einzustellen oder rückzustellen. Das
am Anschluß 108 empfangene Signal durchläuft einen Wechsel
richter 201c, um für die Flip-Flop-Schaltung 202 als Taktge
ber zu wirken. Die Empfangssequenz dieser Signale steuert den
Status der Flip-Flop-Schaltung 202, die mit Anschluß 2.2 des
Mikroprozessors 50 verbunden ist. Der Mikroprozessor 50 ist
daher in der Lage, die Empfangssequenz dieser Signale zu be
stimmen und damit die Drehrichtung des Läufers. Das am An
schluß 107 erhaltene Signal ist auch mit einem Eingang des
Typs INTO des Mikroprozessors 50 verbunden. Der Mikroprozes
sor 50 mißt die Zeitspanne zwischen Gruppen von drei Vor
wärtssignalen, die an diesem Eingang empfangen werden, und
ist daher in der Lage, die Drehzahl des Motorläufers zu er
rechnen. Wechselrichter 201a, b und c sind im Handel erhält
liche Schaltung, wie z. B. des Typs SN54LS14J, hergestellt von
Texas Instruments. Die Flip-Flop-Schaltung 202 ist eine her
kömmliche duale J-K Flip-Flop-Schaltung, wie etwa des Typs SN
54LS107J, hergestellt von Texas Instruments.
Das Verfahren zur Überwachung der verschiedenen Motorwerte
und zur Durchführung der erforderlichen Messungen und Berech
nungen zum Erzielen der gewünschten Motordrehzahl/Dreh
momentkurve in Fig. 1B ist in Fig. 10 dargestellt. Fig. 10
bezieht sich auf die Werte, die während jeder Kommu
tationsperiode gemessen und gesteuert werden, um den geeigne
ten Zerhackintervall für die Stromsteuerung des Motors zu be
stimmen. Zunächst wählt bei Schritt 501 der Maschinenwärter
von Hand einen Drehmomentsollwert durch Einstellen eines
Potentiometers oder eine ähnlichen Einrichtung. Dies erzeugt
einen Sollwertstrom ICOM. Der Stromwert ICOM steuert
letztendlich in Verbindung mit den anderen überwachten Werten
die Motorzerhackintervalle. In Schritt 502 wird die Motor
drehzahl überwacht, um eine resultierende Spannung ISPD zu
erzeugen und in Schritt 503 wird ein modifizierter Sollwert
strom IMOD erzeugt. Der modifizierte Strom IMOD wird der
Summe von ICOM + ISPD angeglichen.
Der momentane Motorantriebsstrom wird in Schritt 504 über
wacht, um so einen Strom IBUS zu erzeugen. Der Strom IBUS
wird bei Schritt 505 von der internen Schaltung verarbeitet,
um den momentanen Motorspitzenstrom IPEAK zu erfassen und
festzuhalten. Diese Erfassungs- und Haltefunktion wird durch
Laden eines Kondensators mit einer Spannung, die IPEAK
darstellt, erreicht. Der Kondensator wird mit einer Steuerge
schwindigkeit von einem Signal, das die Motordrehzahl ISPD
darstellt, entladen, um den Motorwicklungsphasenstrom IPHASE
zu simulieren, der bei 506 auftritt. Der simulierte Phasen
strom IPHASE kann durch Entladen des Kondensators 49 in einer
zeitgesteuerten Rate entsprechend der Gleichung IPHASE =
IPEAK x (1 - nt) erzeugt werden, wobei n eine Konstante ist
und t der Kehrwert von ISPD. Dieser simulierte Phasenstrom
wird anschließend in den übrigen Schritten des Betriebsver
fahrens verwendet, um letztendlich den Zerhackintervall des
Motorantriebsstromes zu steuern.
Bei 507 wird der Strom IPHASE mit dem Strom IMOD verglichen,
um zu bestimmten, ob der Strom IPHASE größer ist als der
Strom IMOD. Ist der Strom IPHASE größer, so wird ein Strom
IERROR erzeugt und der Wert wird auf den Unterschied zwischen
dem Strom IPHASE minus IMOD eingestellt, der in Schritt 508
mit einem Faktor 10 multipliziert wird. Ist der Strom IPHASE
nicht größer als IMOD so wird der Strom IERROR in Schritt 509
auf null gesetzt. In jedem Fall wird in Schritt 510 eine
Berechnung durchgeführt, um einen Strom ISET zu erzeugen, der
gleich der Summe von IMOD plus IERROR eingestellt wird. Bei
Schritt 511 wird ein Vergleich zwischen IBUS und ISET durch
geführt. Ist IBUS nicht gleich ISET, so führt der Überwa
chungsprozeß zu Schritt 504 zurück. Ist IBUS gleich ISET, so
wird in Schritt 512 der Motorantriebsstrom für die verblei
bende Dauer der Zerhackperiode zerhackt. Anschließend läuft
der Vorgang in der nächsten und den nachfolgenden Zer
hackperioden wiederholt ab.
In vorstehender Beschreibung ist das Verfahren zur Steuerung
des Motorantriebsstromes zum Erzielen eines relativ konstan
ten Drehmoments über einen äußerst breiten Drehzahlbetriebs
bereich beschrieben. Das Verfahren gleicht die Auswirkungen
der Motordrehzahlveränderungen und der Gegen-EMK des Motors
aus, die mit zunehmender Motordrehzahl in immer stärkerem Maß
aus, die mit zunehmender Motordrehzahl in immer stärkerem Maß
entwickelt wird.
Der Betrieb der Motorbremsschaltungen der vorliegenden Erfin
dung kann auch unter Bezug auf die Definitionen der verschie
denen Ströme in den vorstehenden Absätzen erläutert werden.
Die Motorbremssequenz wird eingeleitet, wenn die Verände
rungsrate der Motordrehzahl unter einen vorgegebenen konstan
ten Wert fällt. Das heißt, wenn der Motor mit einer größeren
als der vorgegebenen Geschwindigkeit verzögert. Dieser Zu
stand wird vom Mikroprozessor 50 erfaßt, wenn die Verände
rungsrate der an INTO gemessenen Zeitdauer einen vorgebenen
negativen Wert übersteigt. Dieser Wert wird bei der Program
mierung des Mikroprozessors 50 eingestellt und führt dazu,
daß der Mikroprozessor 50 sowohl ein BRK 1 als auch ein BRK
2-Signal abgibt. Das BRK 1-Signal verursacht die Umkehrung
der Motorkommutationssequenz und schaltet ebenfalls den
Motorbetrieb auf den "4-QUAD"-Modus, wodurch ein gleichzeiti
ges Schalten der Motorantriebstransistoren verursacht wird.
Das Signal BRK 2 führt dazu, daß die Spannung IPHASE gleich
IBUS eingestellt wird, und der Strom ICOM wird durch einen
neu definierten Strom IBRAKE ersetzt, wobei der Strom IBRAKE
gleich einer Konstanten ist, die mit der Läuferdrehzahl mul
tipliziert wird. Bezogen auf Fig. 10 wird unter diesen Be
triebsbedingungen bei Schritt 501 der neue Sollwert IBRAKE.
Bei Schritt 503 ist der modifizierte Werte IMOD gleich IBRAKE
plus ISPD. In den Schritten 505 und 506 wird IPHASE t zwangs
weise gleich IBUS. Daher wird bei Schritt 507 der Vergleich
zu einer Feststellung, ob IBUS größer oder kleiner als IMOD
ist. Aufgrund der Natur der Umkehrbremsung ist IBUS zu Beginn
der reinen Zerhacksequenz immer kleiner als IMOD. Dies führt
dazu, daß die Schritte 508 und 507 ignoriert werden, da
IERROR in jedem Fall null ist. Bei Schritt 510 wird ISET
gleich IMOD und bei Schritt 511 wird verglichen, ob IBUS
gleich IMOD ist. Bei Schritt 512 wird der Motorantriebsstrom
abgeschaltet, wenn IBUS gleich IMOD ist, was jedoch unter "4-
QUAD" Betriebsbedingungen geschieht. Das bedeutet, daß die
beiden Motorantriebstransistoren gleichzeitig abgeschaltet
werden. Wie in Fig. 3A gezeigt, bewirkt das gleichzeitige Ab
schalten von zwei Motorantriebstransistoren den freien Durch
lauf des rücklaufenden Motorantriebsstromes durch die Umkehr
dioden zurück in die Speicherkondensatoren der Spannungs
gleichrichterschaltungen 20. Dieser rücklaufende Umkehrstrom
wird vom Motorantriebsstrom abgezogen, um so die Bremsenergie
in Form von elektrischer Energie abzuführen, die in den Spei
cherkondensatoren des Gleichrichters gespeichert wird und
wandelt im wesentlichen die Trägheitsenergie des Läufers in
gespeicherte elektrische Energie um.
Claims (25)
1. Vorrichtung zur Steuerung des Antriebsbusstromes in einem
Gleichstrommotorantrieb durch selektives Steuern der Schalt
intervalle mehrerer Wechselrichterschalter, die mit den
Motorfeldwicklungen gekoppelt sind, umfassend
- a) Mittel zur manuellen Vorwahl eines Drehmomentsollwertes, der das gewünschte, vom Motor abzugebende Drehmoment be stimmt;
- b) Mittel zur Überwachung des momentanen Motorantriebsbus stromes und der Drehzahl des Motorläufers und zur Erzeugung von Steuersignalen aus diesen;
- c) Mittel zur Modifizierung des Drehmomentsollwertes, die auf das Steuersignal der Läuferdrehzahl des Motors reagieren, um einen modifizierten Sollwert zu erzeugen;
- d) Mittel zur Simulation eines Motorwicklungsphasenstromes durch Verwendung des Motorantriebsbusstromes und der Läufer drehzahlsteuersignale, um ein simuliertes Motorphasenstrom signal zu erzeugen, und
- e) Mittel zur Verwendung des modifizierten Drehmomentsollwer tes und des simulierten Motorphasenstromsignals, die ein Steuersignal zum Abschalten der Wechselrichterschalter erzeugen.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Mittel zum Überwachen des momentanen Motorantriebs
busstromes und zum Erzeugen der Steuersignale daraus weiter
einen Stromsensor und Schaltungen umfaßt, die ein Signal IBUS
erzeugen, das den Motorantriebsbusstrom darstellt.
3. Vorrichtung nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Mittel zum manuellen Vorwählen eines Drehmomentsoll
wertes weiter eine Schaltung zum Entwickeln eines Signales
ICOM umfaßt, das diesen Drehmomentsollwert darstellt.
4. Vorrichtung nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Mittel zum Überwachen der Läuferdrehzahl des Motors
und zur Erzeugung der Steuersignale daraus weiter eine Schal
tung umfaßt, die ein Signal ISPD erzeugt, das die Läufer
drehzahl des Motors darstellt.
5. Vorrichtung nach Anspruch 4,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Mittel zur Abänderung des Drehmomentsollwertes weiter
eine Schaltung zum Erzeugen eines Signales IMOD umfaßt, das
die Summe von ICOM und ISPD darstellt.
6. Vorrichtung nach Anspruch 5,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Mittel zum Überwachen des momentanen Motorantriebs
busstromes und zur Erzeugung der Steuersignale daraus weiter
Schaltungen umfaßt, die zum Empfang des Signales IBUS ver
bunden sind und ein Signal IPEAK erzeugen, das den Spitzen
wert von IBUS darstellt.
7. Vorrichtung nach Anspruch 6,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Mittel zum Überwachen des momentanen Motorbusstromes
und zur Erzeugung von Steuersignalen daraus weiter Schaltun
gen umfaßt, die zum Empfang des Signales IPEAK und des Si
gnales ISPD verbunden sind, um ein Signal IPHASE zu erzeugen,
das den Motorwicklungsphasenstrom darstellt.
8. Vorrichtung nach Anspruch 7,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Mittel zur Verwendung des modifizierten Sollwertes
und des Motorphasenstromsignals weiter Schaltungen umfaßt,
die das Signal IPHASE mit dem Signal IMOD vergleichen.
9. Vorrichtung nach Anspruch 8,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Mittel zur Verwendung des modifizierten Sollwertes
und des Motorphasenstromsignales weiter den Vergleich von
IPHASE mit IMOD umfaßt und weiterhin Schaltungen zum Erzeugen
eines Fehlersignales IERROR, wenn IPHASE größer ist als IMOD,
wobei die Größe von IERROR proportional zum Unterschied zwi
schen IPHASE und IMOD ist, und weiter Schaltungen umfaßt, die
zur Erzeugung eines Fehlersignales IERROR dienen, das gleich
null ist, wenn IPHASE nicht größer ist als IMOD.
10. Vorrichtung nach Anspruch 9,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Mittel zur Verwendung des modifizierten Sollwertes
und des Motorphasenstromsignales weiter Schaltungen umfaßt,
die zum Empfang des Motorstromsignales und des IERROR-Signales
verbunden sind, und die ein Signal ISET erzeugen, das die
Summe von IMOD und IERROR darstellt.
11. Vorrichtung nach Anspruch 10,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Mittel zum Abschalten der Wechselrichterschalter wei
ter eine Schaltung umfaßt, die das IBUS-Signal mit dem ISET-
Signal vergleicht und ein Abschaltsignal für die Wechsel
richterschalter erzeugt, wenn IBUS gleich ISET ist.
12. Vorrichtung nach Anspruch 1,
weiter umfassend Mittel zum Berechnen der Veränderungsrate
der Läuferdrehzahl des Motors und Mittel zum Vergleichen der
errechneten Änderungsrate mit einem vorgegebenen Wert.
13. Vorrichtung nach Anspruch 12,
weiter umfassend Mittel zum Erzeugen eines BRK 1- und eines
BRK 2-Signales, wenn das Mittel zum Vergleich zeigt, daß die
errechnete Änderungsrate gleich oder größer als der vorgege
benen Wert ist.
14. Vorrichtung nach Anspruch 13,
weiter umfassend Mittel zum Empfangen des BRK 1-Signales und
Mittel zum Umkehren der Kommutationssequenz des Motors in Re
aktion darauf.
15. Vorrichtung nach Anspruch 14,
weiter umfassend Mittel zum Empfangen des BRK 2-Signals und
Mittel, die in Reaktion darauf das simulierte Motorphasen
stromsignal gleich dem Steuersignal des Motorantriebsbusstro
mes setzen.
16. Vorrichtung nach Anspruch 15,
weiter umfassend weitere Mittel zum Verändern des Drehmo
mentsollwertes auf einen Wert, der einer Konstanten multi
pliziert mit dem Steuersignal für die Drehzahl des Motorläu
fers gleich ist.
17. Vorrichtung nach Anspruch 16,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Mittel zum Modifizieren des Drehmomentsollwertes in
Reaktion auf das Steuersignal für die Drehzahl des Motorläu
fers weiter die Erzeugung eines modifizierten Signales IMOD
umfaßt, das gleich ist der Summe des Steuersignals der Dreh
zahl des Motorläufers und dem multiplizierten Drehmo
mentsollwert.
18. Vorrichtung nach Anspruch 17,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Mittel zum Simulieren des Phasenstromes weiter das
Simulieren eines Phasenstromes umfaßt, der gleich dem mo
mentanen Motorantriebsbusstrom ist.
19. Vorrichtung nach Anspruch 18,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Mittel zum Verwenden des modifizierten Drehmo
mentsollwertes und des simulierten Motorphasensignales weiter
die Verwendung des Signales IMOD und des momentanen Mo
torantriebsbusstromes umfaßt und das Mittel zum Erzeugen ei
nes Steuersignales zum Abschalten der Wechselrichterschalter
das Abschalten der Wechselrichterschalter umfaßt, wenn das
Signal IMOD gleich dem momentanen Motorfeldwicklungsstrom
ist.
20. Gleichstrommotorantrieb mit variablen Lastbedingungen,
der Halbleiterschalter umfaßt, die zwischen einer Gleich
stromquelle und den Gleichstrommotorfeldwicklungen geschaltet
sind, wobei die Verbesserung der Steuerung dieser Schalter
zum Erzeugen eines konstanten Motordrehmomentes entsprechend
einem manuell voreingestellten Drehmomentsollwert umfaßt:
- a) Mittel zum Überwachen des Gleichstrommotorbusspitzenstro mes und Mittel zum Erzeugen eines ersten Steuersignales (IPEAK) in Reaktion darauf,
- b) Mittel zum Überwachen der Läuferdrehzahl des Gleichstrom motors und zum Erzeugen eines zweiten Steuersignales ( ISPD) in Reaktion darauf,
- c) Mittel zum Erzeugen eines dritten Steuersignales ( IMOD) durch additives Kombinieren des zweiten Steuersignales mit dem Sollwert,
- d) Mittel zum Erzeugen eines vierten Steuersignales (2 PHASE) durch lineares Reduzieren des ersten Steuersignales über die Zeit,
- e) Mittel zum Vergleichen des dritten Steuersignals und des vierten Steuersignals einschließlich Mittel zum Erzeugen ei nes Fehlersignals, wenn das vierte Steuersignal das dritte Steuersignal übersteigt,
- f) Mittel zum Erzeugen eines fünften Steuersignals durch ad ditives Kombinieren des Fehlersignales und des dritten Steu ersignales, und
- g) Mittel zum Abschalten der Schalter, wenn das fünfte Steu ersignal gleich dem Motorfeldwicklungsstrom wird.
21. Verfahren zur Steuerung eines Gleichstrommotorantriebes
zur Erzeugung eines konstanten abgegebenen Drehmomentes unter
variablen Lastbedingungen, reagierend auf einen vorgewählten
Drehmomentsollwert, durch Steuerung des Gleichstrommotoran
triebsbusstromes IBUS, umfassend die Schritte:
- a) Auswählen eines Sollwertstromes ICOM entsprechend dem vor gewählten Drehmomentsollwert,
- b) Überwachen des momentanen Motorantriebsbusstromes IBUS,
- c) Überwachen der Motordrehzahl und Erzeugen einer Spannung ISPD in Reaktion darauf,
- d) Modifizieren von ICOM entsprechend mit ISPD, um IM0D = ICOM + ISPD zu bilden,
- e) Simulieren des Motorphasenstromes IPHASE durch lineares Verringern der Spitzenwerte von IBUS in einer Zeitrate entsprechend ISPD,
- f) Vergleichen von IPHASE mit IMOD und Erzeugen eines Feh lersignales, das proportional zur Differenz ( IPHASE - IMOD) ist,
- g) Bilden eines neuen Sollwertsignales ISET, das gleich der Summe von IMOD plus dem Fehlersignal ist, und
- h) das Abschalten des Stromes IBUS, wenn ISET gleich IBUS ist.
22. Verfahren nach Anspruch 21,
dadurch gekennzeichnet
daß der Schritt der Simulation des Motorphasenstromes IPHASE
weiter das Erfassen des Spitzenwertes IPEAK von IBUS umfaßt
und das lineare Verringern von IPEAK, um IPHASE gemäß der
Beziehung IPHASE = IPEAK (1-nt) umfaßt, wobei n eine Kon
stante und t der Kehrwert von ISPD ist.
23. Verfahren auch Anspruch 22,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Schritt des Vergleiches von IPHASE mit IMOD weiter
die Erzeugung eines Nullfehlersignales IERROR = 0 umfaßt,
wenn IPHASE nicht größer ist als IMOD und das Erzeugen eines
Fehlersignales IERROR = ( IPKASE - IMOD) × 10, wenn IPHASE
größer ist als IMOD.
24. Verfahren nach Anspruch 23,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Schritt des Abschaltens des Stromes IBUS weiter das
Abschalten der Wechselrichterantriebstransistoren des Gleich
strommotors umfaßt.
25. Verfahren zur Steuerung eines Gleichstrommotorantriebes
unter variablen Lastbedingungen, umfassen die Schritte:
- a) manuelles Einstellen eines Motordrehmomentsollwertes ICOM,
- b) Überwachen des momentanen Motorantriebsbusstromes IBUS′
- c) Überwachen der Motordrehzahl ISPD,
- d) Modifizieren des Sollwertes ICOM entsprechend dem Zuwachs der Motordrehzahl ISPD, um so ein modifiziertes Soll wertsignal IMOD zu bilden,
- e) das Erfassen der Spitzenwerte IPEAK des Motorantriebsbus stromes IBUS,
- f) das lineare Verringern der erfaßten Spitzenwerte in einem Zeitverhältnis entsprechend der Motordrehzahl, um einen Mo torphasenstrom IPHASE zu simulieren,
- g) das Vergleichen des simulierten Motorphasenstromes IPHASE mit IMOD und das Erzeugen eines Fehlersignales, wenn der si mulierte Motorphasenstrom größer ist als der erhöhte Soll wert, wobei die Größe des Fehlersignales wesentlich größer ist als die Differenz zwischen dem simulierten Motorpha senstrom und dem erhöhten Sollwert,
- h) das Addieren des Fehlersignales zu IMOD, um ein neues Si gnal ISET zu erzeugen,
- i) das Vergleichen des neuen Signales ISET mit dem überwach ten Antriebsbusstromsignal, und
- j) das Abschalten des Antriebsbusantriebsstromes, wenn das überwachte Antriebsbusstromsignal gleich dem neuen Signal ISET wird.
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