JP3295146B2 - Ｄｃモータ駆動システム - Google Patents

Ｄｃモータ駆動システム

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  • Details Of Reciprocating Pumps (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はＤＣモータ駆動システ
ム及びモータの出力トルクを制御するための方法に関す
る。さらに詳しくは、この発明は直線往復運動を行なう
液体ポンプを駆動するために機械的に連結されているＤ
Ｃモータ駆動システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、直線往復運動を行なう液体ポンプ
は空気モータ駆動システムへ機械的に連結されているこ
とが最も多かった。空気モータ駆動システムを利用する
ことにおける明かな利点は、空気モータの構造は動きや
位置をポンプの特性に適合させた状態で直線往復運動を
行なわせるようにできるという事実にある。一般的なシ
ステムにおいては、リニアポンプは予め決められたスト
ローク距離にわたって駆動され、そこで走行の向きを変
え、そのあと予め決められた同じストローク距離だけ逆
方向に駆動される。ポンプは一般に二つの内部チャンバ
を有しており、そのストローク時にこれらのチャンバの
一方から液体を排出し、それと同時に他方のチャンバの
中へ液体を吸入する。従って、ポンプはストロークの順
方向行程と逆方向行程の両方において液体の排出と吸入
を行なっている。空気モータ駆動装置はポンプ供給スト
ロークと整合したストロークの間に、順方向と逆方向に
駆動力を与えるような構造になっている。ポンプがその
ストロークの方向を変える時間間隔と距離は”チェンジ
オーバ(changeover)”と呼ばれる。そして、空気モータ
駆動システムにおいてはチェンジオーバのときにポンプ
によって供給される液体には小さな圧力変化が一般に存
在する。しかし、空気モータは慣性が小さくチェンジオ
ーバサイクルのときにかなり速く動くことができるた
め、すなわち、空気モータは非常に小さな慣性を有し、
チェンジオーバのときに消散する蓄積エネルギが非常に
小さいため、この圧力変化は極めて小さい。チェンジオ
ーバのとき、あるいはその付近において、往復ポンプの
液体チェックバルブもチェンジオーバのときに現われる
圧力変化に寄与する。チェンジオーバの影響全体は、シ
ャープな圧力低下にすぐ続く圧力サージである。しか
し、空気モータ駆動装置の慣性が小さいためにこれらの
圧力変動は即座に修正される。しかし、トルク制御され
た電気モータシステムによって往復ポンプが駆動される
ときは、モータシステムの慣性によってこの圧力変動が
大きくなり、チェンジオーバのときにより時間の長い圧
力低下と高い圧力の圧力サージが生じる。このことは、
トルク制御された電気モータシステムをこの目的に使用
するときの欠点であると長い間考えられてきた。
【０００３】直線往復運動を行なうポンプを駆動するた
めにリニア空気モータを利用する別の利点は、空気モー
タに加わる空気圧力とつり合うほど液体出力圧力が高く
なるときはかならず”ストール(stall) ”する、すなわ
ち停止という空気モータの性能である。この特徴は、液
体供給システムや塗料供給システムのように液体の流れ
が周期的にオン・オフされるようなシステムにおいては
重要である。液体流量バルブが突然閉じられると、空気
モータは遮断された液体圧力が空気モータ駆動圧力と等
しくなるとすぐにそれ以上駆動動作を行なわないように
する。そして、空気モータは液体バルブが再び開かれる
まで停止した状態に留まる。
【０００４】空気モータ駆動システムを利用する欠点に
は、空気圧力の外部供給源が必要なことがある。そし
て、こうしたシステムは比較的エネルギ効率がよくな
い。こうした欠点やそれ以外の欠点のために、直線往復
運動を行なうポンプシステムへ機械的に連結するため
に、別の形のモータ駆動システムが設計されてきた。こ
の目的のために電気モータ駆動システムが試されてき
た。この場合、モータ駆動速度を液体圧力あるいは流量
の関数として調節するために電気的制御が行なわれる。
圧力がブロックされた状況においてモータへの電力を遮
断するために、電気的な遮断スイッチが開発された。ま
た、モータが低いレベルで停止状態になるようになって
いるＤＣモータ駆動システムも開発された。モータには
一定の電流が加えられて、ポンプ供給システム内におい
てブロック圧力と平衡を取るためのモータトルクを発生
している。
【０００５】直線往復運動を行なうポンプを駆動するた
めにＤＣモータを使用するときの欠点は、ＤＣモータは
一般に慣性が非常に大きいいう事実、あるいは蓄えられ
るエネルギが非常に大きいという事実にある。このこと
は、ポンプが一つのストロークから別のストロークにチ
ェンジオーバするときに問題となる。ポンプのチェンジ
オーバのとき、一般に液体圧力は瞬間的に低下し、その
結果モータの速度が突然上昇する。そのあと、モータ速
度の増加によって圧力が増加し、これはチェンジオーバ
サイクルが終るときにポンプ供給システム内における圧
力サージとして感じられる。従って、圧力スパイクが各
チェンジオーバサイクルにおいて発生する。圧力スパイ
クは、どのようなシステムにおいても必要とされる液体
供給特性を劣化させることがある。システム内の液体流
量バルブがオン・オフされると、モータの慣性の結果と
して本質的に圧力変動が発生し、その結果圧力及び流量
のサージが発生する。こうしたサージはシステムに望ま
れる比較的滑らかな液体流量特性を乱す。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】この発明の主な目的
は、均一な液体圧力状態において液体ポンピングシステ
ムを駆動するためのＤＣモータ制御システムを提供する
ことである。
【０００７】この発明の別の目的は、従来のものよりも
必要なパワーが少なくて済むＤＣモータ制御システムを
提供することである。
【０００８】この発明の別の目的及び利点は、ポンプの
チェンジオーバのとき、またシステム内での液体の流れ
が遮断されたときに、圧力サージを最小限に抑えること
のできるＤＣモータ制御システムを提供することであ
る。
【０００９】
【課題を解決するための手段】この発明は、液体供給シ
ステムの過圧状態を避けるために、上述したタイプのＤ
Ｃモータ駆動システムを制御するためのエネルギ管理法
を提供している。この発明は、液体の流れが停止したと
きはいつでも電気的にモータのロータの機械的エネルギ
を吸収する装置と、この装置を駆動ための方法を提供し
ている。この装置は液体ポンプのチェンジオーバのとき
に起きるモータの速度上昇を制限する。この発明はま
た、圧力がブロックされたときに、そうした状態におけ
る電気モータ駆動パワーを減らすことによって、システ
ムのパワー消費を減少させることもできる。
【００１０】この発明はＤＣモータ駆動制御回路と、設
定値制御装置を有する。ＤＣモータ駆動制御回路はモー
タ電流／トルクをモニタする電流センサを利用してい
る。設定値制御装置は所望の電流／トルクに対して手動
による設定を可能にしている。モータ速度と位置はエン
コーダによってモニタされている。モニタ用及びセンシ
ング用装置とモータ駆動制御回路にはマイクロプロセッ
サが接続されている。この発明の様々な特徴によってモ
ータ速度／トルク特性は改良されており、理想的なモー
タ速度／トルク動作条件により近づいており、様々な動
作条件において一定のモータトルクを発生するようにな
っている。この発明の回路はモータ駆動回路に必要とさ
れる電流負荷を下げることによって全体のモータ駆動効
率を向上させている。モータ駆動制御回路を動作方法
は、六つの動作状態にいづれにおいてもマイクロプロセ
ッサによって制御される。マイクロプロセッサは、初期
モータ停止状態において、イクステンディド(extended)
モータ停止状態において、初期液体流動状態において、
リニアポンピング状態において、圧送される液体の流れ
が突然遮断された状態においてモータ駆動電流を制御す
る。
【００１１】この発明の前述した目的及び利点や、それ
以外の目的及び利点は添付図面を参照して以下で説明す
るこの発明の実施例から明かになろう。
【００１２】
【実施例】以下、添付図面に基づいてこの発明の実施例
を説明をする。まず、図１を参照する。図には従来のモ
ータ速度／トルク曲線が示されている。この曲線の領域
１は本質的にはモータ自身の物理的な特性によって支配
され、一旦特定のモータを選択するとこれを大きく変え
ることはできない。この領域においては、モータトルク
が増大するとモータの速度はそれに応じてほぼリニアに
減少する。この曲線の領域２は一般に動作領域として特
徴付けられる。この領域ではモータのトルク負荷が増大
するとモータ速度は急激にそして一般的に過剰に減少す
る。平均的な内部モータ駆動電流はトルクとともに増大
するが、モータ速度は徐々に遅くなる。曲線の領域３は
過酷な過負荷動作領域である。この領域ではトルクが
（そして電流が）非常に増大する。一方、モータ速度は
ゼロまでは低下し、これは”ストール”状態として特徴
付けられる。曲線のこの部分のフィードバック特性はモ
ータのトルクリップルのためであり、ロータが一定電流
において、供給するトルクが最小になったところでモー
タはストールする。
【００１３】図２はこの発明において得られるモータ速
度／トルク特性を示している。この場合も、領域１はモ
ータの設計特性にやはり依存する。領域２はほぼ理想的
な垂直のラインであり、モータが広い範囲の動作速度範
囲にわたってほぼ一定のトルクを供給していることを示
している。従来の駆動特性の領域３はこの発明において
は事実上なくなっている。
【００１４】図３はこの発明全体のブロック図を示して
いる。この図は以下の説明全体にわたって参照され、こ
の明細書で詳しく説明するこの発明の特定の回路を適切
に参照できるようになっている。図３はここで説明する
様々な回路の相互接続をブロック図の形で描いており、
この発明の装置の配置全体を示している。図３に示され
ているボックスのあるものは従来型の市販されている部
品であるため、ここでは詳しく説明しない。例えば、整
流回路２０は従来型の単相整流器であり、この発明にお
いて使用するために選ばれた特定のモータの電流供給要
求に従って交流電圧を直流（ＤＣ）電圧に変換してい
る。整流回路２０はエネルギを蓄積するために、ＤＣ電
圧ラインに大きなコンデンサを有する。実施例はこの目
的のために並列に接続された１４００マイクロファラッ
ド（ｕｆ）の二つのコンデンサを利用している。Ｄ／Ａ
コンバータ３０は、例えばアナログ・デバイセズ・コー
ポレーション(Analog Devices Corporation)によって製
造されている製品などの市販されている１０ビットのデ
ジタル−アナログコンバータである。電流センサ４０
は、エフ・ダブリュ・ベル・カンパニ(F.W.Bell Compan
y)によって製造されている電流センサＩＨＡ−１００で
あることが好ましい。マイクロプロセッサ５０はインテ
ル(Intel) のプロセッサ８７Ｃ５１のような市販されて
いる製品である。Ｉ／Ｏレジスタ５４は従来型の市販さ
れているＲＳ２３２ドライバ／レシーバ半導体から形成
されている。モータ制御回路６０は、ユニトロード(Uni
trode)によって製品番号ＵＣ１６２５として製造されて
いる回路チップである。
【００１５】整流回路２０には適当な交流電源が接続さ
れている。整流回路２０の出力には整流されたＤＣ電圧
と電流が発生される。電流は電流センサ４０に流され、
次にモータ駆動回路７０へ流される。電流は以下で説明
する３相巻線を介してモータ９０に供給される。モータ
９０はシャフトのエンコーダ８０へ連結されている。エ
ンコーダ８０はモータの位置信号をライン８４を介して
モータ制御回路６０へ送り、また信号をライン８３を介
して速度／方向回路８２へ送っている。速度／方向回路
８２は速度及び方向を表すデジタル情報をマイクロプロ
セッサ５０へ送る。
【００１６】電流センサ４０によって検出された電流は
電流モニタ回路４２によってモニタされる。電流モニタ
回路４２は出力信号をピークトラッキング回路４６及び
コンパレータ６２へ送る。ピークトラッキング回路４６
はドレイン制御回路４５から入力も受け取る。ドレイン
制御回路４５の入力信号はモータ速度情報の関数であ
る。ドレイン制御回路４５はアナログ速度平均化回路６
４及びリバースブレーキング回路４７からの入力を受け
取る。リバースブレーキング回路４７はマイクロプロセ
ッサ５０から入力を受け取る。アナログ速度平均化回路
６４はその入力をモータ制御回路６０から受け取り、電
流コマンドの加算回路６３へ出力信号を送る。
【００１７】オペレータが調節可能な設定値信号は設定
値のコンパレータ３２へ接続される。コンパレータ３２
はＤ／Ａコンバータ３０からも入力を受け取る。設定値
のコンパレータ３２はマイクロプロセッサ５０へ接続さ
れている。オペレータによる設定値信号は、コンパレー
タ３２とマイクロプロセッサ５０とＤ／Ａコンバータ３
０からなるフィードバックループを介して発生される。
マイクロプロセッサ５０内のバイナリカウンタによって
Ｄ／Ａコンバータ３０へ接続される出力信号が発生さ
れ、Ｄ／Ａコンバータ３０はこのバイナリ入力信号を表
わすアナログ出力電圧を発生する。この出力電圧はコン
パレータ３２へ接続され、実際の設定値電圧と比較され
る。もし二つの電圧が一致しなければ、コンパレータ３
２はマイクロプロセッサ５０へ信号を送って、カウント
を異なる値に増減する。Ｄ／Ａコンバータ３０によって
変換したあとカウント値が実際の設定値信号に一致する
と、コンパレータ３２はマイクロプロセッサ５０へ信号
を送ってそれ以上バイナリカウンタの調節を行なわない
ようにする。その結果、マイクロプロセッサ５０は設定
値の値のデジタル表現を保持し、この値はアナログ表現
に変換され、図３のアナログ回路で使用される。Ｄ／Ａ
コンバータのアナログ出力電圧は三つの加算回路６３，
６５，６７を介して処理され、修正された形でコンパレ
ータ６２へ送られる。コンパレータ６２はその信号を電
流モニタ回路４２からの出力と比較してモータ制御回路
６０への制御信号を発生する。マイクロプロセッサ５０
はリバースブレーキング回路４８への”ＢＲＫ１”信号
も発生する。このリバースブレーキング回路４８はこの
信号をディレクショナル(directional) （ＤＩＲ）信号
及びクワドラチュア(guadrature)（ＱＵＡＤ）信号に変
換する。これら信号の各々はモータ制御回路６０へ送ら
れる。マイクロプロセッサ５０はリバースブレーキング
回路４７への”ＢＲＫ２”信号も発生する。マイクロプ
ロセッサ５０は速度／方向回路８２から２進(binary)オ
ン・オフ信号を受け取る。このオン・オフ信号は、ライ
ン８３を介してエンコーダ８０によって発生されるオプ
トインタラプタ信号に結合される。これらの信号によっ
てマイクロプロセッサ５０はモータ９０の速度を計算す
ることができ、またモータ９０の回転方向を計算するこ
とができる。その結果、マイクロプロセッサ５０はモー
タ９０の加速度あるいは減速度を計算することもでき
る。マイクロプロセッサ５０は”ＢＲＫ１”信号及び”
ＢＲＫ２”信号を発生するためにこれを利用する。マイ
クロプロセッサ５０は通常のＲＳ２３２回路を利用して
いる入力／出力（Ｉ／Ｏ）レジスタ５４へも接続されて
おり、マイクロプロセッサ５０が外部のデジタル装置及
びコンピュータプロセッサと通信できるようになってい
る。
【００１８】次に図４を参照する。図にはモータ（Ｍ）
９０及びモータ駆動回路７０の略図が示されている。こ
の図はトルク制御される一般的なブラシレスＤＣモータ
を表している。モータ巻線Ｕ，Ｖ，Ｗは三相に配置され
ている。各モータ巻線はそれぞれデュアルのトランジス
タの脚へ接続されている。モータ巻線Ｕは中間のトラン
ジスタＵ１，Ｕ２へ接続されており、モータ巻線Ｖは中
間のトランジスタＶ３，Ｖ４へ接続されており、モータ
巻線Ｗは中間のトランジスタＷ５，Ｗ６へ接続されてい
る。モータ駆動回路７０は三相のインバータ回路を構成
している。ここでは図示されている六つのトタンジスタ
のうちの二つが任意の時間においてオンされ各モータ巻
線に電流が流れるようになっている。トランジスタＵ
１，Ｕ２，Ｖ３，Ｖ４，Ｗ５，Ｗ６は逆バイアスの掛か
った並列接続されたダイオードＤを有する。ダイオード
Ｄの各々は、以下で詳しく説明するモータ駆動シーケン
スの一部において選択的に順方向バイアスになる。
【００１９】任意の時間にターンオンされるモータ駆動
回路７０の二つのトランジスタの選択は、モータのロー
タの位置に従ってモータ制御回路６０によって行われ
る。選択プロセスはコミュテーション(commutation) と
呼ばれる。そして、順方向あるいは逆方向の駆動状態に
おいてモータから確実に正のトルクが得られるように特
定のシーケンスが続く。コミュテーションシーケンスは
図５に示されている。図では小さな円の中に書かれた一
対の番号の各々は図４のトランジスタ識別番号に対応し
ている。任意の二つのトランジスタが選択されている時
間はコミュテーション時間として定義される。コミュテ
ーション時間のうち実際にトランジスタがターンオンさ
れている時間によって巻線の中を流れる平均電流が決ま
り、従ってモータ９０によって供給されるトルクが決ま
る。実際の”２−ＱＵＡＤ”動作状態のもとでは、任意
のコミュテーション時間において、選択されている二つ
のトランジスタの一方は一般にコミュテーション時間全
体にわたってオンのままにされ、二つのトランジスタの
他方はモータに対して要求される電流要件に応じてコミ
ュテーション時間の一部で選択的にオンされる。この選
択的なターンオンは”チョッピング(chopping)”と呼ば
れ、単に、選択された時間区間にわたって制御された駆
動信号をトランジスタへ加えるだけで制御される。図４
及び図５を参照すると、モータの順方向駆動に対する一
般的な動作シーケンスが即座にわかる。例えば、第１の
コミュテーション時間においてはトランジスタターンオ
ン信号Ｕ１が加えられ、トランジスタ信号Ｖ４はチョッ
ピング時に選択的に加えられる。この結果、巻線Ｕ，Ｖ
に電流が流れる。次のコミュテーション時間においては
トランジスタ駆動信号Ｕ１はオンのままであり、駆動信
号Ｗ６はチョッピング時に選択的にターンオンされる。
この結果、巻線Ｕ，Ｗにモータ駆動電流が流れる。次の
コミュテーション時間においてはトランジスタ駆動信号
Ｖ３がターンオンされトランジスタ駆動信号Ｗ６はチョ
ッピング時に選択的にターンオンされる。この結果、巻
線Ｖ，Ｗにモータ駆動電流が流れる。次のコミュテーシ
ョン時間においては、トランジスタ駆動信号Ｖ３はター
ンオンされ、駆動信号Ｕ２はチョッピング時に選択的に
ターンオンされる。この結果、モータ巻線Ｖ，Ｕの中を
モータ駆動電流が流れる。次のコミュテーション時間に
おいてはトランジスタ駆動信号Ｗ５がターンオンされ、
トタンジスタ駆動信号Ｕ２はチョッピング時に選択的に
ターンオンされる。この結果、巻線Ｗ，Ｕの中をモータ
駆動電流が流れる。次のコミュテーション時間において
はトランジスタ駆動信号Ｗ５がターンオンされ、トラン
ジスタ駆動信号Ｖ４はチョッピング時に選択的にターン
オンされる。この結果、巻線Ｗ，Ｖの中にモータ駆動電
流が流れる。そのあとシーケンスはここで説明したもの
を繰り返す。モータを逆方向に駆動するには信号の順序
を図５に示されたものと逆にする。
【００２０】”４−ＱＵＡＤ”動作状態のもとでは、任
意のコミュテーション時間において、選択された二つの
トランジスタの両方が同時にターンオン・ターンオフさ
れる。このタイプの動作は、以下で説明するようにこの
発明と連結して使用すると特に有用である。
【００２１】上述したコミュテーションシーケンスによ
ってモータを動作させるときは、モータ巻線内にロータ
速度に比例したバック−ＥＭＦ(back-EMF)が発生する。
このバック−ＥＭＦはモータ巻線の中を流れる電流に逆
らい、図１の動作領域のどこで駆動されているかに応じ
てモータ動作に異なる影響を与える。例えば、領域１に
おいてはモータ速度は大きく、バック−ＥＭＦは比較的
大きい。従って、モータの中を流れる相電流は減り、そ
の結果得られる出力トルクはそれに応じて減少する。モ
ータの速度が低下するにつれて、巻線の中を流れる相電
流は、特定の動作点において選択された設定電流値がど
んなものであってもそれへ向けて増大する。しかし、コ
ミュテーションシーケンスのために、相電流は決して電
流設定値には到達しない。従って、図１の領域１全体に
わたって”チョッピング”を行うにはモータ駆動回路は
必要ではない。
【００２２】領域２においてはモータの速度は十分に低
く、バック−ＥＭＦは小さくなり、巻線の中には大きな
相電流が流れる。この領域においては、モータの速度が
落ちるにつれて平均相電流が設定値まで増加することは
ない。従って、モータに対して選択された設定値まで動
作を制御するには、いろいろな程度の”チョッピング”
が必要である。
【００２３】領域３においてはモータ速度は非常に低
く、バック−ＥＭＦはゼロに近づく。その結果、相電流
にはほとんど逆らわない。従って、相電流はモータに対
して選択された設定値を越え、大きなチョッピングが起
きる。領域３においては巻線の中を流れる電流の変化率
は実際にはスイッチングトランジスタの性能よりも速く
なり、従って相電流は設定値が要求するよりも大きくな
ることがある。
【００２４】図１の各領域で生じるバック−ＥＭＦ及び
相電流問題は図に示されているようなモータ速度／トル
クの非線形特性を生じる。この発明の主な目的は、こう
したモータ速度／トルク問題を解決し、図２に示されて
いるような動作特性を得るために、電気的なモニタ制御
回路を提供することである。以下で説明する回路はこの
目的を達成している。
【００２５】この発明の第１の特徴は図１の領域２で表
されているモータ速度／トルク曲線に関するものであ
り、領域２を図２の領域２に示されている特性に変換し
ていることである。この特徴は、モータの速度に比例し
たアナログ信号を電流設定値に加算し、モータ速度の変
動とこの変動の速度／トルク特性への影響を補償するこ
とによって実現できる。
【００２６】この発明の第２の特徴は図１の領域３にお
けるモータ速度／トルク曲線に関するものである。この
モータ速度／トルク曲線は、モータ相電流が設定値電流
よりも高いときにチョッピングトランジスタがターンオ
ンされると、モータ及びモータ制御回路の動作特性によ
って生じるものである。この特徴は、モータ巻線内の瞬
時電流の値（トルク）を取得し、モータ駆動回路内のト
ランジスタのチョッピングを制御するために使用される
信号を発生することによって実現される。これは、複数
の電流センサと、モータ巻線と協働する他の回路を利用
することによって行ってもよいが、この発明は一つのセ
ンサを用いるだけでこれを行っている。これは、モータ
相電流の減衰率がモータの速度あるいはモータのバック
−ＥＭＦに依存することから、実現が可能である。モー
タ巻線の抵抗とインダクタンスは既知であるため、モー
タ速度を測定することによってモータ巻線電流の変化率
を求めることができる。従って、この発明はピークトラ
ック及び保持回路を利用しており、瞬時的なモータ電流
信号を取得し、モータ速度の関数としてモータ相電流の
減衰率を変え、モータ巻線内の瞬時電流（トルク）を表
わす出力信号を発生している。この結果、以下で説明す
るように図１のモータ速度／トルク曲線の領域３をなく
すために加えられる制御信号が発生される。
【００２７】この発明の第３の特徴はモータのロータに
内部エネルギが蓄えられないようにするために、モータ
のリバースブレーキング(reverse braking) を制御して
いることである。リバースブレーキングは、バック−Ｅ
ＭＦによって電流を発生させブラシレスＤＣモータを減
速したり停止させたりするために従来使用されてきた技
術である。バック−ＥＭＦによって発生される電流はモ
ータの中を流れる電流と反対の方向へ流れ、モータを発
電機として動作させる。この結果、ロータの中の機械的
エネルギは電気エネルギに変換され、ロータを減速させ
る。この目的を達成するための従来の方法の一つはトラ
ンジスタを利用して逆方向電流をパワーレジスタの中に
流し、電気エネルギを熱に変換する方法である。リバー
スブレーキングに対する従来の別の方法は、モータ駆動
回路内のコミュテーションシーケンスを逆にしてモータ
巻線の中に逆方向電流を流す方法である。この結果、非
常に大きなモータ巻線電流が流れる。従って、モータ駆
動回路内のトランジスタはこの電流に対応できるために
大きなものでなくてはならない。
【００２８】リバースブレーキングに対するこの発明の
方法は、リバースコミュテーションシーケンスに似てい
るが、逆電流の大きさが制御されるという利点が加わっ
ている。コミュテーションシーケンスを単に逆にする換
わりに、この発明は”チョッピング”の方法、すなわち
モータ駆動トランジスタのターンオン・ターンオフの方
法を修正している。コミュテーション時間全体にわたっ
て一方のトランジスタをオンにし、他方のトランジスタ
をコミュテーション時間の一部（２−ＱＵＡＤ）だけ選
択的にオンにする換わりに、この発明は両方のトランジ
スタを同時にオン・オフする（４−ＱＵＡＤ）。この結
果、モータ巻線の中には逆電流が流れるようになり、逆
バイアスのダイオードＤを介して自由に循環するように
なる。
【００２９】図面を参照すると、回路部品がその実際の
値によって表わされている。すなわち、抵抗はオームか
キロオームで示されており、コンデンサはマイクロファ
ラド（ｕｆ）で表わされている。同様に、ダイオードは
その実際の製造業者の型番で示されており、すべてのダ
イオードが即座に市場で入手できることがわかろう。記
号を使って表わされている種々のオペアンプやその他の
半導体回路は、以下では製造業者及び製造業者の型番表
示で表わされている。こうした部品もすべて即座に市場
で入手できる。
【００３０】次に図６を参照する。図には電流モニタ回
路４２が示されている。これらの回路は電流センサ４０
から入力信号を受け取る。この入力信号は、検出された
モータ電流のアンペア当り±２００ミリボルトの範囲内
にある。検出された電流はモータの動作状態によって、
正あるいは負の方向である。この電圧信号は端子１００
において正あるいは負の電圧の形で入力され、オペアン
プ２１２ａ，２１２ｂ（モトローラ(Mototola)のＭＣ１
５５８）がこの電圧信号を同じ大きさの絶対値信号に変
換する。この信号は次にオペアンプ２２０ａ，２２０ｂ
（ナショナル(National)のＬＭ２９０４）へ送られる。
オペアンプ２２０ａ，２２０ｂは受け取った信号に対し
て正の電圧オフセットを与え、”ゼロ”と検出された電
流値を約３２０ミリボルトまで引き上げる。次に信号は
オペアンプ２２１ａ，２２１ｂ（ナショナルのＬＭ２９
０４Ｎ）へ送られる。オペアンプ２２１ａ，２２１ｂは
信号をクランプしてすべての負電圧をゼロボルトにし、
１メガヘルツ（ＭＨＺ）以上のノイズ信号をすべてフィ
ルタリングする。出力信号は次に端子１０１へ送られ
る。この端子１０１はピークトラッキング回路４６の入
力端子であり、またコンパレータ６２の入力端子であ
る。
【００３１】第５図はピークトラッキング回路４６と、
ドレイン制御回路４５と、アナログ速度平均化回路６４
を示している。アナログ速度平均化回路６４はモータ制
御回路６０からの入力信号を入力端子１０５を介して受
け取り、モータの１分当りの回転数（ＲＰＭ）１０００
に対して３．４ボルトに等しいアナログ出力信号を発生
する。アナログ速度平均化回路６４を構成するオペアン
プ２１６ａ，２１６ｂへの端子１０５上の入力信号はモ
ータ制御回路６０からのパルス列である。各パルスは８
００マイクロセカンド（ｕｓ）の幅を有し、モータの１
回転当りに１８個のパルスが対応している。
【００３２】オペアンプ２１６ａの出力はドレイン制御
回路４５のオペアンプ２１９ａへ接続されている。ドレ
イン制御回路４５の出力はピークトラッキング回路４６
へ接続されていて、ピーク検出器のコンデンサ４９を”
ドレイン（ｄｒａｉｎ）”するようになっている。こ
の”ドレイン”の割合は平均モータ速度に比例する。ピ
ークトラッキング回路４６は、モータチョッピングモー
ドにおけるオフ期間にモータ巻線の中を循環する電流を
効果的にシミュレートする。オペアンプ２１９ｂは速度
に比例してピーク検出器のコンデンサ４９をドレイン
し、ピークトラッキング回路の信号を、モータ巻線内を
循環する瞬時的な電流に比例した信号に修正する。オペ
アンプ２１６ａ，２１６ｂはナショナルのＬＭ２９０４
Ｎの回路である。またオペアンプ２１９ａ，２１９ｂも
同じタイプのものである。オペアンプ２１３ａ，２１３
ｂはモトローラのＭＣ１５５８Ｕである。コンパレータ
２１０ａはナショナルのＬＭ２９０３Ｎコンパレータで
あり、”４−ＱＵＡＤ”動作のとき”ホールド”機能を
阻止する。なぜなら、”４−ＱＵＡＤ”動作のときには
電流ＩBUS は電流ＩPHASE に等しいからである。ピーク
トラッキング回路４６は電流モニタ回路４２から端子１
０１において第１の入力を受け取る。また、ピークトラ
ッキング回路４６はドレイン制御回路４５のオペアンプ
２１９ｂから第２の入力を受け取る。ピークトラッキン
グ回路４６は第３の入力をコンパレータ２１０ａから受
け取る。ピークトラッキング回路４６からの出力は加算
回路６５への入力として端子１０２に発生される。
【００３３】アナログ速度平均化回路６４はオペアンプ
２１６ｂを介して加算回路６３への入力を端子１０３に
発生する。端子１０３の入力は端子１０６（第６図を参
照のこと）に入力される信号に加え合わされる。端子１
０６における信号は、所望するモータ駆動条件に対する
設定値を表わすＤ／Ａコンバータ出力アナログ信号であ
る。アナログ速度平均化回路信号を設定値信号へ加える
ことによって、オペアンプ２１５ａは設定値信号を増加
させる出力信号を発生し、高速における平均トルクを修
正する。この出力信号は加算回路６５及び加算回路６７
への入力に接続されている。加算回路６５のオペアンプ
２１７ａはピークトラッキング回路４６から入力端子１
０２を介して入力を受け取る。加算回路６５の出力は誤
差信号である。この誤差信号はドレイン制御回路回路４
５とピークトラッキング回路４６によって発生される瞬
時的なモータ巻線信号と設定値電流値との差の関数であ
る。加算回路６５からの出力は瞬時電流信号と設定値信
号との差の１０倍である。この出力信号は引算だけが可
能であり、設定値信号そのものの値にしかならない。加
算回路６５のオペアンプ２１７ｂの出力は加算回路６７
のオペアンプ２１４ａへの第２の入力となっている。こ
のオペアンプ２１４ａは二つの入力の和を表わす信号を
発生する。加算回路６７のオペアンプ２１４ｂからの出
力はＩSET によって表わされる信号であり、これは調節
された電流（トルク）設定値である。この設定値は端子
１０４を介してコンパレータ６２へ入力される。この設
定値入力は電流モニタ回路４２からの出力と比較され
て、モータ制御回路６０（図９を参照のこと）への信号
を発生する。この信号はモータ制御回路のベース駆動回
路への駆動電圧をターンオフし、従ってモータ駆動電流
を”チョップ”する。
【００３４】図９はモータ制御回路６０とリバースブレ
ーキング回路４８のいくつかを示している。また、モー
タ制御回路６０は端子１１２，１１３，１１４を介して
モータコミュテーション信号を受け取る。図１１を参照
する。これらの信号は、モータ９０上に設けられた発光
ダイオードとフォトトランジスタの回路８５がモータシ
ャフトへ取り付けられた歯を有するホイール８６と協働
することによって発生される。ホイール８６は三つの歯
８７ａ，８７ｂ，８７ｃを有する。これらの歯はオプト
（ｏｐｔｏ）と呼ばれる発光ダイオードとフォトトラン
ジスタの各々の間で回転し、歯がこれらの装置において
光路を遮ったり光路を開いたりするたびにコミュテーシ
ョン信号を発生する。従って、モータが１回転すると、
ホイール位置に対するオプトの相対位置に基づいた時間
シーケンスによって、１８個のコミュテーションパルス
が発生することになる。三つのオプトはホイールの回転
経路のまわりで離間して固定されているため、ホイール
の各歯は、モータ巻線のシーケンスに対応した予め決め
られたシーケンスで各オプトの光路を遮る。このコミュ
テーションシーケンスを表わす信号はライン８４を介し
てモータ制御回路６０へ接続される。モータ制御回路か
らの主要出力信号は六つのベース駆動信号１２０であ
る。ベース駆動信号１２０はモータ駆動回路７０へ接続
される。これら六つの信号は、図４に描かれているトラ
ンジスタＵ１，Ｕ２，Ｖ３，Ｖ４，Ｗ５，Ｗ６に対する
ベース駆動信号に対応している。
【００３５】モータ制御回路６０はリバースブレーキン
グ回路のオペアンプ２１１ａ，２１１ｂから二つの入力
を受け取る。これらのオペアンプは、リバースブレーキ
ングが必要とされていることをシステムが検出したとき
に、マイクロプロセッサ５０からの”ＢＲＫ１”信号に
よって駆動される。モータ制御回路６０への二つの信号
はモータ制御回路６０の動作を”２−ＱＵＡＤチョッピ
ング”から”４−ＱＵＡＤチョッピング”へ変える。す
なわち、モータ制御回路６０の通常のチョッピングシー
ケンス（２−ＱＵＡＤ）はコミュテーション時間全体に
わたってスイッチングトランジスタの一方をターンオン
し、コミュテーション時間の”チョッピング”部分にお
いて他方のトランジスタをターンオン・ターンオフする
ものである。リバースブレーキングにおいては、チョッ
ピングシーケンスは”４−ＱＵＡＤ”へ変わる。”４−
ＱＵＡＤ”ではコミュテーション時間のチョッピング期
間において両方のトランジスタが同時にターンオン・タ
ーンオフされる。この同時のスイッチングによって、モ
ータ巻線の中を通常の相電流と逆方向へ電流が流れ、ロ
ータの回転にブレーキを掛けることが可能になる。さら
に、この電流は電流センサ４０へ流され、電流の大きさ
が通常の相電流と同じ方法を使って制御される。
【００３６】図１０はマイクロプロセッサ５０及びそれ
に関連する回路を示している。マイクロプロセッサ５０
は１０ビットの設定値デジタル信号を計算し、この信号
をポートＰ１．０〜Ｐ１．７及びＰ２．０〜Ｐ２．１を
介してＤ／Ａコンバータ３０へ送る。Ｄ／Ａコンバータ
３０からのアナログ信号出力は出力端子１０６を介して
加算回路６３へ送られ、コンパレータ２０９へも送られ
る。コンパレータ２０９へのもう一つの入力は端子１１
０を介して入力される、オペレータが調節可能な設定値
信号である。コンパレータ２０９からの出力はマイクロ
プロセッサ５０へフィードバックされ、設定カウンタを
更新する。Ｄ／Ａコンバータ３０によって変換される、
カウンタによって駆動される設定値が端子１１０上の設
定信号に等しいとき、マイクロプロセッサ５０はカウン
ティングの方向を逆転し、そのあと、コンパレータ２０
９が不一致を検出するまで、設定値の平衡値のまわりで
１カウント上げ下げする。
【００３７】マイクロプロセッサ５０はモータ９０の速
度及び方向を表すバイナリ信号を受け取る。これらの信
号はモータ９０へ機械的に取り付けられたエンコーダ８
０（図１１を参照のこと）の回路８５で発生され、端子
１０７，１０８を介して速度／方向回路８２へ送られ
る。端子１０７，１０８で受け取られる信号はオプト−
インタラプタ信号である。端子１０７の信号はオプト９
５の光ビームが回転するエンコーダの歯９４の各々の第
１の端部で遮られたことを表しており、端子１０８の信
号はオプト９６の光ビームが回転するエンコーダの歯９
４の第２の端部によって遮られたことを表している。端
子１０７，１０８で受け取られる信号のシーケンスはモ
ータ９０のロータの方向性の回転を表しており、端子１
０７で受け取られる信号の間の時間を測定することによ
ってモータ９０のロータの回転速度がわかる。端子１０
７で受け取られた信号はインバータ２０１ａ及びインバ
ータ２０１ｂへ流され、フリップフロップ２０２をセッ
トあるいはリセットする。端子１０８で受け取られる信
号はインバータ２０１ｃへ流され、フリップフロップ２
０２にクロックを供給する。これらの信号を受け取るシ
ーケンスによってフリップフロップ２０２の状態が制御
される。この状態はマイクロプロセッサ５０のポート
２．２へ接続される。従って、マイクロプロセッサ５０
はこれらの信号を受け取るシーケンスとロータの回転方
向を決定することができる。端子１０７の信号はマイク
ロプロセッサ５０の入力 バーＩＮＴＯ へも接続されている。マイクロプロセッサ５０はこの入
力において受け取られる三つの順方向の信号のグループ
の時間間隔を測定する。従って、マイクロプロセッサ５
０はモータのロータの回転速度を計算することができ
る。インバータ２０１ａ，２０１ｂ，２０１ｃは、例え
ばテキサス・インスツルメンツ(Texas Instruments) に
よって製造されているＳＮ ５４ＬＳ１４Ｊのような市
販されている回路である。フリップフロップ２０２はテ
キサス・インスツルメンツによって製造されているタイ
プ ＳＮ ５４ＬＳ１０７Ｊのような従来型のデュアル
Ｊ−Ｋフリップフロップである。
【００３８】モータの種々のパラメータをモニタし、必
要な測定及び計算を行って図２の所望のモータ速度／ト
ルク曲線を得る方法が図１２に示されている。図１２
は、モータの電流制御のための適切なチョッピング間隔
を決めるために各コミュテーション時間において測定、
制御されるパラメータに関するものである。まず、５０
１においてオペレータはポテンショメータなどの装置を
調節することによってトルク設定値を手動によって選択
する。この結果、設定値の電流ＩCOM が設定される。電
流ＩCOM の値は最終的には、モニタされる他のパラメー
タとともに、モータチョッピング間隔を制御する。モー
タ速度は５０２でモニタされ、電流ＩSPDを発生する。
また、修正された設定値の電流ＩMOD が５０３で発生さ
れる。修正された電流ＩMOD は和ＩCOM ＋ＩSPD に等し
くされる。
【００３９】瞬時モータ駆動電流は５０４においてモニ
タされ、電流ＩBUS を発生する。電流ＩBUS は５０５に
おいて内部回路によって処理され、瞬時的なモータのピ
ーク電流ＩPEAKを取得して保持する。この取得及び保持
機能はＩPEAKを表す電圧までコンデンサを充電すること
によって行われる。コンデンサはモータ速度を表す電流
ＩSPD によって制御された速さで放電され、モータ巻線
の相電流ＩPHASE をシミュレートする。これは５０６で
行われる。シミュレートされた相電流ＩPHASEは、コン
デンサ４９を式ＩPHASE ＝ＩPEAK（１−ｎｔ）に従った
時間的変化で放電することによって発生される。ここ
で、ｎ＝定数、ｔ＝ＩSPD の逆数(reciprocal)、であ
る。次にこのシミュレートされた相電流は動作手順の残
りの段階で使用され、最終的にモータ駆動電流チョッピ
ング間隔を制御する。
【００４０】５０７において相電流ＩPHASE は電流Ｉ
MOD と比較され、相電流ＩPHASE が電流ＩMOD よりも大
きいか判断される。もし相電流ＩPHASE が大きいと、５
０８において電流ＩERROR が発生され、値は相電流Ｉ
PHASE からＩMOD を引いた差に設定され、１０が掛け合
わされる。もし相電流ＩPHASE がＩMOD よりも大きくな
いときには電流ＩERROR は５０９でゼロに設定される。
どちらにせよ、５１０において計算が行われ新しい電流
ＩSET が発生される。電流ＩSET は和ＩMOD ＋ＩERROR
に等しく設定される。５１１においてＩBUS とＩSET の
間で比較が行われる。もしＩBUS がＩSET に等しくない
ときには、モニタプロセスが続行され、５０４へ戻る。
もしＩBUS がＩSET に等しいときには、モータ駆動電流
は５１２でチョッピング期間の残りにおいてチョッピン
グされる。次にプロセスは次に続くチョッピング時間で
それ自身を繰り返す。
【００４１】上述した説明は、非常に広い動作速度範囲
において比較的一定のトルクを実現するためにモータ駆
動電流を制御する方法を述べている。この方法はモータ
速度の変動と、モータ速度が速くなると段々と大きくな
るバック−ＥＭＦの影響を補償している。
【００４２】この発明によるモータブレーキング回路の
動作は、これまでの文節において種々の電流の定義と関
連させて説明することもできる。モータ速度の変化率が
予め決められた一定の値よりも小さくなると、すなわち
モータが予め決められた割合よりも大きい割合で減速す
ると、モータブレーキングシーケンスが始まるようにな
る。この状態は、 バーＩＮＴＯ で測定される時間の変化率が予め決められた負の値を越
えるとマイクロプロセッサ５０によって認識される。こ
の値は、マイクロプロセッサ５０のプログラムの中に設
定されており、マイクロプロセッサ５０にＢＲＫ１信号
とＢＲＫ２信号の両方を開始させる。ＢＲＫ１信号はモ
ータコミュテーションシーケンスを逆転させ、またモー
タ動作を”４−ＱＵＡＤ”動作に切り替え、モータ駆動
トランジスタを同時にスイッチングする。ＢＲＫ２信号
は相電流ＩPHASE をＩBUS に等しくし、電流ＩCOM は新
しく定義された電流ＩBRAKE に置き換えられる。ここ
で、電流ＩBRAKE は定数にロータ速度を掛けたものに等
しい。従って、図１２を参照すると、こうした条件にお
いては５０１での新しい設定値はＩBRAKE である。５０
３において、修正された値ＩMOD はＩBRAKE とＩBUS の
和に等しくされる。５０５及び５０６では、ＩPHASE は
ＩBUS に等しくされる。従って、５０７での比較はＩ
BUS がＩMOD よりも大きいか小さいかの比較である。リ
バースブレーキングの性質から、正味のチョッピングシ
ーケンスの始まりにおいては、ＩBUS は常にＩMOD より
も小さい。その結果、ＩERROR はどちらにしてもゼロで
あるため、ボックス５０８，５０７は無視されるように
なる。５１０においてはＩSET はＩMOD に等しくなり、
５１１における比較はＩBUS がＩMOD に等しいかどうか
というものである。５１２においては、ＩBUS がＩMOD
に等しいとき、モータ駆動電流はターンオフされる
が、”４−ＱＵＡＤ”動作状態にある。このことは二つ
のモータ駆動トランジスタが同時に遮断されることを意
味している。図４を参照するとわかるように、二つのモ
ータ駆動トランジスタを同時に遮断すると逆バイアスダ
イオードの中を循環しているモータ駆動電流が整流回路
２０の充電コンデンサに自在に流れ込むようになる。こ
の逆方向に循環する電流はモータ駆動電流から差し引か
れ、減速のエネルギを整流器の蓄積コンデンサの中に蓄
えられる電気エネルギの形で消費し、回転慣性エネルギ
を蓄積された電気エネルギに変換する。
【００４３】この発明はその精神あるいは本質から逸脱
することなく、他の形で実現することが可能である。従
って、上述した実施例は単に説明のためのものであり、
発明を制限することはない。この発明の範囲に関しては
上述した実施例よりも添付の特許請求の範囲を参照すべ
きである。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のモータ速度／トルク曲線を示す図であ
る。
【図２】この発明によるモータ速度／トルク曲線を示す
図である。
【図３】この発明の全体のブロック図を示す図である。
【図４】モータ駆動回路及びモータを示す図である。
【図５】モータ整流順序を示す図である。
【図６】バス電流モニタ回路を示す図である。
【図７】速度検出及び相電流シミュレーション回路のい
くつかを示す図である。
【図８】加算及び電流エラー発生回路を示す図である。
【図９】モータ制御回路のいくつかを示す図である。
【図１０】マイクロプロセッサ回路を示す図である。
【図１１】モータ及びエンコーダを示す図である。
【図１２】動作法のフロチャートを示す図である。 ２０ 整流回路 ３０ Ｄ／Ａコンバータ ３２ コンパレータ ４０ 電流センサ ４２ 電流モニタ回路 ４５ ドレイン制御回路 ４６ ピークトラッキング回路 ４７，４８ リバースブレーキング回路 ５０ マイクロプロセッサ ５４ Ｉ／Ｏレジスタ ６０ モータ制御回路 ６２ コンパレータ ６３，６５，６７ 加算回路 ７０ モータ駆動回路 ８０ エンコーダ ８２ 速度／方向回路
フロントページの続き (72)発明者 ゲアリー・ウィリアム・ボックス アメリカ合衆国 55427 ミネソタ，ゴ ールデン・バレイ，ブーン・アベニュ ー・ノース 1350 (56)参考文献 特開 平１−50790（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−206382（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−303391（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02P 6/06

Claims (25)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ＤＣモータ駆動システムにおいて、モー
    タのフィールド巻線へ接続された複数のインバータスイ
    ッチのスイッチング間隔を選択的に制御することによっ
    てドライババスの電流を制御するための装置であって、 所望のモータ出力トルクを決める設定トルク値を手動に
    よって選択するための装置と、 モータの瞬時ドライババス電流をモニタし、そこからモ
    ータのドライババス電流制御信号を発生するための装
    置、及びモータのロータ回転速度をモニタし、そこから
    モータのロータ速度制御信号を発生するための装置と、 前記設定トルク値を前記モータのロータ速度制御信号に
    応じて修正して、修正された設定値を発生するための装
    置と、 前記モータのドライババス電流とロータ速度制御信号を
    利用することによってモータの巻線相電流をシミュレー
    トし、シミュレートされたモータ相電流信号を発生する
    ための装置と、 前記修正された設定トルク値と前記シミュレートされた
    モータ相電流信号を利用するための装置、そこからイン
    バータ制御信号を発生するための装置、及び前記インバ
    ータ制御信号で前記インバータスイッチをターンオフす
    るための装置と、 を有するような装置。
  2. 【請求項２】 前記モータの瞬時ドライババス電流をモ
    ニタしそこからモータのドライババス電流制御信号を発
    生するための装置が、モータのドライババス電流を表す
    信号ＩBUS を発生するための第１の回路と電流センサと
    を有する請求項１記載の装置。
  3. 【請求項３】 前記設定トルク値を手動によって選択す
    るための装置が、前記設定トルク値を表す信号ＩCOM を
    発生するための第２の回路を有する請求項２記載の装
    置。
  4. 【請求項４】 前記モータのロータ速度をモニタしそこ
    からモータのロータ速度制御信号を発生するための装置
    が、モータのロータ速度を表す信号ＩSPD を発生するた
    めの第３の回路を有する請求項３記載の装置。
  5. 【請求項５】 前記設定トルク値を修正するための装置
    が、ＩCOM とＩSPDの和である信号ＩMOD を発生するた
    めの第４の回路を有する請求項４記載の装置。
  6. 【請求項６】 前記モータの瞬時ドライババス電流をモ
    ニタしそこからモータのドライババス電流制御信号を発
    生するための装置が、前記ＩBUS 信号を受け取るために
    接続されＩBUS のピーク値を表す信号ＩPEAKを発生する
    ような第５の回路を有する請求項５記載の装置。
  7. 【請求項７】 前記モータの瞬時ドライババス電流をモ
    ニタしそこからモータのドライババス電流制御信号を発
    生するための装置が、前記信号ＩPEAKと前記信号ＩSPD
    を受け取るために接続され前記モータ巻線の相電流を表
    す信号ＩPHASE を発生するような第６の回路を有する請
    求項６記載の装置。
  8. 【請求項８】 前記修正された設定トルク値と前記シミ
    ュレートされたモータの相電流信号を利用する装置が、
    前記信号ＩPHASE を前記信号ＩMOD と比較するための第
    ７の回路を有する請求項７記載の装置。
  9. 【請求項９】 前記修正された設定値と前記シミュレー
    トされたモータの相電流信号を利用する装置がＩPHASE
    をＩMOD と比較するための第８の回路、ＩPHASE がＩ
    MOD よりも大きい場合にＩPHASE とＩMOD の差に比例す
    る誤差信号ＩERROR を発生する第９の回路、及びＩ
    PHASE がＩMOD よりも大きくない場合にゼロに等しい誤
    差信号ＩERROR を発生するような第１０の回路を有する
    請求項８記載の装置。
  10. 【請求項１０】 前記修正された設定トルク値と前記モ
    ータの相電流信号を利用するための装置が、前記信号Ｉ
    MOD と前記信号ＩERROR を受け取るために接続されＩ
    MOD とＩERROR の和を表す信号ＩSET を発生するような
    第１１の回路を有する請求項９記載の装置。
  11. 【請求項１１】 前記インバータスイッチをターンオフ
    するための装置が、前記信号ＩBUS を前記信号ＩSET と
    比較し、ＩBUS がＩSET に等しいときに前記インバータ
    スイッチへターンオフ信号を送るための第１２の回路を
    有する請求項１０記載の装置。
  12. 【請求項１２】 前記モータのロータ速度の変化率を計
    算するための装置と、計算された変化率を予め決められ
    た値と比較するための装置が設けられている請求項１記
    載の装置。
  13. 【請求項１３】 計算された変化率が予め決められた値
    に等しいかあるいは大きいことを比較するための装置が
    示しているときに、ＢＲＫ１信号及びＢＲＫ２信号を発
    生する装置が設けられている請求項１２記載の装置。
  14. 【請求項１４】 前記ＢＲＫ１信号を受け取る第１の装
    置と、前記モータのコミュテーションシーケンスをそれ
    に応じて逆転する装置とが設けられている請求項１３記
    載の装置。
  15. 【請求項１５】 前記ＢＲＫ２信号を受け取る第２の装
    置と、それに応じて前記シミュレートされたモータの相
    電流信号を前記モータのドライババス電流制御信号に等
    しく設定するための装置が設けられている請求項１４記
    載の装置。
  16. 【請求項１６】 前記設定トルク値を定数に前記モータ
    のロータ回転速度制御信号を掛けた値に等しい値に変更
    するための装置が設けられている請求項１５記載の装
    置。
  17. 【請求項１７】 前記設定トルク値を前記モータのロー
    タ回転速度制御信号に応じて修正するための装置が、前
    記モータのロータ速度制御信号と前記変更された設定ト
    ルク値との和に等しい修正された信号ＩMOD を発生する
    ための装置を有する請求項１６記載の装置。
  18. 【請求項１８】 前記相電流をシミュレートするための
    装置が前記モータの瞬時ドライババス電流に等しい相電
    流をシミュレートするための装置を有する請求項１７記
    載の装置。
  19. 【請求項１９】 前記修正された設定トルク値と前記シ
    ミュレートされたモータの相電流信号を利用する装置
    が、前記ＩMOD 信号と前記モータの瞬時ドライババス電
    流を利用するための装置を有し、前記インバータ制御信
    号を発生する装置が前記ＩMOD 信号が前記モータのフィ
    ールド巻線電流に等しいときに前記インバータスイッチ
    をターンオフするための装置を有する請求項１８記載の
    装置。
  20. 【請求項２０】 様々な負荷状態を有し、直流電源とＤ
    Ｃモータフィールド巻線との間に挿入された半導体スイ
    ッチを有するＤＣモータ駆動装置において、前記スイッ
    チを制御することによって、手動で設定された設定トル
    ク値に応じた一定のモータトルク出力が得られるように
    改善された装置であって、 ＤＣモータドライババスのピーク電流をモニタしそれに
    応じて第１の制御信号（ＩPEAK）を発生する装置と、 ＤＣモータのロータ速度をモニタしそれに応じて第２の
    制御信号（ＩSPD ）を発生する装置と、 前記第２の制御信号を前記設定値と加え合わせて第３の
    制御信号（ＩMOD ）を発生する装置と、 前記第１の制御信号を時間的にリニアに減少させること
    によって第４の制御信号（ＩPHASE ）を発生する装置
    と、 前記第４の制御信号が前記第３の制御信号を越えると誤
    差信号を発生する装置を含めた、前記第３の制御信号と
    前記第４の制御信号を比較する装置と、 前記誤差信号と前記第３の制御信号を加え合わせること
    によって第５の制御信号を発生する装置と、 前記第５の制御信号が前記モータのフィールド巻線電流
    に等しくなると前記スイッチを遮断する装置と、 を有する装置。
  21. 【請求項２１】 ＤＣモータのドライブバス電流ＩBUS
    を制御することによって、予め選択された設定トルクに
    応じて様々な負荷状態において一定の出力トルクを発生
    するための、ＤＣモータ駆動システムの制御方法であっ
    て、 前記予め選択された設定トルクに応じて設定電流ＩCOM
    を選択する段階と、 モータの瞬時ドライブバス電流ＩBUS をモニタする段階
    と、 モータの回転速度をモニタしそれに応じて電流ＩSPD を
    発生する段階と、 前記ＩSPD に応じて前記ＩCOM を修正してＩMOD ＝Ｉ
    COM ＋ＩSPD を形成する段階と、 ＩSPD に対応した時間率でＩBUS のピーク値をリニアに
    減少させることによってモータの相電流ＩPHASE をシミ
    ュレートする段階と、 前記ＩPHASE をＩMOD と比較し、差（ＩPHASE −
    ＩMOD ）に比例した誤差信号を発生する段階と、 前記ＩMOD と前記誤差信号を加え合わせた値に等しい新
    しい設定信号ＩSET を形成する段階と、 前記ＩSET がＩBUS に等しいときに電流ＩBUS をターン
    オフする段階と、 を有する方法。
  22. 【請求項２２】 前記モータの相電流ＩPHASE をシミュ
    レートする段階が、ＩBUS のピーク値ＩPEAKを取得する
    段階と、ＩPEAKを直線的に減少させて、”ｎ”を定
    数、”ｔ”をＩSPD の逆数としたときにＩPHASE ＝Ｉ
    PEAK（１−ｎｔ）に従ってＩPHASE を形成する段階を有
    する請求項２１記載の方法。
  23. 【請求項２３】 前記ＩPHASE をＩMOD と比較する段階
    が、ＩPHASE がＩMOD よりも大きくないとゼロに等しい
    信号ＩERROR ＝０を発生しＩPHASE がＩMODよりも大き
    いと誤差信号ＩERROR ＝（ＩPHASE −ＩMOD ）×１０を
    発生する段階を有する請求項２２記載の方法。
  24. 【請求項２４】 前記電流ＩBUS をターンオフする段階
    が、ＤＣモータ駆動システムにおけるインバータドライ
    バトランジスタをターンオフする段階を有する請求項２
    ３記載の方法。
  25. 【請求項２５】 様々な負荷状態においてＤＣモータ駆
    動システムを制御する方法であって、 設定モータトルクの出力値ＩCOM を手動によって設定す
    る段階と、 モータの瞬時ドライババス電流ＩBUS をモニタする段階
    と、 モータの回転速度ＩSPD をモニタする段階と、 モータの回転速度ＩSPD の増加に応じて設定値ＩCOM を
    修正して、修正された設定信号ＩMOD を形成する段階
    と、 モータのドライババス電流ＩBUS のピーク値ＩPEAKを取
    得する段階と、 取得されたピーク値をモータの回転速度に対応した時間
    率でリニアに減少させモータ相電流ＩPHASE をシミュレ
    ートする段階と、 前記シミュレートされたモータ相電流ＩPHASE をＩMOD
    と比較し、シミュレートされたモータ相電流が修正され
    た設定値よりも大きいとき誤差信号を発生する段階と、 前記誤差信号をＩMOD に加えて新しいＩSET を発生する
    段階と、 前記新しい信号ＩSET をドライババス電流信号と比較す
    る段階と、 前記ドライババス電流信号Ｉ BUS が新しい信号ＩSET に
    等しくなったときにドライババス電流Ｉ BUS を遮断する
    段階と、 を有し、前記誤差信号の大きさはシミュレートされたモ
    ータ相電流と増加された設定値との差よりもずっと大き
    く設定されている方法。
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