DE4233243C2

DE4233243C2 - Vorrichtung und Verfahren zur Steuerung des Drehmomentes eines bürstenlosen Gleichstrommotors

Info

Publication number: DE4233243C2
Application number: DE4233243A
Authority: DE
Inventors: Neal Alan Werner; Gary William Box
Original assignee: Graco Inc
Current assignee: Graco Minnesota Inc
Priority date: 1991-10-03
Filing date: 1992-10-02
Publication date: 2000-05-18
Anticipated expiration: 2012-10-03
Also published as: DE4233243A1; JP3295146B2; GB2260204B; ITUD920151A1; CA2079397A1; GB2260204A; TW198149B; FR2682234A1; JPH077989A; US5220259A; US5336063A; FR2682234B1; IT1259500B; KR930009223A; ITUD920151A0; GB9221122D0

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Steuerung des Drehmomentes eines bürstenlosen, eine mehrphasige Motorwicklung und einen Läufer aufweisenden Gleichstrommotors durch Pulsweitenmodulation der der Motorwicklung zugeführten Ströme.

Aus der DE-A1-34 37 610 ist ein Meßverfahren und eine Meßeinrichtung für einen Gleichstromsteller bekannt, der auch auf dem Gebiet der Motorsteuerung eingesetzt werden kann. Bei diesem Gleichstromsteller kann der Laststrom, der ein Maß für das Drehmoment des Motores ist, manuell auf einen Sollwert eingestellt werden. Über einen Strommeßwiderstand wird der Motorstrom gemessen und anschließend der Regeleinrichtung für die Einstellung der Zeitintervalle der Pulsweitenmodulation zwischen den EIN-Phasen und AUS-Phasen zugeführt. Während der AUS-Phasen der Schalter dient der mit Hilfe eines Kondensators gespeicherte Spannungswert zur Simulation des Laststromverlaufes in der Freilaufphase.

Aus der DE-C2-34 29 427 ist eine Schaltungsanordnung für die Speisung von Gebläsemotoren, insbesondere bei Kraftfahrzeugen bekannt, bei der eine in einem Vorwiderstand erzeugte, für den Motorstrom repräsentative Spannungsgröße sowie eine aus der Läuferspannung des Gebläsemotors abgeleitete und der Drehzahl des Motorläufers entsprechende Spannungsgröße addiert werden. Deren Summe wird mit einer einstellbaren Spannungsgröße, d. h. einem Sollwert verglichen, wobei dann die Differenz als Steuer signal an die Schaltstrecke eines Transistors geleitet wird.

Die hier in Rede stehende Steuerung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor ist vorteilhaft mit einem Gleichstrommotor zu verwenden, der zum Antrieb einer linearen Hubkolbenflüssig keitspumpe mechanisch mit dieser verbunden ist.

Nach dem Stand der Technik sind lineare Hubkolbenflüssig keitspumpen meist mechanisch mit pneumatischen Antriebs systemen verbunden. Ein offensichtlicher Vorteil in der Ver wendung eines pneumatischen Antriebsystems liegt darin, daß ein Druckluftantrieb so aufgebaut werden kann, daß er in li near hin und her wirkender Weise angetrieben wird, wobei die Bewegung und Position den Eigenschaften der Pumpe angepaßt werden. In typischen Vorrichtungen wird die lineare Pumpe über einen vorgebenen Hubweg angetrieben, worauf ihre Bewe gungsrichtung geändert wird und sie in umgekehrter Richtung über denselben vorgegebenen Hubweg angetrieben wird. Typi scherweise weist die Pumpe zwei innere Kammern auf, so daß sie aus einer dieser Kammern während der Dauer ihres Hubes Flüssigkeit abgeben kann, während sie gleichzeitig in die an dere Kammer Flüssigkeit aufnimmt. Die Pumpe nimmt daher sowohl während des Vorwärts- als auch während des Rückwärts- Hubweges Flüssigkeit auf und gibt gleichzeitig Flüssigkeit ab. Ein pneumatischer Antrieb kann so aufgebaut sein, daß er in Vorwärts- und Rückwärtsrichtung über einen Hubweg, der dem Pumpenausstoßhub entspricht, Antriebskraft erteilt. Der Zeit- und Wegbereich, in dem die Pumpe ihre Hubrichtung wechselt, wird Hubumkehr genannt. Bei einem pneumatischen Antrieb ist typischerweise eine geringfügige Druckänderung in der von der Pumpe ausgestoßenen Flüssigkeit während der Hubumkehr vorhan den. Diese Druckänderung ist jedoch gewöhnlich recht gering, da ein Pneumatikantrieb eine geringe Trägheit aufweist und den Umkehrzyklus recht rasch durchlaufen kann. Das heißt, daß ein Pneumatikantrieb eine sehr geringe Trägheit oder gespei cherte Energie während der Hubumkehr freizusetzen hat. Wäh rend oder nahe dem Zeitpunkt der Hubumkehr tragen auch die Flüssigkeitsrückschlagventile in einer Hubkolbenpumpe zu den Druckänderungen bei, die während des Hubumkehrintervalles auftreten. Die Gesamtauswirkung der Hubumkehr ist ein starker Druckabfall, der unmittelbar von einer Druckwelle gefolgt ist, aber die geringe Trägheit eines Pneumatikantriebes sorgt dafür, daß diese Druckstörung rasch korrigiert wird. Wird je doch eine Hubkolbenpumpe von einem drehmomentgesteuerten elektrischen Antrieb betrieben, so vergrößert die Trägheit des Motorantriebs diese Druckstörungen und bildet einen län geren Druckabfall sowie eine stärkere Druckwelle während des Hubumkehrintervalles. Dies wurde für lange Zeit als nachtei lig bei der Verwendung von elektrischen, drehmomentgesteuer ten Motorantrieben für diesen Zweck betrachtet.

Ein weiteres vorteilhaftes Merkmal der Verwendung eines li nearen Pneumatikantriebes zum Antrieb der linearen Druckkol benpumpe ist die Fähigkeit des Pneumatikantriebes zu "blockieren", wenn der Flüssigkeitsausstoßdruck ausreichend groß wird, um den dem Pneumatikantrieb zugeführten Luftdruck auszugleichen. Dieses Merkmal ist insbesondere in Anlagen wichtig, in denen der Flüssigkeitsfluß zwischenzeitlich ein- und ausgeschaltet wird, wie etwa in Flüssigkeitsförderanlagen oder Farbförderanlagen. Wird das Flüssigkeitsdurchflußventil plötzlich geschlossen, so wird jede weitere Antriebsbewegung des Pneumatikantriebes gestoppt, sobald der Druck der gestau ten Flüssigkeit dem Antriebsdruck des Pneumatikantriebes gleich wird und der Pneumatikantrieb bleibt in diesem blockierten Zustand, bis das Flüssigkeitsdurchflußventil wiederum geöffnet wird.

Zu den Nachteilen bei der Verwendung eines Pneumatikantriebes zählt, daß eine externe Druckluftquelle erforderlich ist und derartige Anlagen einen relativ niedrigen Wirkungsgrad auf weisen. Aufgrund dieser und weiterer Nachteile wurden andere Arten von Motorantrieben zur mechanischen Verbindung mit li nearen Hubkolben-Pumpanlagen konstruiert. Für diesen Verwen dungszweck wurden auch elektrische Motorantriebe versuchs weise eingesetzt, wobei durch elektrische Steuerungen die Mo torantriebsgeschwindigkeit entweder als Funktion des Flüssig keitsdruckes oder des Volumenflusses geregelt wurde. Elektri sche Trennschalter wurden zum Trennen der Stromversorgung vom Motor vorgesehen, wenn die Betriebsbedingung des Blockier druckes erreicht wird, und Gleichstrommotorantriebe wurden vorgesehen, bei welchen der Motor in einen blockierten Zu stand gebracht werden kann, wobei dem Motor ein konstanter Strom mit verringerter Stärke zugeführt wird, um ein Motor drehmoment zu erzeugen, daß den Blockierdruck im Pumpenaus stoßsystem ausgleicht.

Ein Nachteil in der Verwendung eines Gleichstrommotors zum Antrieb einer linearen Hubkolbenpumpe liegt in der Tatsache, daß der Gleichstrommotor typischerweise eine sehr hohe Träg heit bzw. gespeicherte Energie hat, die ein Problem während der Hubumkehr der Pumpe von einer Hubrichtung zur anderen darstellt. Während der Pumpenhubumkehr fällt der Flüssigkeitsdruck typischerweise kurzzeitig ab, was zu einem plötzlichen Ansteigen der Motordrehzahl führt. Anschließend erzeugt die erhöhte Motordrehzahl einen erhöhten Druck, der als Druckwelle im Pumpenausstoßsystem bei Vollendung des Hubumkehrzyklus fühlbar ist. Daher treten bei jedem Hubum kehrzyklus Druckspitzen auf, die die Flüssigkeits fördereigenschaften, die in einem vorgegebenen System wün schenswert sind, verschlechtern können. Wenn die Flüssig keitsdurchflußventile im System ein- und ausgeschaltet wer den, treten notwendigerweise als Folge der Motorträgheit Druckveränderungen auf, die zu Druck- und Durchflußwellen führen, die sich störend auf die relativ gleichmäßigen Flüs sigkeitsflußeigenschaften auswirken, die vom System erwartet werden.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Steuerung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor aufzuzeigen, welche gegenüber dem Stand der Technik einen reduzierten Kraftbedarf und eine günstige Drehmomentkennlinie aufweisen.

Diese Aufgabe ist für eine Vorrichtung durch die Merkmale des Patentanspruches 1, für ein Verfahren durch die Merkmale des Patentanspruches 10 gelöst.

Demgemäß werden die Motorwicklungen mittels eines Leistungsschaltkreises mit einem pulsweitenmoduliertem Strom aufgrund von Steuersignalen einer Motorsteuerung selektiv bestromt. Zunächst wird über eine entsprechende Einrichtung in der Regel manuell ein Drehmomentsollwert vorgegeben, aufgrund dessen ein Drehmoment-Sollwertsignal in Form eines Stromes erzeugt wird. Der Gesamtstrom des Motors wird fortlaufend erfaßt, wobei aufgrund dieser Erfassung ein Stromsignal abgegeben wird. Aus diesem Stromsignal wird jeweils der momentane Spitzenstrom ermittelt. Aus dem Erfassen der Drehzahl des Läufers des Motors und einem entsprechenden Drehzahlsignal wird nach Addieren des Drehmoment- Sollwertsignals ein modifiziertes Drehmoment-Sollwertsignal abgegeben. Aus dem Signal des Spitzenstromes und dem Drehzahlsignal wird ein Phasenstrom in der jeweils bestromten Wicklung berechnet und ein entsprechendes Signal abgegeben. Dieses Signal und das modifizierte Drehmoment-Sollwertsignal bestimmen dann die Pulsweite des der Motorwicklung zugeführten Stromes.

Mit einer Steuerung eines bürstenlosen Gleichstrommotors gemäß der Erfindung ist es möglich, eine optimale Drehmoment/Drehzahl-Kennlinie zu erreichen, die in ihrem Betriebsbereich über praktisch den gesamten Drehzahlbereich ein konstantes Drehmoment liefert.

Ein solcher Motor ist vorteilhaft zum Antrieb einer Flüssigkeitspumpanlage unter gleichmäßigen Flüssigkeitsbedingungen geeignet. Die Steuerung des bürstenlosen Gleichstrommotors hält hierbei die Druckwellen bzw. Druckanstiege im Flüssigkeitsausstoßsystem während der Hubumkehr der Pumpe und während Zeiträumen, in denen der Flüssigkeitsstrom im System unterbrochen ist, möglichst gering.

Wird die Motorsteuerung bei einer Flüssigkeitspumpanlage verwendet, so zeigt die vorliegende Erfindung eine Energieregelungstechnik, die das Entstehen von Überdruck in dem Flüssigkeitsausstoßsystem verhindert. Die kinetische Energie des Motorläufers wird jeweils dann absorbiert, wenn der Flüssigkeitsfluß angehalten wird und die Drehzahlsteigerung des Motors während der Hubumkehr der Flüssigkeitspumpe begrenzt wird.

Weiter erlaubt die Erfindung eine Verminderung des Stromverbrauches der Anlage unter blockierten Druckbedingungen, indem die elektrische Motorantriebskraft während dieses Betriebszustandes selektiv verringert wird.

Die Erfindung umfaßt somit eine Steuerschaltung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor, in der ein Stromsensor zur Überwachung des Motorstromes/Drehmoments verwendet wird, sowie eine Sollwert steuerung, um die manuelle Einstellung eines gewünschten Stromes/Drehmoments zu erlauben. Die Motordrehzahl und Posi tion wird von einem Encoder überwacht. Ein Mikroprozessor ist mit den Überwachungs- und Sensoreinrichtungen sowie mit der Motorantriebssteuerschaltung verbunden. Die zusammenwirkenden Merkmale der Erfindung erzeugen eine verbesserte Motordreh zahl/Drehmomentcharakteristik, die idealisierten Motordreh zahl-/Drehmoment-Betriebsbedingungen sehr nahe kommt, um über einen breiten Bereich von verschiedenen Betriebsbedingungen ein konstantes Motordrehmoment zu erzeugen. Die Schaltungen der vorliegenden Erfindung reduzieren auch die Strom belastungserfordernisse der Motor-Leistungsschaltung und ver bessern den Wirkungsgrad des Stromverbrauches des gesamten Motorantriebes. Das Verfahren zum Betrieb der Motorsteuerung wird in allen sechs Betriebszuständen von ei nem Mikroprozessor gesteuert. Der Mikroprozessor steuert den Motorstrom bei Beginn der Motorblockierung, bei an haltender Motorblockierung, bei Beginn des Fließzustandes der Flüssigkeit, unter linearen Pumpbedingungen, bei Hubumkehrbe dingungen der Pumpe und bei abrupter Unterbrechung des ge pumpten Flüssigkeitsflusses.

Vorstehend genannte und weitere Aufgaben und Vorteile der Er findung werden aus der folgenden Beschreibung und den Pa tentansprüchen sowie aus den beigefügten Figuren ersichtlich. Es zeigen:

Fig. 1A eine herkömmliche Motordrehzahl-/Drehmement- Kurve;

Fig. 1B eine gemäß vorliegender Erfindung erzeugte Motordrehzahl/Drehmoment-Kurve;

Fig. 2 ein Gesamtblockschaltbild der vorliegenden Erfindung;

Fig. 3A ein schematisches Schaltbild einer Leistungsschaltung und des Motors;

Fig. 3B die Kommutierungssequenz des Motors;

Fig. 4 eine Stromüberwachungsschaltung;

Fig. 5 eine Drehzahlerfassungs- und Phasenstromsimulationsschaltung;

Fig. 6 eine Summier- und Stromfehlererzeugungs schaltung;

Fig. 7 eine Motorsteuerungsschaltung;

Fig. 8 eine Mikroprozessorschaltung;

Fig. 9 den Motor mit Encoder; und

Fig. 10 ein Flußdiagramm des Betriebsverfahrens.

Fig. 1A zeigt eine herkömmliche Motordrehmoment-/Drehzahl- Kurve. Der Bereich 1 dieser Kurve ist im wesentlichen von den physikalischen Eigenschaften des Motors selbst bestimmt und kann nicht wesentlich verändert werden, wenn einmal eine be stimmte Motorkonstruktion gewählt ist. In diesem Bereich führt eine Zunahme des abgenommenen Motordrehmoments zu einer nahezu linear entsprechenden Abnahme der Motordrehzahl. Be reich 2 der Kurve wird allgemein als Betriebsbereich bezeich net, in dem eine Erhöhung des Drehmoments des Motors einer steil fallenden und allgemein übertriebenen Verringerung der Motor drehzahl entspricht. Die durchschnittlichen inneren Motorantriebsströme wachsen in entsprechender Weise mit dem Drehmoment an, erzeugen jedoch eine zunehmend langsamere Motordrehzahl. Bereich 3 der Kurve zeigt einen starken Überlastbetriebsbereich, in dem hohe Drehmoment-(und Strom-) Zunahmen auftreten, während die Motordrehzahl auf Null fällt, was als "blockierte" Bedingung bezeichnet wird. Die Kippcharakteristik dieses Kurvenbereichs ist in der Drehmomentwelligkeit des Motors begründet, und der Motor bloc kiert, wo der Läufer ein minimales Drehmoment mit konstantem Strom abgibt.

Fig. 1B zeigt ein Motordrehzahl-/Drehmomentcharakteristik, die durch die vorliegende Erfindung erzielt wird, wobei Be reich 1 wiederum von den Konstruktionseigenschaften des Mo tors abhängig ist. Bereich 2 verläuft als nahezu idealisierte vertikale Linie, die anzeigt, daß der Motor im wesentlichen ein konstantes Drehmoment über einen breiten Betriebsbereich von Drehzahlbedingungen abgibt. Bereich 3 der herkömmlichen Antriebscharakteristik ist bei der vorliegenden Erfindung praktisch eliminiert.

Fig. 2 zeigt ein Gesamtblockschaltbild der vorliegenden Er findung. Auf diese Figur wird durchgehend in der folgenden Beschreibung Bezug genommen, um die einzelnen Schaltungen der Erfindung, die darin genauer beschrieben sind, in geeigneter Weise zuzuordnen. Fig. 2 zeigt in Form eines Blockschaltbil des die Verbindung der verschiedenen hier zu beschreibenden Schaltungen sowie die allgemeine Anordnung der erfindungsge mäßen Vorrichtung. Bestimmte in Fig. 2 gezeigte Blöcke sind hier nicht im einzelnen erläutert, da sie herkömmliche, im Handel erhältliche Baugruppen darstellen. So ist zum Beispiel eine Gleichrichterschaltung 20 ein herkömmlicher Ein-Phasen- Gleichrichter zur Umwandlung einer Wechselspannung in Gleich spannung zur Stromlieferung entsprechend den Anforderungen des speziellen für die Verwendung in der Erfindung ausgewähl ten Motors. Die Gleichrichterschaltung 20 schließt eine hohe Kapazität über die Gleichspannungsleitung zur Energiespei cherung ein. Die bevorzugte Ausführungsform verwendet zwei Kondensatoren mit 1400 Mikrofarad (µF), die zu diesem Zweck parallel miteinander verbunden sind. Ein D/A-Wandler 30 kann ein handelsüblicher 10-bit Digital-Analog-Wandler sein, wie er zum Beispiel von Analog Devices Corporation hergestellt wird. Ein Stromsensor 40 ist vorzugsweise ein Stromsensor mit der Typbezeichnung IHA-100, hergestellt von F. W. Bell Com pany. Ein Mikroprozessor 50 kann ein handelsübliches Produkt, wie zum Beispiel ein Intel-Prozessor Typ 87C51 sein. I/O- Steuerglieder 54 können herkömmliche handelsübliche RS 232 Treiber/Empfängerhalbleiter sein. Eine Motorsteuerung 60 ist eine integrierte Schaltungskonstruktion, hergestellt von Uni trode unter der Typbezeichnung UC 1625.

Mit dem Gleichrichter 20 ist eine geeignete Wechselstrom quelle verbunden, und dessen Ausgang erzeugt eine gefilterte Gleichspannung sowie Gleichstrom. Der Strom wird durch den Stromsensor 40 geleitet und anschließend weiter zu einer Leistungsschaltung 70. Der Strom wird einem Motor 90 über drei Wicklungsphasen, die nachfolgend beschrieben werden, zu geführt. Der Motor 90 ist mit einem Drehencoder 80 verbunden, der über eine Leitung 84 ein Motorpositionssignal zur Motor steuerung 60 abgibt, sowie ein Signal über eine Leitung 83 zu einer Drehzahl/Richtungsschaltung 82. Die Dreh zahl/Richtungsschaltung 82 gibt digitale Darstellungen der Drehzahl und der Drehrichtung an den Mikroprozessor 50.

Der vom Stromsenor 40 erfaßte Strom wird von den Stromüberwa chungsschaltungen 42 überwacht. Die Stromüberwachungsschal tungen 42 geben ein Ausgangssignal an Spitzenwertfolgeschal tungen 46 und eine Vergleichseinrichtung 62 ab. Die Spitzen wertfolgeschaltungen 46 empfangen ebenfalls ein Eingangssi gnal von einer Drainsteuerschaltung 45, das eine Funktion der Motordrehzahldaten ist. Die Drainsteuerschaltung 45 steuert die Entladung (Drain) eines Kondensators in der Schaltung 46 und empfängt Eingangssignale von einer Drehzahlmittelwertschaltung 64 und Gegenstrombremskreisen 47. Die Gegenstrombremskreise 47 erhalten ein Eingangssignal von dem Mikroprozessor 50. Die Drehzahlmittelwertschaltung 64 erhält ein Eingangssignal von der Motorsteuerschaltung 60 und überträgt ebenfalls ein Aus gangssignal an eine Summierschaltung 63.

Ein von einer Bedienungsperson einstellbares Sollwertsignal ist mit einer Sollwertvergleichsschaltung 32 verbunden, die ebenso ein Eingangssignal vom D/A-Wandler 30 erhält. Das Aus gangssignal aus der Sollwertvergleichsschaltung 32 ist mit dem Mikroprozessor 50 verbunden. Das von der Bedienungsperson einzustellende Sollwertsignal wird über die Rückkoppelungs schleife, bestehend aus der Vergleichsschaltung 32, dem Mi kroprozessor 50 und dem D/A-Wandler 30 erzeugt. Ein Binär zähler im Mikroprozessor 50 erzeugt ein Ausgangssignal, das mit dem D/A-Wandler 30 verbunden ist, und der D/A-Wandler 30 entwickelt eine analoge Ausgangsspannung, die dieses binäre Eingangssignal darstellt. Diese Ausgangsspannung ist mit der Vergleichsschaltung 32 gekoppelt, um dort mit der tatsächli chen Sollwertspannung verglichen zu werden. Sind die beiden Spannungen nicht gleich, so erzeugt die Vergleichsschaltung 32 ein Signal, das dem Mikroprozessor 50 eingegeben wird, um die Größe auf einen anderen Wert zu erhöhen oder zu verringern. Entspricht der Größenwert nach der Umwandlung durch den D/A- Wandler 30 dem tatsächlichen Sollwertsignal, so erzeugt die Vergleichsschaltung 32 ein Signal an den Mikroprozessor 50, um so jede weitere Einstellung des Binärzählers zu unterbre chen. Als Ergebnis davon behält der Mikroprozessor 50 eine digitale Darstellung des Sollwertes, und dieser Wert wird in eine analoge Spannungsdarstellung zur Verwendung in den in Fig. 2 gezeigten analogen Schaltungen umgewandelt. Das ana loge Ausgangsspannungssignal des D/A-Wandlers wird über drei Summierschaltungen 63, 65 und 67 verarbeitet und in mo difizierter Form einer Vergleichsschaltung 62 zugeführt, die das Signal mit dem Ausgangssignal der Stromüberwachungsschal tungen 42 vergleicht, um ein Steuersignal für die Motorsteu erschaltung 60 zu erzeugen. Der Mikroprozessor 50 erzeugt weiterhin ein "BRK 1"-Signal, um die Gegenstrombremskreise 48 umzukehren, die dieses Signal in ein Richtungssignal (DIR) und ein phasenverschobenes Signal (QUAD) umwandeln, die je weils zur Motorsteuerung 60 übertragen werden. Der Mikroprozessor 50 gibt weiterhin ein "BRK 2"-Signal an die Gegenstrombremskreise 47 ab. Der Mikroprozessor 50 empfängt binäre Ein/Aus-Signale von den Drehzahl/Richtungsschaltungen 82, die über die Leitungen 83 mit den optischen Unterbrecher signalen verbunden sind, die vom Encoder 80 erzeugt werden. Diese Signale erlauben dem Mikroprozessor 50, die Drehzahl des Motors 90 zu berechnen und die Drehrichtung des Motors 90 festzustellen. Dadurch kann der Mikroprozessor 50 auch die Beschleunigung oder Verzögerung des Motors 90 berechnen, wo bei er diesen Wert zur Entwicklung der BRK 1- und BRK 2-Si gnale verwendet. Der Mikroprozessor 50 ist ebenso mit einem Eingangs/Ausgangs-(I/O)-Register 54 verbunden, das aus herkömmlichen RS232-Schaltungen besteht, um den Mikroprozes sor 50 in die Lage zu versetzen, mit externen digitalen Einrichtungen und Computerprozessoren zu kommunizieren.

In Fig. 3A ist ein schematisches Schaltbild des Motors (M) 90 und der Leitungsschaltung 70 dargestellt. Dieses sche matische Schaltbild stellt einen typischen drehmomentgesteu erten bürstenlosen Gleichstrommotor dar, wobei die Motorwick lungen in drei Phasen U, V und W angeordnet sind. Die jewei ligen Motorwicklungen sind jeweils mit einer zweifachen Tran sistorzweigschaltung verbunden, wobei die Motorwicklung U mit Zwischentransistoren U1 und U2 verbunden ist, die Motorwick lung V mit Zwischentransistoren V3 und V4, und die Motorwick lung W mit Zwischentransistoren W5 und W6. Die Schaltung 70 bildet eine Dreiphasenwechselrichterschaltung, wobei zwei der sechs dargestellten Transistoren zu jedem gegebenen Zeitpunkt eingeschaltet sind, um Strom durch die verschiedenen Motor wicklungen zu leiten. Jeder der Transistoren U1, U2, V3, V4, W5 und W6 hat eine invers geschaltete Diode D, die parallel mit dem jeweiligen Tansistor verbunden ist. Die Dioden D wer den jeweils selektiv während Teilen der Motorantriebssequenz, die nachfolgend beschrieben werden, mit Vorwärts-Vorspannung versehen. Die Auswahl, welche zwei Tansistoren der Schaltung 70 an einem jeweils gegebenen Zeitpunkt einzuschalten sind, wird von der Motorsteuerung 60 entsprechend der Stel lung des Motorläufers getroffen. Der Auswahlvorgang wird Kom mutierung genannt, und eine bestimmte Sequenz wird eingehalten, um ein positives Drehmoment vom Motor unter Vorwärts- oder Rückwärtsantriebsbedingungen sicherzustellen. Die Kommu tierungssequenz ist in Fig. 3B dargestellt, wobei jedes Nummer paar, das in einem kleinen Kreis gezeichnet ist, der Transi storbezeichnung in Fig. 3A entspricht. Der Zeitraum, während dem jeweils zwei Transistoren ausgewählt werden können, ist als Kommutierungszeit definiert. Die Zeitdauer innerhalb einer Kommutierungszeit, während der die Transistoren tatsächlich eingeschaltet sind, bestimmt den durchschnittlichen Stromfluß durch die Wicklungen und daher das Drehmoment, das vom Motor 90 abgegeben wird. Unter praktischen "2-QUAD" Betriebsbedin gungen wird typischerweise einer der beiden während einer Kommutierungsperiode ausgewählten Transistoren über die ge samte Dauer der Kommutierungsperiode eingeschalten gelassen und der andere der beiden Transistoren wird selektiv für einen Abschnitt der Periode in Abhängigkeit vom erforderli chen Strombedarf für den Motor eingeschaltet. Dieses selek tive Einschalten wird als "Zerhacken" bezeichnet und durch einfaches Zuführen eines gesteuerten Antriebssignals zu einem Transistor für ein ausgewähltes Zeitintervall gesteuert. In Fig. 3A und 3B ist eine typische Betriebssequenz für den Vor wärtsantrieb des Motors ohne weiteres ablesbar. Beispiels weise wird während der ersten Kommutierungsperiode das Transi storeinschaltsignal U1 angelegt, und das Transistorsignal V4 wird selektiv während des Zerhackintervalles angelegt. Dies er zeugt einen Stromfluß durch die Wicklungen U und V. Während der nächsten Kommutierungsperiode bleibt das Transistoran triebssignal U1 eingeschaltet, und das Antriebssignal W6 wird während des Zerhackintervalles selektiv eingeschaltet. Dies er zeugt einen Motorantriebsstrom durch die Wicklungen U und W. Während der nächsten Kommutierungsperiode wird das Transistor antriebssignal V3 eingeschaltet, und das Transistorantriebssi gnal W6 wird selektiv während des Zerhackintervalles einge schaltet. Dies erzeugt einen Motorantriebsstrom durch die Wicklungen V und W. Während der nächsten Kommutierungsperiode wird das Transistorantriebssignal V3 eingeschaltet, und das Antriebssignal U2 wird selektiv während des Zerhackintervalles eingeschaltet. Dies erzeugt einen Antriebsstrom durch die Mo torwicklungen V und U. Während der nächsten Kommutierungsperi ode wird das Transistorantriebssignal W5 eingeschaltet, und das Transistorantriebssignal U2 wird selektiv während des Zerhackintervalles eingeschaltet. Dies erzeugt einen Motoran triebsstrom durch die Wicklungen W und U. Während der näch sten Kommutierungsperiode wird das Transistorantriebssignal W5 eingeschaltet, und das Transistorantriebssignal V4 wird selek tiv während des Zerhackintervalles eingeschaltet. Dies erzeugt einen Motorantriebsstrom durch die Wicklungen W und V. Diese Sequenz wiederholt sich anschließend wie hier beschrieben. Für den Rückwärtsantrieb des Motors wird die Signalsequenz, wie in Fig. 3B gezeigt, umgekehrt.

Unter "4-QUAD" Betriebsbedingungen werden beide Transistoren, die während einer jeweiligen Kommutierungsperiode ausgewählt sind, gleichzeitig ein- und ausgeschaltet. Diese Betriebsart ist besonders nützlich in Verbindung mit der vorliegenden Er findung, wie nachfolgend erläutert wird.

Während des Betriebes des Motors entsprechend der vorstehend beschriebenen Kommutierungssequenz entsteht in den Motorwick lungen eine Gegen-EMK, die proportional zur Läuferdrehzahl ist. Diese Gegen-EMK steht dem Stromfluß in den Motorwicklun gen entgegen und wirkt sich auf den Betrieb des Motors auf verschiedene Weise aus, je nachdem, in welchem der Betriebs bereiche in Fig. 1A der Motor betrieben wird. Beispielsweise ist in Bereich 1 die Motordrehzahl hoch und die Gegen-EMK re lativ groß. Der Phasenstrom durch den Motor ist daher verrin gert und das resultierende abgegebene Drehmoment wird ent sprechend vermindert. Mit dem Abnehmen der Motordrehzahl nimmt der Phasenstrom durch die Wicklungen auf den jeweiligen voreingestellten Stromwert, der zu einem bestimmten Betriebs zeitpunkt gewählt wurde, hin zu. Aufgrund der Kommutierungsse quenz erreicht jedoch der Phasenstrom niemals ganz den voreingestellten Strom wert, so daß daher die Leistungsschaltung im gesamten Bereich 1 von Fig. 1A keine "Zerhackvorgänge" durchführen muß.

Im Bereich 2 ist die Motordrehzahl ausreichend niedrig, um die Gegen-EMK zu verringern, so daß ein stärkerer Phasenstrom durch die Wicklungen fließt. In diesem Bereich steigt der durchschnittliche Phasenstrom auf den Sollwert an, wenn die Motordrehzahl sich verringert, daher ist ein "Zerhacken" in verschiedenem Ausmaß erforderlich, um den Betrieb auf den für den Motor gewählten Sollwert hin zu steuern.

In Bereich 3 ist die Motordrehzahl so gering, daß die Gegen- EMK gegen Null geht, was zu einer sehr kleinen Gegenwirkung gegen den Phasenstrom führt. Der Phasenstrom bewegt sich da her über dem für den Motor gewählten Sollwert, und ein Zer hacken tritt in beträchtlichem Ausmaß auf. Die Änderungsge schwindigkeit des Stromflusses durch die Wicklungen im Be reich 3 kann tatsächlich größer sein als die Leistungs fähigkeiten der Schalttransistoren, so daß daher die Phasen ströme höher ansteigen können, als die Sollwerterfordernisse angeben.

Die Gegen-EMK und Phasenstromprobleme, die in jedem der in Fig. 1A gezeigten Bereiche auftreten, verursachen die nicht linearen Motordrehzahl/Drehmomentcharakteristiken, die in der Figur dargestellt sind. Es ist eine wesentliche Aufgabe der vorliegenden Erfindung, elektrische Überwachungs- und Steuer schaltungen aufzuzeigen, um diese Motordrehzahl/Drehmoment probleme zu eliminieren und die in Fig. 1B dargestellten Be triebseigenschaften herzustellen. Die nachfolgend beschriebe nen Schaltungen erfüllen diesen Zweck.

Das erste Merkmal der Erfindung bezieht sich auf die Motor drehzahl/Drehmomentkurvendarstellung im Bereich 2 von Fig. 1A, um diesen Bereich 2 in die Charakteristik, die in Bereich 2 in Fig. 1B dargestellt ist, umzuwandeln. Die Realisierung dieses Merkmales kann dadurch erzielt werden, daß ein analo ges Signal proportional zur Drehzahl des Motors dem Strom sollwert hinzugefügt wird, wodurch Veränderungen der Motor drehzahl kompensiert werden und ebenso die Auswirkung derar tiger Veränderungen auf die Drehzahl/Drehmomenteigenschaften.

Das zweite Merkmal der Erfindung bezieht sich auf die Motor drehzahl/Drehmomentkurve im Bereich 3 in Fig. 1A, die durch die Betriebseigenschaften des Motors und der Motorsteuer schaltungen verursacht wird, wenn die Zerhacktransistoren eingeschaltet werden, während der Motorphasenstrom höher ist als der Sollwertstrom. Dieses Merkmal wird dadurch reali siert, daß der Wert des momentanen Stroms in den Motorwick lungen (Drehmoment) erfaßt wird und ein Signal erzeugt wird, das zur Steuerung des "Zerhackens" der Transistoren in der Motorantriebsschaltung verwendet werden kann. Dies kann durch die Verwendung von mehreren Stromsensoren und weiteren Schal tungen in Verbindung mit den Motorwicklungen erzielt werden. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird jedoch das Ergebnis mit nur einem einzelnen Sensor erzielt. Diese Verwirklichung ist möglich, da die Geschwindigkeit der Abnahme der Motorphasen ströme von der Motordrehzahl oder der Gegen-EMK des Motors abhängig ist. Da der Widerstand und die Induktivität der Mo torwicklung bekannt sind, erlaubt es die Messung der Motor drehzahl, die Veränderungsgeschwindigkeit des Motor wicklungsstromes zu bestimmen. Dafür wird eine Spitzenwertfolge- und -halteschaltung verwendet, um das momentanes Motorstromsignal zu erfassen und die Abfallge schwindigkeit des Motorphasenstroms als Funktion der Motor drehzahl zu variieren, um so ein Ausgangssignal zu erzeugen, das den momentanen Strom (Drehmoment) in den Motorwicklungen wiedergibt. Damit wird ein Steuersignal produziert, das zur Eliminierung des Bereiches 3 der Motordrehzahl/Dreh momentkurve in Fig. 1A verwendet wird, wie nachfolgend be schrieben wird.

Ein drittes Merkmal der Erfindung ist das Vorsehen der ge steuerten Gegenstrombremsung des Motors, um die gespeicherte Trägheitsenergie des Motorläufers zu verringern. Die Gegenstrom bremsung ist eine Technik, die in der Vergangenheit zum Ab bremsen oder Anhalten eines bürstenlosen Gleichstrommotors verwendet wurde, indem die Gegen-EMK zur Erzeugung eines Stromes veranlaßt wird, der in umgekehrter Richtung im Motor fließt und so den Motor veranlaßt, als Generator zu wirken. Dies wandelt die kinetische Energie des Läufers in elektri sche Energie um und bremst den Läufer ab. Eine frühere Tech nik zur Erreichung dieses Zweckes ist es, einen Transistor zu verwenden, um den Fluß des Gegenstromes durch einen Leistungswi derstand zu verursachen und dadurch die elektrische Energie in Wärme umzuwandeln. Eine weitere frühere Technik zur Gegenstrombremsung ist diejenige, bei der die Kommutierungsequenz in den Leistungsschaltungen umgekehrt wird, um so einen Weg für den Gegenstromfluß in den Motorwicklungen herzustel len. Dies führt zu sehr hohen Motorwicklungsströmen und die Transistoren in den Leistungsschaltungen müssen demgemäß sehr groß ausgelegt sein, um diese Ströme zu verarbeiten.

Die Technik gemäß vorliegender Erfindung zur gesteuerten Gegen strombremsung ist ähnlich der Technik der Umkehrung der Kommu tierungssequenz, wobei zusätzlich der Vorteil vorhanden ist, daß die Größe des Gegenstromes gesteuert wird. Anstelle der einfachen Umkehrung der Kommutierungssequenz wird gemäß vor liegender Erfindung auch die "Zerhacktechnik" abgewandelt, das heißt, die Technik des Ein- und Ausschaltens der Motoran triebstransistoren. Anstelle des Einschaltens eines Transi stors während der gesamten Kommutierungsperiode und des selek tiven Einschaltens des anderen Transistors für einen Teil der Kommutierungsperiode (2-QUAD) werden erfindungsgemäß beide Transistoren gleichzeitig ein- und ausgeschaltet (4-QUAD). Dies erlaubt das freie Umlaufen des Gegenstromflusses in den Motorwicklungen über die mit Gegenvorspannung versehenen Di oden D.

Bei den schematischen Schaltplänen sind die Schaltungsbau teile wann immer möglich durch ihre tatsächlichen Werte be zeichnet, das heißt, daß Widerstände in Ohm oder Kiloohm dar gestellt sind und Kondensatoren in Mikrofarad (µf) bezeichnet sind. Entsprechend werden Dioden durch ihre tatsächliche Her stellertypbezeichnung bezeichnet, wobei selbstverständlich ist, daß alle Dioden ohne weiteres im Handel erhältlich sind. Die verschiedenen Operationsverstärker und andere Halbleiterschaltungen, die symbolisch dargestellt sind, wer den in der folgenden Beschreibung mit Hersteller und Typbe zeichnung des Herstellers beschrieben. Alle derartigen Bau teile sind ebenfalls ohne weiteres im Handel erhältlich.

Fig. 4 zeigt die Stromüberwachungsschaltungen 42. Diese Schaltungen empfangen ein Eingangssignal vom Stromsensor 40 im Bereich von +/-200 Millivolt pro Ampere des erfaßten Mo torstromes. Der erfaßte Strom kann entweder positiv oder ne gativ in seiner Richtung sein, in Abhängigkeit von den Motor betriebsbedingungen. Dieses Spannungssignal wird an einem An schluß 100 in Form einer positiven oder negativen Spannung empfangen, und Operationsverstärker 212a und 212b (Motorola Typ MC1558) wandeln dieses Spannungssignal in ein Absolutwertsignal derselben Größe um. Das Signal wird an schließend zu Operationsverstärkern 220a und 220b (National Typ LM 2904) geleitet, die zum empfangenen Signal einen posi tiven Spannungsausgleich hinzufügen, wodurch ein erfaßter Stromwert "Null" auf annähernd 300 Millivolt angehoben wird. Das Signal wird anschließend in Operationsverstärker 221a und 221b (National Typ LM 2904N) geleitet, die alle negativen Spannungen durch Clamping des Signals auf Null Volt und Fil tern aller Rauschsignale über einem Megahertz (MHZ) eliminie ren. Das Ausgangssignal wird anschließend an einen Anschluß 101 abgegeben, der der Eingangseinschluß der Spitzenwertfol geschaltung 46 ist und ebenso der Eingangsanschluß der Ver gleichsschaltung 62.

Fig. 5 zeigt die Spitzenwertfolgeschaltung 46, die Drainsteu erschaltung 45 und die analoge Drehzahlmittelwertschaltung 64. Die analoge Drehzahlmittelwertschaltung 64 empfängt ein Eingangssignal von der Motorsteuerschaltung 60 über einen Eingangsanschluß 105 und gibt ein analoges Ausgangssignal ab, das einem Negativwert von 3,4 Volt pro 1000 Umdrehungen pro Minute (min^-1) des Motors entspricht. Das Eingangssignal am Anschluß 105 an Operationsverstärkern 216a und 216b, die die analoge Drehzahlmittelwertschaltung 64 umfassen, ist eine Im pulskette von der Motorsteuererung 60, wobei jeder Impuls eine Länge von 800 Mikrosekunden (µs) bei 18 Impulsen pro Umdrehung des Motors hat.

Der Ausgang des Operationsverstärkers 216a ist mit einem Ope rationsverstärker 219a der Drainsteuerschaltung 45 verbunden. Die Schaltung 45 hat einen Ausgang zur Spitzenwertfolgeschal tung 46, um einen Kondensator 49 des Spitzenwertdetektors zu "entleeren". Diese "Entleerungsrate" ist der durchschnittli chen Motordrehzahl proportional. Die Spitzenwertfolgeschal tung 46 simuliert in effektiver Weise den in den Motorwick lungen umlaufenden Strom während der "AUS"-Zeiten im Zerhack modus des Motors. Ein Verstärker 219b führt eine Entleerung des Spitzenwertsensorkondensators 49 proportional zur Dreh zahl durch, wodurch das Signal der Spitzenwertfolgeschaltung zu einem Signal modifiziert wird, das zum momentan umlaufen den Strom in den Motorwicklungen proportional ist. Die Opera tionsverstärker 216a und 216b sind Schaltungen des Typs Na tional LM2904M. Die Operationsverstärker 219a und 219b haben dieselbe Typbezeichnung. Operationsverstärker 213a und 213b sind Verstärker von Motorola Typ MC1558U. Die Vergleichsein richtung 210a ist ein Vergleichsschaltung von National, Typbezeichnung LM2903M, die zum Hemmen der "Halte"-Funktion während des "4-QUAD"-Betriebes verwendet wird, da während des "4-QUAD"-Betriebes der Strom I_BUS gleich dem Strom I_PHASE ist. Die Spitzenwertfolgeschaltung 46 empfängt ein erstes Eingabesignal am Anschluß 101 von der Stromüberwa chungsschaltung 42. Ein zweites Eingangssignal erhält sie vom Operationsverstärker 219b der Drainsteuerschaltung 45, und ein drittes Eingangssignal erhält sie von der Vergleichsein richtung 210a. Das Ausgangssignal aus der Spitzenwertfolge schaltung 46 liegt an dem Anschluß 102 als Eingang zur Sum mierschaltung 65 an.

Die analoge Drehzahlmittelwertschaltung 64 gibt über den Ope rationsverstärker 216b ebenfalls ein Eingangssignal 103 an den Summierverstärker 63, das zu dem am Anschluß 106 (s. Fig. 6) empfangenen Signal hinzuzufügen ist. Das am Anschluß 106 anliegende Signal ist das analoge Ausgangssignal des D/A- Wandlers, das den Sollwert für die gewünschte Motorantriebs bedingung darstellt. Durch Hinzufügen des analogen Drehzahl mittelwertschaltungssignales zu dem Sollwertsignal gibt der Verstärker 215a ein Ausgangssignal ab, das das Sollwertsignal erhöht, um so das durchschnittliche Drehmoment bei höheren Drehzahlen zu korrigieren. Dieses Ausgangssignal ist als Ein gang mit der Summierschaltung 65 und der Summierschaltung 67 verbunden. Verstärker 217a der Summierschaltung 64 empfängt ebenfalls ein Eingangssignal von der Spitzenwertfolgeschal tung 46 über den Eingangsanschluß 102, und das Ausgangssignal der Summierschaltung 65 ist ein Fehlersignal, das eine Funk tion der Differenz zwischen dem momentanen Motorwicklungssi gnal, das von den Schaltungen 45 und 46 erzeugt wird, und dem Stromsollwert ist. Das Ausgangssignal der Summierschaltung 65 ist das zehnfache der Differenz zwischen dem momentanen Stromsignal und dem Sollwertsignal. Dieses Ausgangssignal kann nur subtraktiv sein und nur so groß wie das Sollwertsi gnal selbst. Das Ausgangssignal des Verstärkers 217b der Sum mierschaltung 65 ist als zweites Eingangssignal mit dem Ver stärker 214a der Summierschaltung 67 verbunden, der ein Si gnal erzeugt, das die Summe der beiden Eingangssignale dar stellt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 214b der Summier schaltung 67 ist ein Signal, das als I_SET bezeichnet wird, das den eingestellten Strom- bzw. Drehmomoment-Sollwert darstellt. Dieser Sollwert wird über den Anschluß 104 dem Vergleicher 62 als Eingangssignal eingegeben, wo er mit dem Ausgangssignal der Stromüberwachungsschaltungen 42 verglichen wird, um so ein Signal an die Motorsteuerung 60 (Fig. 7) zu geben. Dieses Signal schaltet die Antriebsspannung an den Basisan triebsschaltungen der Motorsteuerschaltungen ab und "zerhackt" daher den Motorantriebsstrom.

Fig. 7 zeigt die Motorsteuerung 60 und einige der Gegenstrombremsschaltungen 48. Daneben empfängt die Motorsteuer ung 60 über Anschlüsse 112, 113 und 114 Motorkommutierungs signale. Wie Fig. 9 zeigt, werden diese Signale von licht emittierenden Dioden und einer Phototransistorschaltung 85 am Motor 90 in Verbindung mit einem gezackten Rad 86, das an der Motorwelle befestigt ist, erzeugt. Das Rad 86 hat drei Zacken 87a, 87b und 87c, die jeweils zwischen den lichtemittierenden Dioden und den Phototransistoren, die als Optosensoren 91, 92 und 93 bezeichnet werden, rotieren, und so jedesmal, wenn eine Zacke den Lichtweg in diesen Einrichtungen unterbricht oder freigibt, ein Kommutierungssignal erzeugen. Daher erzeugt eine Umdrehung des Motors 18 Kommutierungssimpulse in einer zeitgesteuerten Abfolge basierend auf der relativen Positio nierung der Optosensorstellung bezüglich der Radstellung. Da drei Optosensoren in festem Abstand um den Umlaufweg des Ra des angeordnet sind, unterbricht jede Zacke des Rades den Lichtweg der jeweiligen Sensoren in einer vorgegebenen Se quenz entsprechend der Kommutierungssequenz der Motorwicklun gen. Die Signale, die diese Kommutierungssequenz darstellen, werden mit der Motorsteuerung 60 über Leitungen 84 verbunden. Die primären Ausgangssignale der Motorsteuerung 60 sind sechs Basisantriebssignale 120, die mit der Leitungsschaltung 70 verbunden sind. Diese sechs Signale entsprechen den Basisantriebssignalen für die Transistoren U1, U2, V3, V4, W5 und W6, wie in Fig. 3A darge stellt.

Die Motorsteuerung 60 erhält ebenso zwei Eingangssi gnale von den Gegenstrombremsverstärkern 211a und 211b. Diese Verstärker werden durch ein "BRK 1"-Signal vom Mikroprozessor 50 zu einem Zeitpunkt aktiviert, an dem die Vorrichtung er faßt, daß eine Gegenstrombremsung erforderlich ist. Die beiden Signale an die Motorsteuerschaltung 60 wechseln die Betriebs art der Motorsteuerung 60 von "2-QUAD-Zerhacken" auf "4-QUAD- Zerhacken", das heißt, daß die normale Zerhacksequenz der Motorsteuerung 60 (2-QUAD) so verläuft, daß einer der beiden Schalttransistoren während der gesamten Kommutierungssperiode eingeschaltet ist, und der andere Transistor während des Zer hackanteiles der Periode ein- bzw. ausgeschaltet wird. Wäh rend des Gegenstrombremsvorganges wechselt die Zerhacksequenz auf "4-QUAD", wodurch die beiden Transistoren während des Zerhackintervalles der Kommutierungsperiode gleichzeitig ein- und ausgeschaltet werden. Dieses gleichzeitige Schalten er laubt den Stromfluß in den Motorwicklungen in umgekehrter Richtung der normalen Phasenströme, um so einen Bremseffekt auf die Rotation des Läufers zu bewirken. Darüber hinaus tritt dieser Strom durch den Stromsensor 40, und die Größe des Stromes wird durch die gleichen Techniken wie bei den norma len Phasenströmen gesteuert.

Fig. 8 zeigt den Mikroprozessor 50 und dazugehörige Schaltun gen. Der Mikroprozessor 50 berechnet ein digitales 10-bit- Sollwertsignal und überträgt dieses Signal zum D/A-Wandler 30 über Anschlüsse P 1.0 bis P 1.7 und P 2.0 bis P 2.1. Der ana loge Signalausgang vom D/A-Wandler 30 wird über den Ausgangsanschluß 106 zur Summierschaltung 63 und zum Vergleicher 209 übertragen. Das andere Eingangssignal des Vergleichers 209 ist das vom Bedienungspersonal einstellbare Sollwertsignal über den Anschluß 110. Das Aus gangssignal vom Vergleicher 209 wird zum Mikroprozessor 50 zurückgeführt, um einen Sollwertzähler zu aktualisieren. Wenn der zählergetriebene Sollwert, der vom D/A Wandler 30 umge wandelt wird, dem Sollwertsignal am Anschluß 110 entspricht, kehrt der Mikroprozessor 50 die Zählrichtung um und zählt an schließend um einen Zähler nach oben und um einen Zähler nach unten um den Sollwertausgleichspunkt, bis eine weitere Dis krepanz vom Vergleicher 209 erfaßt wird.

Weiter empfängt der Mikroprozessor 50 Binärsignale, die die Drehzahl und Drehrichtung des Motors 90 darstellen. Diese Si gnale stammen aus der Schaltung 85 des Encoders 80, der me chanisch am Motor 90 angebracht ist (s. Fig. 9). Sie werden über Anschlüsse 107 und 108 zur Drehzahl/Richtungsschaltung 82 übertragen. Die an den Anschlüssen 107 und 108 empfangenen Signale sind Opto-Unterbrechersignale, wobei das Signal am Anschluß 107 das Unterbrechen des Lichtstrahles des Opto-Sen sors 95 durch eine erste Kante der jeweiligen umlaufenden En coderzacke 94 darstellt und das Signal am Anschluß 108 das Unterbrechen des Lichtstrahles des Opto-Sensors 96 durch die zweite Kante der umlaufenden Encoderzacke 94. Die Sequenz des Signalempfanges an den Anschlüssen 107 und 108 gibt einen Hinweis auf die Drehrichtung des Läufers des Motors 90, und die Messung der Zeit zwischen den vom Anschluß 107 emp fangenen Signalen stellt die Drehzahl des Läufers des Motors 90 dar. Die am Anschluß 107 erhaltenen Signale werden durch Inverter 201a und 201b geleitet, um eine Flip-Flop- Schaltung 202 entweder einzustellen oder rückzustellen. Das am Anschluß 108 empfangene Signal durchläuft einen Inverter 201c, um für die Flip-Flop-Schaltung 202 als Taktge ber zu wirken. Die Empfangssequenz dieser Signale steuert den Status der Flip-Flop-Schaltung 202, die mit Anschluß 2.2 des Mikroprozessors 50 verbunden ist. Der Mikroprozessor 50 ist daher in der Lage, die Empfangssequenz dieser Signale zu be stimmen und damit die Drehrichtung des Läufers. Das am An schluß 107 erhaltene Signal ist auch mit einem Eingang INTO des Mikroprozessors 50 verbunden. Der Mikroprozes sor 50 mißt die Zeitspanne zwischen Gruppen von drei Vor wärtssignalen, die an diesem Eingang empfangen werden, und ist daraus in der Lage, die Drehzahl des Motorläufers zu er rechnen. Inverter 201a, b und c sind im Handel erhält liche Schaltung, wie z. B. des Typs SN54LS14J, hergestellt von Texas Instruments. Die Flip-Flop-Schaltung 202 ist eine her kömmliche duale J-K Flip-Flop-Schaltung, wie etwa des Typs SN 54LS107J, hergestellt von Texas Instruments.

Das Verfahren zur Überwachung der verschiedenen Motorwerte und zur Durchführung der erforderlichen Messungen und Berech nungen zum Erzielen der gewünschten Motordrehzahl/Dreh momentkurve nach Fig. 1B ist in Fig. 10 dargestellt. Fig. 10 bezieht sich auf die Werte, die während jeder Kommu tierungsperiode gemessen und gesteuert werden, um das geeigne te Zerhackintervall für die Stromsteuerung des Motors zu be stimmen. Zunächst wählt bei Schritt 501 der Bediener von Hand einen Drehmomentsollwert durch Einstellen eines Potentiometers oder eine ähnlichen Einrichtung. Dies erzeugt einen Sollwertstrom I_COMentsprechend einem Drehmoment-Sollwertsignal. Der Stromwert I_COM steuert letztendlich in Verbindung mit den anderen überwachten Werten die Zerhackintervalle. In Schritt 502 wird die Motor drehzahl überwacht, um ein Drehzahlsignal I_SPD zu erzeugen, und in Schritt 503 wird ein modifizierter Drehmoment-Solwert strom I_MOD erzeugt. Der modifizierte Strom I_MOD wird der Summe von I_COM + I_SPD angeglichen.

Der momentane Motorstrom wird in Schritt 504 über wacht, um so ein Stromsignal I_BUS zu erzeugen. Der Strom I_BUS wird bei Schritt 505 von der internen Schaltung verarbeitet, um den momentanen Motorspitzenstrom I_PEAK zu erfassen und festzuhalten. Diese Erfassungs- und Haltefunktion wird durch Laden eines Kondensators mit einer Spannung, die I_PEAK darstellt, erreicht. Der Kondensator 49 wird mit einer Steuerge schwindigkeit von einem Signal, das die Motordrehzahl I_SPD darstellt, entladen, um den Motorwicklungsphasenstrom I_PHASE zu simulieren, der bei 506 auftritt. Der simulierte Phasen strom I_PHASE kann durch Entladen des Kondensators 49 in einer zeitgesteuerten Rate entsprechend der Gleichung I_PHASE = I_PEAK × (1 - nt) erzeugt werden, wobei n eine Konstante ist und t der Kehrwert von I_SPD. Dieser simulierte Phasenstrom wird anschließend in den übrigen Schritten des Betriebsver fahrens verwendet, um letztendlich das Zerhackintervall des Motorantriebsstromes zu steuern.

Bei 507 wird der Strom I_PHASE mit dem Strom I_MOD verglichen, um zu bestimmten, ob der Strom I_PHASE größer ist als der Strom I_MOD. Ist der Strom I_PHASE größer, so wird ein Strom-Fehlersignal I_ERROR erzeugt und der Wert wird auf den Unterschied zwischen dem Strom I_PHASE minus I_MOD eingestellt, der in Schritt 508 mit einem Faktor 10 multipliziert wird. Ist der Strom I_PHASE nicht größer als I_MOD so wird der Strom I_ERROR in Schritt 509 auf Null gesetzt. In jedem Fall wird in Schritt 510 eine Berechnung durchgeführt, um ein Strom-Sollwertsignal I_SET zu erzeugen, das gleich der Summe von I_MOD plus I_ERROR eingestellt wird. Bei Schritt 511 wird ein Vergleich zwischen I_BUS und I_SET durch geführt. Ist I_BUS nicht gleich I_SET, so führt der Überwa chungsprozess zu Schritt 504 zurück. Ist I_BUS gleich I_SET, so wird in Schritt 512 der Motorstrom für die verblei bende Dauer der Zerhackperiode zerhackt. Anschließend läuft der Vorgang in der nächsten und den nachfolgenden Zer hackperioden wiederholt ab.

In vorstehender Beschreibung ist das Verfahren zur Steuerung des Motorstromes zum Erzielen eines relativ konstan ten Drehmoments über einen äußerst breiten Drehzahlbetriebs bereich beschrieben. Das Verfahren gleicht die Auswirkungen der Motordrehzahlveränderungen und der Gegen-EMK des Motors aus, die mit zunehmender Motordrehzahl in immer stärkerem Maß aus, die mit zunehmender Motordrehzahl in immer stärkerem Maß entwickelt wird.

Der Betrieb der Motorbremsschaltungen der vorliegenden Erfin dung kann auch unter Bezug auf die Definitionen der verschie denen Ströme in den vorstehenden Absätzen erläutert werden. Die Motorbremssequenz wird eingeleitet, wenn die Verände rungsrate der Motordrehzahl unter einen vorgegebenen konstan ten Wert fällt. Das heißt, wenn der Motor mit einer größeren als der vorgegebenen Geschwindigkeit verzögert. Dieser Zu stand wird vom Mikroprozessor 50 erfaßt, wenn die Verände rungsrate der an INTO gemessenen Zeitdauer einen vorgebenen negativen Wert übersteigt. Dieser Wert wird bei der Program mierung des Mikroprozessors 50 eingestellt und führt dazu, daß der Mikroprozessor 50 sowohl ein BRK 1- als auch ein BRK 2-Signal abgibt. Das BRK 1-Signal verursacht die Umkehrung der Motorkommutierungssequenz und schaltet ebenfalls den Motorbetrieb auf den "4-QUAD"-Modus, wodurch ein gleichzeiti ges Schalten der Motorantriebstransistoren verursacht wird. Das Signal BRK 2 führt dazu, daß die Spannung I_PHASE gleich I_BUS eingestellt wird, und der Strom I_COM wird durch einen neu definierten Strom I_BRAKEersetzt, wobei der Strom I_BRAKE gleich einer Konstanten ist, die mit der Läuferdrehzahl mul tipliziert wird. Bezogen auf Fig. 10 wird unter diesen Be triebsbedingungen bei Schritt 501 der neue Sollwert I_BRAKE. Bei Schritt 503 ist der modifizierte Werte I_MOD gleich I_BRAKE plus I_SPD. In den Schritten 505 und 506 wird I_PHASE zwangs weise gleich I_BUS. Daher wird bei Schritt 507 der Vergleich zu einer Feststellung, ob I_BUS größer oder kleiner als I_MOD ist. Aufgrund der Natur der Gegenstrombremsung ist I_BUS zu Beginn der reinen Zerhacksequenz immer kleiner als I_MOD. Dies führt dazu, daß die Schritte 508 und 507 ignoriert werden, da I_ERROR in jedem Fall Null ist. Bei Schritt 510 wird I_SET gleich I_MOD und bei Schritt 511 wird verglichen, ob I_BUS gleich I_MOD ist. Bei Schritt 512 wird der Motorstrom abgeschaltet, wenn I_BUS gleich I_MOD ist, was jedoch unter "4- QUAD" Betriebsbedingungen geschieht. Das bedeutet, daß die beiden Motorantriebstransistoren gleichzeitig abgeschaltet werden. Wie in Fig. 3A gezeigt, bewirkt das gleichzeitige Ab schalten von zwei Motorantriebstransistoren den freien Durch lauf des rücklaufenden Motorstromes durch die inversen Dioden zurück in die Speicherkondensatoren der Spannungs gleichrichterschaltung 20. Dieser rücklaufende Gegenstrom wird vom Motorstrom abgezogen, um so die Bremsenergie in Form von elektrischer Energie abzuführen, die in den Spei cherkondensatoren des Gleichrichters gespeichert wird und wandelt im wesentlichen die Trägheitsenergie des Läufers in gespeicherte elektrische Energie um.

Claims

1. Vorrichtung zur Steuerung des Drehmomentes eines bürstenlosen, eine mehrphasige Motorwicklung und einen Läufer aufweisenden Gleichstrommotors (90) durch Pulsweitenmodulation der der Motorwicklung zugeführten Ströme, umfassend

1. einen Leistungsschaltkreis (70), mit dem die Motorwicklung aufgrund von Steuersignalen einer Motorsteuerung (60) selektiv mit einem pulsweitenmodulierten Strom bestromt werden kann,
2. eine Einrichtung (32) zur manuellen Vorgabe eines Drehmomentsollwertes und zur Abgabe eines Drehmoment- Sollwertsignales (I_COM),
3. eine Einrichtung (40, 42) zur fortlaufenden Erfassung des dem Motor (90) zugeführten Gesamtstroms und zur Abgabe eines Stromsignals (I_BUS),
4. eine Einrichtung (46), der das Stromsignal (I_BUS) zugeführt wird und die daraus ein einen momentanen Spitzenstrom anzeigendes Signal (I_PEAK) erzeugt,
5. eine Einrichtung (64) zur fortlaufenden Erfassung der Drehzahl des Läufers und zur Abgabe eines Drehzahlsignals (I_SPD),
6. eine Einrichtung (63), die das Drehmoment- Sollwertsignal (I_COM) und das Drehzahlsignal (I_SPD) addiert und das dabei entstehende modifizierte Drehmoment- Sollwertsignal (I_MOD) abgibt,
7. wobei die Einrichtung (46) aus dem den momentanen Spitzenstrom anzeigenden Signal (I_PEAK) und dem Drehzahlsignal (I_SPD) fortlaufend einen Phasenstrom in der jeweils bestromten Wicklung berechnet und ein entsprechendes Signal (I_PHASE) abgibt und dieses Signal (I_PHASE) und das modifizierte Drehmoment-Sollwertsignal (I_MOD) die Pulsweite des der Motorwicklung zugeführten Stromes bestimmt.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine Einrichtung (65) zum Vergleich des Signals für den Phasenstrom (I_PHASE) mit dem modifizierten Drehmoment- Sollwertsignal (I_MOD) vorgesehen ist, die ein Fehlersignal (I_ERROR) abgibt, wenn das Signal für den Phasenstrom (I_PHASE) größer ist als das modifizierte Drehmoment-Sollwertsignal (I_MOD), wobei die Größe des Fehlersignales (I_ERROR) proportional zum Unterschied der beiden verglichenen Signale und das Fehlersignal Null ist, wenn das Signal für den Phasenstrom nicht größer ist als das modifizierte Drehmoment-Sollwertsignal.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass eine Einrichtung (67) zum Summieren des modifizierten Drehmoment-Sollwertsignales (I_MOD) und des Fehlersignales (I_ERROR) vorgesehen ist, die ein Strom-Sollwertsignal (I_SET) entsprechend der Summe der beiden Signale erzeugt.

4. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, das eine Einrichtung (62) vorgesehen ist, die das Gesamtstrom-Stromsignal (I_BUS) mit dem Strom-Sollwertsignal (I_SET) vergleicht und ein Abschaltsignal für Wechselrichterschalter in der Motorsteuerung (60) erzeugt, wenn das Stromsignal (I_BUS) gleich dem Strom-Sollwertsignal (I_SET) ist.

5. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass Einrichtungen (50, 80, 82) vorgesehen sind zum Berechnen der Veränderungsrate der Drehzahl des Läufers des Motors (90) und zum Vergleich der errechneten Änderungsrate mit einem vorgegebenem Wert.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass Einrichtungen (50) zum Erzeugen von Gegenstrombremssignalen (BRK 1, BRK 2) vorgesehen sind, die abgegeben werden, wenn die errechneten Änderungsrate gleich bzw. größer als der vorgegebene Wert ist.

7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass Einrichtungen (48) zum Umkehren der Kommutierungssequenz des Motors vorgesehen sind, die auf das erste Gegenstrombremssignal (BRK 1) reagieren.

8. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass Einrichtungen (47') vorgesehen sind, die auf das zweite Gegenstrombremssignal (BRK 2) reagieren und in Reaktion darauf das simulierte Phasenstromsignal (I_PHASE) gleich dem Signal (I_BUS) für den Motorstrom setzen.

9. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass Einrichtungen (32) zum Verändern des Drehmoment-Sollwertsignals (I_COM) auf einen Wert vorgesehen sind, der einer Konstanten multipliziert mit dem Signal (I_SPD) für die Drehzahl des Motorläufers gleich ist.

10. Verfahren zur Steuerung des Drehmomentes eines bürstenlosen, eine mehrphasige Motorwicklung und einen Läufer aufweisenden Gleichstrommotors (90) durch Pulsweitenmodulation der der Motorwicklung zugeführten Ströme, mit folgenden Schritten:

1. selektives Bestromen der Motorwicklung mittels eines Leistungsschaltkreises (70) mit einem pulsweitenmodulierten Strom aufgrund von Steuersignalen einer Motorsteuerung (60),
2. manuelle Vorgabe eines Drehmomentsollwertes und Abgabe eines Drehmoment-Sollwertsignales )I_COM),
3. fortlaufende Erfassung des dem Motor (90) zugeführten Gesamtstroms und Abgabe eines Stromsignals (I_BUS),
4. Ermittlung eines einen momentanen Spitzenstrom anzeigenden Signals (I_PEAK) aus dem Stromsignal (I_BUS)
5. fortlaufende Erfassung der Drehzahl des Läufers und Abgabe eines Drehzahlsignals (I_SPD),
6. Addieren des Drehmoment-Sollwertsignales (I_COM) und des Drehzahlsignals (I_SPD) und Abgabe eines modifizierten Drehmoment-Sollwertsignals (I_MOD),
7. wobei aus dem den momentanen Spitzenstrom anzeigenden Signal (I_PEAK) und dem Drehzahlsignal (I_SPD) fortlaufend ein Phasenstrom in der jeweils bestromten Wicklung berechnet und ein entsprechendes Signal (I_PHASE) abgegeben wird und dieses Signal (I_PHASE) und das modifizierte Drehmoment-Sollwertsignal (I_MOD) die Pulsweite des der Motorwicklung zugeführten Stromes bestimmt.

11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass zur Simulation des Phasenstromes (I_PHASE) der Spitzenwert (I_PEAK) des Motorstromes (I_BUS) erfaßt wird und dieser Spitzenwert linear gemäß der Beziehung I_PHASE = I_PEAK (1 - n × t) verringert wird, wobei n eine Konstante und t der Kehrwert des Drehzahlsignals (I_SPD) ist.

12. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass das Phasensignal (I_PHASE) mit dem modifizierten Drehmoment- Sollwertsignal (I_MOD) verglichen und ein Nullfehlersignal (I_ERROR = 0) erzeugt wird, wenn das Phasensignal (I_PHASE) nicht größer als das modifizierte Drehmoment-Sollwertsignal (I_MOD) ist, und dass ein Fehlersignal (I_ERROR) = (I_PHASE - I_MOD × 10) erzeugt wird, wenn das Phasensignal (I_PHASE) größer ist als das modifizierte Drehmoment-Sollwertsignal (I_MOD).

13. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass das Drehmoment-Sollwertsignal (I_COM) manuell eingestellt wird, und dass das Fehlersignal (I_ERROR) erzeugt wird, wenn der simulierte Phasenstrom (I_PHASE) größer ist als das erhöhte Drehmoment-Sollwertsignal (I_COM), wobei die Größe des Fehlersignales (I_ERROR) wesentlich größer als die Differenz zwischen dem Signal (I_PHASE) für den simulierten Phasenstrom und dem für das erhöhte Drehmoment- Sollwertsignal (I_COM) ist.