DE4026432C2 - Radialleitungsschlitzantenne - Google Patents
RadialleitungsschlitzantenneInfo
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- H01Q13/18—Resonant slot antennas the slot being backed by, or formed in boundary wall of, a resonant cavity ; Open cavity antennas
Description
Die Erfindung betrifft eine
Radialleitungsschlitzantenne gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.
Eine derartige Antenne ist aus der JP 1-101 705 A [In: Patents Abstr. of
Japan. Sect. E, Vol. 13 (1989) Nr. 343 (E-796)] bekannt.
Radialleitungsschlitzantennen sind aus einer
Vielzahl von Literaturstellen bekannt (vgl. z. B. die folgenden
Aufsätze von ANDO, M. et al. "A Radial
Line Slot Antenna for 12 GHz Satellite TV Reception". In: IEEE
TRANSACTIONS ON ANTENNA AND PROPAGATION, Vol. AP-33, No. 12,
December 1985, S. 1347-1353; "Characteristics of a Radial
Line Slot Antenna for 12 GHz Band Satellite TV Reception". In:
IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNA AND PROPAGATION, Vol. AP-34, No.
10, October 1986; S. 1269-1272; und "A Linearly Polarized
Radial Line Slot Antenna".
In: IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATION,
Vol. 36, No. 12, December 1988, S. 1675-1680).
Die durch einen achssymmetrischen Modus erregten
Planarantennen, die in oben genannten Literaturstellen
beschrieben werden, weisen alle einen doppelschichtigen Aufbau
mit zwei Ausbreitungsschichten auf. Im einzelnen wird eine
Welle von einer Speisequelle dem Zentrum der unteren
Ausbreitungsschicht zugeführt, woraufhin diese sich längs der
unteren Ausbreitungsschicht radial nach außen fortpflanzt und
am Ende der unteren Schicht zur oberen Ausbreitungsschicht
geführt wird. Auf der oberen Ausbreitungsschicht pflanzt sich
die Welle zum Zentrum hin fort und wird mit Hilfe einer
Anzahl von Schlitzen während der Ausbreitung längs der oberen
Ausbreitungsschicht abgestrahlt. Zirkularpolarisation und
Linearpolarisation werden durch die Anordnung der Schlitze
bestimmt. Bei diesem doppelschichtigen Aufbau pflanzen sich
die Wellen auf der die Schlitzfläche aufweisenden
Abstrahlungsschicht (nämlich der oberen Ausbreitungsschicht)
vom Außenumfang zum Zentrum hin fort. Falls somit Wellen,
die durch einen achssymmetrischen Modus erregt werden, sich
vom Außenumfang zum Zentrum hin fortpflanzen, so ergibt sich
das innere, elektromagnetische Feld f(r) zu:
wobei A einen Proportionalitätskoeffizienten, k eine
Ausbreitungskonstante, r den Radius und α einen
Proportionalitätskoeffizienten der pro Längeneinheit in
radialer Richtung abgestrahlten Leistung darstellt. Der
Koeffizient α ist ein positiver Wert und wird als
"Kopplungsfaktor" bezeichnet.
Andererseits ergibt sich die Aperturleistungsverteilung U(r)
in Abhängigkeit des Radius wie folgt:
U(r) = α|f(r)|²
= α exp (2αr)/r
wobei α positiv ist. Somit stellt dies eine Anordnung dar, bei
der es theoretisch einfach ist, eine
Aperturleistungsverteilung zu erzielen, die in radialer
Richtung nahezu gleichförmig ist.
Verbleibende, nicht abgestrahlte Wellen werden mit Hilfe
eines Absorbers im Zentrum absorbiert. Jedoch ist die
Querschnittsfläche in Fortbewegungsrichtung der Wellen
nahe dem Zentrum klein, so daß die Menge an zu absorbierenden
Wellen gering ist. Demzufolge ist die Antenne
leistungsfähig.
Der doppelschichtige Aufbau bedingt jedoch eine komplizierte
Herstellung. Insbesondere muß das Plattenmaterial, das
zwischen der oberen und unteren Ausbreitungsschicht liegt, so
gehalten werden, daß die Ausbreitung der Wellen nicht
behindert wird. Außerdem muß die Schichtbreite der oberen
sowie der unteren Ausbreitungsschicht auf einem vorbestimmten
Wert gehalten werden.
Aus der Sicht der Herstellung wäre somit ein einschichtiger
Aufbau von Vorteil, bei dem die Wellen abgestrahlt werden,
während diese sich vom Zentrum radial nach außen fortpflanzen.
Wird die Antenne bei einem derartigen einschichtigen Aufbau
mit axialer Symmetrie erregt, so pflanzen sich die
eingespeisten Wellen vom Zentrum radial nach außen fort,
wobei diese während dieser Fortpflanzung nach und nach
abgestrahlt werden. Im Hinblick auf eine im achssymmetrischen
Modus erregte Planarantenne wird in der nachfolgenden
Beschreibung eine Antenne, bei der die erregten Wellen
sich von der Außenkante zum Zentrum hin innerhalb einer eine
Abstrahlungsfläche aufweisenden Ausbreitungsschicht
fortpflanzen als "Außenspeisungstyp" (oder
"Außenerregungstyp") und eine Antenne, bei der die erregten
Wellen sich vom Zentrum zur Außenkante hin innerhalb der
Ausbreitungsschicht fortpflanzen als "Innenspeisungstyp" (oder
"Innenerregungstyp") bezeichnet.
Bei der Antenne mit Innenerregung ergibt sich das innere,
elektromagnetische Feld f(r) innerhalb des Wellenleiters zu:
was das Gegenteil zu dem oben erwähnten zweischichtigen
Aufbau, nämlich der Antenne mit Außenerregung, darstellt. Selbst
wenn keine Abstrahlung seitens der Abstrahlungsschlitze
vorliegt (α=0), ist das elektromagnetische Feld im Zentrum
sehr groß und wird bis zum Erreichen der Außenkante der
Antenne abgeschwächt. Falls zusätzlich eine Abstrahlung von
den Schlitzen erfolgt, so wird das elektromagnetische Feld
stark geschwächt, je näher man zur Außenkante der Antenne
kommt. Demzufolge wird es bei einer Antenne mit Innenerregung
in der Praxis als schwierig angesehen, eine nahezu
gleichförmige Aperturverteilung in radialer Richtung
vorzusehen.
Verbleibende, nicht abgestrahlte Funkwellen werden zur
Vermeidung einer Reflexion an der äußeren Umfangsfläche
absorbiert. Im Vergleich zu einer Antenne mit Außenspeisung
ist die Querschnittsfläche jedoch ungemein groß. Da diese
Absorption jedoch einen Verlust darstellt, geht man davon aus,
daß in der Theorie bei einer Antenne mit Innenerregung der
Wirkungsgrad sehr gering ist. Aus diesen Gründen wird es als
schwierig oder sogar unmöglich angesehen, eine hochwirksame,
praktikable Planarantenne zu schaffen, bei der die Methode der
Innenerregung verwendet wird. Infolgedessen wurde die
Forschung weitaus mehr auf Planarantennen mit Außenspeisung
als auf jene mit Innenspeisung abgestellt.
Aus der DE 35 30 647 A1 ist ferner eine Hohlraumresonatorantenne
bekannt, die einen mit einer dielektrischen Füllung
versehenen Grundkörper aufweist, an dem ein Hohlleiter
angeschlossen ist. Die Vorderseite des Grundkörpers ist mit
einer gleichmäßigen Verteilung von rechteckigen
Koppelöffnungen versehen, die bezüglich des innerhalb des
Grundkörpers angeregten Wellenfeldes von stehenden Wellen
derart angeordnet sind, daß in diesen Koppelöffnungen
jeweils Halbwellen gleicher Polarität entstehen.
Aus der US 4,647,940 ist eine Wellenleiter-
Mikrowellenantenne bekannt, bei der der Wellenleiter aus
zwei im Abstand angeordneten Platten besteht, zwischen
denen einen Dielektrikum, wie z. B. Luft, Edelgas oder ein
Vakuum, vorgesehen ist. Die obere Platte besteht aus einem
starren dielektrischen Material, wie beispielsweise Glas,
das an der Innenfläche mit einer Metallschicht versehen
ist. Die untere Platte kann gleichfalls eine metallisierte
Glasplatte darstellen, so daß die metallische Fläche der
oberen Platte der metallischen Fläche der unteren Platte
gegenüberliegt. Diese beiden Platten mit dem dazwischen
eingeschlossenen Dielektrikum bilden einen Parallelplatten-
Wellenleiter. In der Metallschicht der oberen Platte sind
Schlitze oder Öffnungen vorgesehen, so daß Wellen in den
freien Raum abgestrahlt werden können. Eine
Zentralelektrode sendet hierzu Kreiswellen in das
dielektrische Medium.
Aus der US 3,022,506 ist außerdem eine Schlitzantenne mit
radialem Wellenleiter bekannt, dessen obere Platte mit
Kreuzschlitzen versehen ist, die längs eines Kreises
angeordnet sind. Der Sendemodus der Antenne besteht in
einem axial asymmetrischen Modus, wie z. B. E11-Modus und
H11-Modus.
Aus der US 2,929,064 ist eine Schlitzantenne bekannt, die
aus einem radialen Wellenleiter besteht. Die obere leitende
Platte des Wellenleiters ist mit Schlitzen versehen, die
auf konzentrischen Halbkreisen angeordnet sind. Infolge der
Anordnung der Schlitze kann die Antenne jedoch nur linear
polarisierte Wellen abstrahlen.
Aus der JP 63-161 706 A. In: Patents Abstr. of Japan,
Sect. E, Vol. 12 (1988) Nr. 423 (E-680) ist eine
Schlitzantenne mit einschichtigem Aufbau zur Aussendung von
linear polarisierten Wellen bekannt, bei der auf einer
kreisförmigen Abstrahlungsfläche eine Vielzahl von
Schlitzpaaren vorgesehen ist.
Aus der JP 62-260 404 A. In: Patents Abstr. of Japan,
Sect. E, Vol. 12 (1988) Nr. 135 (E-604) ist ferner eine
Antenne mit dreischichtigem Wellenleiteraufbau bekannt, bei
der eine Außenspeisung mit radial nach innen laufenden
Wellen vorgesehen wird. Hierdurch ergibt sich jedoch ein
komplexer Aufbau.
Aus der eingangs erwähnten JP 1-101 705 A. In: Patents
Abstr. of Japan, Sect. E, Vol. 13 (1989) Nr. 343
(E-796) ist eine Schlitzantenne mit radialem Wellenleiter
bekannt, in dessen oberer Platte längs zweier
spiralförmiger Bahnen eine Vielzahl von
Abstrahlungsschlitzpaaren angeordnet ist. Im Zentrum des
Radialwellenleiters ist eine koaxiale Speiseeinrichtung zur
Anregung einer achssymmetrischen Welle angeordnet. Obwohl
diese Schlitzantenne einen einfachen Aufbau aufweist,
ergibt sich keine zufriedenstellende gleichförmige Aperturverteilung. Da nicht
abgestrahlte Wellen zur Vermeidung einer Reflexion an der
äußeren Umfangsfläche absorbiert werden, was einen Verlust
darstellt, ist theoretisch bei dieser Antenne mit
Innenspeisung ein sehr geringer Wirkungsgrad zu erwarten.
Es ist somit Aufgabe der Erfindung, die Schlitzantenne der
vorstehend beschriebenen Art so weiterzubilden, daß eine
gleichförmige Aperturverteilung trotz Innenspeisung erzielt
und ein Absorptionsverlust vermieden werden kann.
Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1
angegebenen Merkmale gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand
der Unteransprüche 2 bis 6.
Die erfindungsgemäße Planarantenne weist einen Aufbau auf, bei
dem, falls ein Sendevorgang durchgeführt wird, die dem Zentrum
zugeführten Wellen von einem Außenteil abgestrahlt werden,
während sich diese zum Außenumfang fortpflanzen. Diese
Planarantenne ist mit einer Vielzahl von Kopplungsschlitzen,
die in einer Fläche eines Wellenleiterelements mit
achssymmetrischem Modus derart ausgebildet bzw.
aneinandergereiht sind, daß der Kopplungsfaktor der externen
Strahlung am Außenumfang hoch ist und bis zum Zentrum hin
sukzessive niedriger wird, und einem spiral- oder ringförmigen
Abschlußschlitz versehen, der in der Antennenfläche am Ende
des Wellenleiterelements für einen achssymmetrischen Modus
vorgesehen ist. Wird das nachfolgend beschriebene Reziprozitätstheorem
angewandt, so kann der Aufbau der Antenne für Empfangszwecke
auch für eine Antenne für Sendezwecke verwendet werden.
Wird die Antenne gemäß der Erfindung zentral gespeist, so ist
im zentralen Teil das innere, elektromagnetische Feld sehr
stark, während dieses sich bis zum Erreichen des
Antennenumfanges stark abschwächt. Indem man den
Kopplungsfaktor jedoch am Außenumfang der Antenne hoch macht
und diesen bis zum Erreichen des Antennenzentrums sukzessive
verringert, kann, wie vorstehend erwähnt, eine verhältnismäßig
ebene Aperturverteilung erzielt werden. Wird außerdem gemäß Anspruch 2 der
zentrale Teil mit einem nicht-abstrahlenden Bereich versehen,
so wird ein "Long-Line" (lange Leitung)-Effekt unterdrückt und
die Bandbreite vergrößert. Andererseits wird durch
Verkleinerung der Antennenfläche der Antennengewinn
verschlechtert. Jedoch kommt der Zunahme an Bandbreite größere
Bedeutung zu als der Verschlechterung des Gewinns, so daß
demzufolge Eigenschaften erzielt werden können, die für eine
Antenne wünschenswert sind.
Infolge des Abschlußschlitzes und des Reflektorelements gemäß Anspruch 3 wird
eine Reflexion ins Innere des Wellenleiters reduziert oder im
wesentlichen auf Null gehalten. Dies macht es möglich, daß die
Wellen am Ende zur vorderen Fläche der Antenne reflektiert
werden. Da Wellen vom Abschlußschlitz abgestrahlt werden,
die die gleiche Phase wie zirkularpolarisierte Wellen
haben, die bis zum Ende der Antenne nach oben gestrahlt
werden, kann die Leistung, die absorbiert worden wäre, falls
ein Absorber verwendet wird, wirkungsvoll verwendet werden.
Für den Fall des Empfangs können mit Hilfe des
Antennenreziprozitätstheorems Wirkungen und Effekte erhalten
werden, die denen der Sendeantenne gleichen.
Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnung näher
erläutert. Es zeigt
Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer Planarantenne in
Draufsicht,
Fig. 2 in Schnittansicht längs der Linie A-A in Fig. 1 und
Fig. 3 in Schnittansicht längs der Linie B-B in Fig. 1;
Fig. 4 die Verteilung des Kopplungsfaktors α als Funktion
des Radius der Planarantenne zum Erzielen einer
gleichmäßigen Aperturverteilung;
Fig. 5 die Verteilung der Schlitzlänge als Funktion des
Radius der Planarantenne zum Erzielen der in Fig. 4
dargestellten Kopplungsfaktor-Verteilung;
Fig. 6 die Verteilung des Schlitzabstandes als Funktion des
Radius der Planarantenne zum Erzielen der in Fig. 4
dargestellten Kopplungsfaktor-Verteilung;
Fig. 7 ein zweites Ausführungsbeispiel einer Planarantenne
in Draufsicht, bei der der zentrale Teil mit einem
nichtabstrahlenden Bereich versehen ist;
Fig. 8 die Verteilung des Kopplungsfaktors α, falls ein Teil
mit einem Radius von 10 cm als nichtabstrahlender
Bereich vorgesehen ist;
Fig. 9 ein Diagramm, das den Gewinn G und die normierte
Bandbreite B der Planarantenne wiedergibt;
Fig. 10 und 11 Modifikationen des zentralen Speiseteils der
Planarantenne in Schnittansicht;
Fig. 12 ein Diagramm, das die Anordnung der
Abstrahlungsschlitzpaare und des Abschlußschlitzes in
der r-Θ Ebene (d. h. in der Antennenebene) eines
zylindrischen Koordinatensystems (r, Θ, z)
verdeutlicht, bei dem die Seitenfläche der Antenne
längs der z-Achse angenommen wird;
Fig. 13 ein Diagramm, in dem das Belegungsverhältnis ΔS/S von
ungenutzter Fläche ΔS zu Antennenfläche S mit Bezug
auf den Antennendurchmesser aufgetragen ist;
Fig. 14 ein Diagramm, das ein drittes Ausführungsbeispiel
verdeutlicht und die Anordnung von
Abstrahlungsschlitzpaaren und eines Abschlußschlitzes
in der r-Θ Ebene eines zylindrischen
Koordinatensystems (r, Θ, z) zeigt, bei dem die
Seitenfläche der Antenne längs der z-Achse angenommen
wird, wobei diese Antenne ein Phaseneinstellelement
aufweist, das ein dielektrisches Material besitzt,
bei dem die Fortpflanzungsstrecke in Abhängigkeit vom
Winkel in Umfangsrichtung variiert;
Fig. 15 ein Diagramm, in dem das Belegungsverhältnis ΔS/S von
ungenutzter Fläche ΔS zu Antennenfläche S in bezug
auf die relative Dielektrizitätskonstante εr
aufgetragen ist;
Fig. 16 ein Diagramm, das die Anordnung der
Abstrahlungsschlitzpaare und eines Abschlußschlitzes
in der r-Θ Ebene eines zylindrischen
Koordinatensystems (r, Θ, z) wiedergibt, bei dem die
Seitenfläche der Antenne längs der z-Achse angenommen
ist, wobei diese Antenne für das
Phaseneinstellelement ein dielektrisches Material
verwendet, dessen relative
Dielektrizitätskonstante εr den Wert 4 aufweist;
Fig. 17 eine verallgemeinerte Draufsicht auf eine
Planarantenne, die auf der Basis der Schlitzanordnung
der Fig. 16 aufgebaut ist;
Fig. 18 eine Schnittansicht entlang der Linie C-C in Fig.
17;
Fig. 19 ein Diagramm, das die Lagebeziehung zwischen einer
Basislinie (Spirallinie) der
Abstrahlungsschlitzpaare, dem Abschlußschlitz und dem
Phaseneinstellelement verdeutlicht;
Fig. 20 ein Diagramm, das ein viertes Ausführungsbeispiel
verdeutlicht und die Anordnung von
Abstrahlungsschlitzpaaren und eines Abschlußschlitzes
in der r-Θ Ebene ähnlich wie in Fig. 16 wiedergibt;
Fig. 21 ein Diagramm, das das Koordinatensystem einer Antenne
verdeutlicht;
Fig. 22 ein Diagramm, das die Anordnung von
Abstrahlungsschlitzen in der Antennenebene in diesem
Koordinatensystem wiedergibt;
Fig. 23 ein Diagramm, das die Anordnung eines
Abschlußschlitzes und von Abstrahlungsschlitzpaaren
in der r-Θ Ebene zeigt, wobei die Planarantenne einen
geneigten Strahl mit einem Neigungswinkel Φ0 = 15°
aufweist;
Fig. 24 ein Diagramm, das die Anordnung eines
Abschlußschlitzes und von Abstrahlungsschlitzpaaren
in der r-Θ Ebene zeigt, wobei die Planarantenne einen
geneigten Strahl mit einem Neigungswinkel Φ0 = 5°
aufweist;
Fig. 25 ein Diagramm, das die Anordnung von
Abstrahlungsschlitzpaaren und eines Abschlußschlitzes
in der r-Θ Ebene eines zylindrischen
Koordinatensystems (r, Θ, z) wiedergibt, bei dem die
Seitenfläche der Antenne längs der z-Achse angenommen
wird, wobei dies einen Fall darstellt, bei dem die
Erfindung bei einer Planarantenne mit geneigtem
Strahl gemäß Fig. 24 Anwendung findet;
Fig. 26(a) ein fünftes Ausführungsbeispiel in Draufsicht, das
den Hauptteil einer Planarantenne zeigt, bei dem ein
Phaseneinstellelement auf der Innenseite des
Abschlußschlitzes vorgesehen ist;
Fig. 26(b) eine zentrale Schnittansicht dieser Antenne;
Fig. 26(c) eine zentrale, transversale Schnittansicht dieser
Antenne;
Fig. 27(a) und 27(b) transversale Schnittansichten von
Wellenleiterbereichen, die der Phaseneinstellung
dienen;
Fig. 27(c) ein Diagramm, das eine äquivalente
Übertragungsleitung dieser Wellenleiterbereiche
wiedergibt; und
Fig. 28 und 29 Ansichten zur Erläuterung eines
Reziprozitätstheorems einer Planarantenne gemäß der
Erfindung.
Wie aus den Fig. 1 bis 3 ersichtlich, besteht eine
Planarantenne 10 aus einer kreisförmig ausgebildeten, oberen
Platte (Abstrahlungsplatte) 12 und einer kreisförmig
ausgebildeten, unteren Platte 14, wobei zwischen diesen
Platten 12, 14 ein Wellenleiter (Hohlleiter) für eine
Wellenausbreitung in einem achssymmetrischen Modus ausgebildet
wird. Die beiden Platten 12 und 14 können jeweils insgesamt
aus einem elektrisch leitenden Material bestehen oder deren
Oberflächen sind zumindest mit einem elektrischen Leiter
überzogen. Der Raum zwischen der oberen und der unteren Platte
12, 14 kann mit Luft oder einem Dielektrikum
ausgefüllt sein. Die obere und die untere Platte 12, 14 werden
in einem festen Abstand mit Hilfe der dielektrischen Füllung
oder einem nicht gezeigten Element oder durch die eigene
Festigkeit selbst gehalten. Mit dem Zentrum der unteren Platte
14 steht ein Koaxialkabel 16 in Verbindung, während an dem
zentralen Teil der Innenfläche der oberen Platte 12 (d. h. der
Fläche, die der unteren Platte 14 zugewandt ist) ein
Anpassungsreflektor 18 befestigt ist, der von dem Koaxialkabel
16 zugeführte Wellen radial nach außen richtet. Es ist
ausreichend, wenn wenigstens die Fläche des
Anpassungsreflektors 18 als Wellenreflexionsfläche dient.
Anstelle des Anpassungsreflektors 18 können zum Einführen der
sich fortpflanzenden Wellen vom Koaxialkabel 16 in den
zwischen der oberen und unteren Platte 12, 14 ausgebildeten
Wellenleiter auch Strukturen Verwendung finden, die in den
Fig. 10 und 11 wiedergegeben sind. Im einzelnen kann, wie aus
Fig. 10 ersichtlich, eine zylindrische Sonde 15a oder, wie aus
Fig. 11 ersichtlich, eine scheibenförmige Sonde 15b verwendet
werden. (vgl. z. B. "A Probe-Shaped Coaxial-Radial Line
Adapter" by Makoto Natori, Makoto Ando and Naohisa Goto in the
1989 SPRING NATIONAL CONVENTIONAL RECORD, THE INSTITUTE OF
ELECTRONICS, INFORMATION AND COMMUNICATION ENGINEERS, S. 2-
83.)
Abstrahlungsschlitzpaare 20, die jeweils aus zwei
Abstrahlungsschlitzen 20A und 20B bestehen, die so angeordnet
sind, daß sie räumlich und elektrisch senkrecht stehen, sind
in Form einer Spirale auf der Abstrahlungsfläche der oberen
Platte 12 gruppiert. Diese Spirallinie ist übrigens in Fig. 1
durch eine gestrichelte Linie dargestellt. Durch Verwendung
einer solchen Schlitzanordnung kann auf der Stirnfläche der
Antenne eine Zirkularpolarisation mit gleicher Phase erzielt
werden.
Wie vorstehend beschrieben, ändern sich die längs des zwischen
der oberen und unteren Platte 12, 14 ausgebildeten
Wellenleiter fortpflanzenden Wellen mit achssymmetrischem
Modus in Abhängigkeit vom Radius r wie folgt:
Die Erfinder haben herausgefunden, daß der Kopplungsfaktor α
unter Einhaltung einer Gleichförmigkeit der
Aperturfeldverteilung eingestellt werden kann, indem
verschiedene Parameter der Abstrahlungsschlitze 20A, 20B,
nämlich die Länge SL der Abstrahlungsschlitze 20A, 20B, der
Abstand Sr zwischen benachbarten Schlitzpaaren 20 in radialer
Richtung, der Abstand Sa in Umfangsrichtung und die
Wellenleiterdicke (d. h. der Abstand zwischen der oberen und
unteren Platte 12, 14) eingestellt werden. Zum Beispiel wird
bei einer Planarantenne mit Innenspeisung und einem
Durchmesser von 60 cm theoretisch eine gleichförmige
Aperturverteilung innerhalb eines zulässigen Bereichs
erhalten, falls der Kopplungsfaktor α im Hinblick auf den
Radius r, wie aus Fig. 4 ersichtlich, variiert wird. In Fig. 4
ist im einzelnen der Radius r (m) der Abstrahlungsfläche der
Planarantenne längs der horizontalen Achse und der
Kopplungsfaktor α (m-1) längs der senkrechten Achse
aufgetragen. Zum Beispiel beträgt der Kopplungsfaktor α bei
einem Radius von 0,2 m etwa 3 (m-1) und bei einem Radius von
0,3 m etwa 20 (m-1). In der Gleichung stellt A eine
willkürliche Konstante und k die Kreiswellenzahl dar.
Beispielsweise beträgt die Kreiswellenzahl bei 12 GHz etwa 3,1
× 102 (rad/m).
Um eine derartige Kopplungsfaktorverteilung zu erzielen, wird
die Länge der Abstrahlungsschlitze 20A, 20B in bezug auf den
Radius r, wie in Fig. 5 gezeigt, variiert. In Fig. 5 ist im
einzelnen der Radius r (m) der Abstrahlungsfläche der
Planarantenne längs der horizontalen Achse und die
Schlitzlänge SL (mm) längs der vertikalen Achse aufgetragen.
Beispielsweise beträgt die Schlitzlänge SL bei einem Radius
von 0,1 m etwa 8,8 mm und bei einem Radius von 0,2 m etwa 9,6
mm.
Der Abstand Sr zwischen benachbarten Abstrahlungsschlitzpaaren
in radialer Richtung sollte bezüglich des Radius r, wie in
Fig. 6 gezeigt, variiert werden. Wie im einzelnen aus Fig. 6
ersichtlich, ist der Radius r (m) der Abstrahlungsfläche der
Planarantenne längs der horizontalen Achse aufgetragen,
während der Abstand Sr (mm) zwischen benachbarten
Abstrahlungsschlitzpaaren in radialer Richtung längs der
vertikalen Achse aufgetragen ist. Beispielsweise beträgt der
Abstand Sr bei einem Radius von 0,1 m etwa 21,0 mm und bei
einem Radius von 0,2 m etwa 19,5 mm.
Daß der durch numerische Berechnung theoretisch erhaltene
Kopplungsfaktor α gut mit den tatsächlichen experimentellen
Werten übereinstimmt, ergibt sich aus "An Analysis of Slot
Coupling in a Radial Line Slot Antenna for DBS, ELECTRICAL
SOCIETY, DATA OF THE ELECTROMAGNETIC THEORY RESEARCH GROUP,
27. Mai 1989".
Restliche Wellen existieren, die im Laufe der Ausbreitung
vom Zentrum zur Außenseite hin an der Stirnfläche nicht
abgestrahlt wurden. Obwohl diese nicht abgestrahlten
Wellen mit Hilfe eines Absorbers absorbiert werden können,
wird es vorgezogen, daß diese Wellen wirksam an der
Stirnfläche abgestrahlt werden, wie dies nachfolgend
beschrieben wird.
Aufgrund der Kenntnisse über die doppelschichtige
Planarantenne mit Außenspeisung ist es bekannt, daß die
Wellen in Richtung der Stirnfläche der Antenne reflektiert
werden können, und zwar mit fast keiner Reflexion in
Gegenrichtung, falls ein Reflektor verwendet wird, dessen
Fläche um etwa 45° geneigt ist. Beim vorliegenden
Ausführungsbeispiel ist deshalb am Außenumfangsteil der
Planarantenne 10 ein Reflektor 22 angeordnet, der die sich
fortpflanzende Funkwelle in Vorwärtsrichtung ausrichtet, und
die obere Platte 12 mit einem spiralförmigen Abschlußschlitz
24 zum Abstrahlen der Welle versehen, die vom Reflektor 22
in Vorwärtsrichtung reflektiert wird. Der Schlitz 24 ist somit
in Form einer Spirale ausgebildet, so daß die vom Schlitz 24
abgestrahlten Wellen in Vorwärtsrichtung auch
zirkularpolarisiert sind. Da die abgestrahlten Wellen die
gleiche Phase wie die von den Abstrahlungsschlitzpaaren 20
abgestrahlten Wellen haben müssen, weist der Schlitz 24
einen Startpunkt auf, der um eine geeignete Wegstrecke von der
Spirallinie der Abstrahlungsschlitzpaare 20 radial versetzt
ist. Wie in Fig. 1 gezeigt, ist es z. B. ausreichend, daß ein
Schlitz vorgesehen ist, der über 360° in Winkelrichtung
verläuft. Der Reflektor 22 ist längs des Schlitzes 24
angeordnet. Beim vorstehend erwähnten Ausführungsbeispiel
weist der Reflektor 22 einen Neigungswinkel von 45° auf.
Jedoch kann ein optimaler Neigungswinkel in Abhängigkeit von
der Höhe des radialen Wellenleiters gewählt werden.
Obwohl es bereits bekannt ist, daß zirkularpolarisierte
Wellen von einem spiralförmig verlaufenden Schlitz
abgestrahlt werden, bereitet es Schwierigkeiten, den Betrag an
emittierten Wellen exakt einzustellen. Dies liegt darin
begründet, daß eine Abstrahlung in Erwägung gezogen wurde, die
durch eine Anzahl von Schlitzen erzielt wird. Der
Abstrahlungsschlitz 24 dieses Ausführungsbeispiels erfordert
dadurch keine Einstellung der Abstrahlungsmenge, sondern es
ist ausreichend, daß alle vom Reflektor 22 reflektierten
Wellen abgestrahlt werden. Demzufolge ist es ausreichend,
wenn ein Schlitz Verwendung findet, der die entsprechende
Breite aufweist.
Wie aus Fig. 4 ersichtlich, ist ferner der Kopplungsfaktor α
im zentralen Teil der Antennenfläche geeigneterweise sehr
klein. Werden die Abstrahlungsschlitze 20A, 20B im zentralen
Teil der Antennenfläche nicht vorgesehen, so wird der
Kopplungsfaktor α in diesem Teil in extremen Fällen zu Null.
Gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel wird der zentrale Teil
der Antennenfläche als nichtabstrahlender Bereich vorgesehen,
in dem keine Abstrahlungsschlitze 20A, 20B angeordnet sind.
Fig. 7 zeigt die Stirnansicht des zweiten
Ausführungsbeispiels, bei dem ein nichtabstrahlender Bereich
mit dem Radius r im Zentrum der Antennenfläche vorgesehen ist
und die Abstrahlungsschlitze 20A, 20B am Außenumfang so
vorgesehen sind, daß die in Fig. 4 gezeigte Verteilung des
Kopplungsfaktors α erzielt wird. Infolge dieses Aufbaus wird
der Kopplungsfaktor α bis zum Radius r ganz auf Null
reduziert, während zwischen dem Radius r und einem Radius R,
wie in Fig. 8 gezeigt, eine Kurve ausgebildet wird, die der
der Fig. 4 ähnlich bzw. gleich ist.
Der Antennengewinn G ist im wesentlichen proportional dem
Inhalt S der Abstrahlungsfläche, nämlich dem Quadrat des
Antennenradius R. Andererseits ist die Bandbreite B etwa
umgekehrt proportional der Ausbreitungswegstrecke des
Wellenleiters, nämlich dem Antennenradius bei einer mit
axialer Symmetrie erregten Planarantenne. Das letztere ergibt
sich infolge des sogenannten "Long-Line"(Lange Leitung) -
Effekts, bei dem je größer die Leitungslänge, desto schmäler
das Frequenzband ist.
Fig. 9 stellt ein Diagramm dar, das die Beziehung zwischen dem
Antennenradius R und dem Radius r des nicht-abstrahlenden
Bereichs und der normierten Bandbreite B und dem
Antennengewinn G wiedergibt. Wie dargestellt, wird die
Antennenfläche durch den nichtabstrahlenden Bereich
verringert und die Wellenfortpflanzungsstrecke vom
Antennenradius R auf (R-r) verkürzt und die Bandbreite durch
den "Long-Line"-Effekt vergrößert. Mit anderen Worten, um die
Verringerung des Gewinns G auszugleichen, die durch das
Vorsehen des nichtabstrahlenden Bereichs hervorgerufen wird,
ist es ausreichend, den Antennenradius zu vergrößern, so daß
die Abstrahlungsfläche um πr2 vergrößert wird. Jedoch ist die
Wellenausbreitungsstrecke (Leitungslänge) kleiner als der
ursprüngliche Wert (R) selbst bei vergrößertem Antennenradius,
so daß demzufolge eine größere Bandbreite B erzielt werden
kann. Falls z. B. eine Antennenfläche mit einem Durchmesser
von 60 cm vorgesehen ist, die einen nichtabstrahlenden
Bereich mit einem Radius r von 10 cm aufweist, so kann die
Bandbreite etwa um das 1,3-fache vergrößert werden, während
eine Verringerung des Antennengewinns von etwa nur 0,5 dB
vorliegt.
In Fig. 8 steigt der Kopplungsfaktor α an der Stelle, an der
der nicht-abstrahlende Bereich und der abstrahlende Bereich
sich einander berühren, stufenartig an und ändert sich in den
anderen Bereichen, wie dies in Fig. 4 gezeigt ist. Der Anstieg
in dieser Seitenkeule kann jedoch gemildert werden, indem der
Kopplungsfaktor α sanft geändert wird. Demzufolge ist es nicht
immer erforderlich, den Kopplungsfaktor α an der Grenze
zwischen dem nichtabstrahlenden Bereich und dem abstrahlenden
Bereich stufenförmig zu ändern, wie dies in Fig. 8 gezeigt
ist. Es reicht aus, wenn der Kopplungsfaktor α an der
vorstehend erwähnten Grenze sich allmählich der Kurve gemäß
Fig. 4 annähert.
Eine Anordnung, bei der der nichtabstrahlende Bereich im
Zentrum der Antennenfläche, wie in Fig. 7 gezeigt, vorgesehen
ist, kann allgemein bei einer innenerregten Planarantenne mit
achssymmetrischem Modus Anwendung finden, wobei diese
Anordnung nicht im Hinblick auf die Art der Polarisation wie
z. B. Zirkularpolarisation oder Linearpolarisation beschränkt
ist.
Obwohl das starke elektromagnetische Feld im zentralen Teil
einen Hauptgrund dafür darstellt, daß die Ausbildung einer
gleichförmigen Aperturverteilung bei einer Planarantenne mit
Innenspeisung verhindert wird, so verdeutlicht die Erfindung,
daß eine vergleichsweise gleichförmige Aperturverteilung durch
Variation des Kopplungsfaktors α in radialer Richtung erzielt
werden kann. Die Form und die Anordnung der
Abstrahlungsschlitze können verschiedenartig modifiziert
werden.
Obwohl ein starkes inneres elektromagnetisches Feld im
zentralen Teil der Antennenfläche es gewöhnlich schwierig
macht, eine gleichmäßige Aperturverteilung zu erzielen, wird
eine Verbesserung dadurch erreicht, daß der zentrale Teil der
Antenne mit einem nichtabstrahlenden Bereich ausgestattet
wird. Diese Verbesserung macht es leichter, eine
gleichförmige Aperturverteilung zu erhalten und ermöglicht eine
Vergrößerung der Bandbreite.
Indem der Abschlußschlitz 24 am Außenumfangsteil und der
Reflektor 22 längs dieses Abschlußschlitzes 24 vorgesehen
werden, können auf der Stirnseite der Antenne wirksam
Wellen abgestrahlt werden, die während der Ausbreitung vom
Zentrum zur Außenseite nicht nach außen abgestrahlt wurden.
Somit kann ein sehr hoher Wirkungsgrad erzielt werden.
Wie vorstehend beschrieben, kann gemäß der Erfindung eine
einschichtige, hochwirksame Planarantenne mit einem
achssymmetrischen Erregungsmodus vorgesehen werden. Da die
Wellenausbreitungsschicht nur aus einer einzigen Schicht
besteht, kann die Antenne mit geringeren Kosten als im
Vergleich zu einer doppelschichtigen Planarantenne mit
Außenspeisung hergestellt werden.
Nachfolgend wird ein drittes Ausführungsbeispiel erläutert.
Der oben beschriebene Abschlußschlitz 24 ist dahingehend von
Vorteil, daß die Wellen wirksam verwendet werden können.
Falls die Apertur der Antenne jedoch kreisförmig ist, stellt
der Flächenteil auf der Außenseite des Abschlußschlitzes 24,
soweit es die Antenne betrifft, eine ungenutzte Fläche dar.
Fig. 12 stellt ein Diagramm dar, das die Anordnung der
Abstrahlungsschlitzpaare 20 und des Abschlußschlitzes 24 in
der r-Θ Ebene (nämlich der Antennenebene) eines zylindrischen
Koordinatensystems (r, Θ, z) wiedergibt, bei dem die
Seitenfläche der Antenne längs der z-Achse angenommen wird, d.
h. die z-Achse steht senkrecht zur Stirnfläche der Antenne.
Wie aus Fig. 12 ersichtlich, sind die Abstrahlungsschlitzpaare
20 an radialen Positionen gruppiert, die dem Winkel Θ in
Umfangsrichtung proportional sind. Diese sind längs einer
Grundlinie angeordnet, die eine Periodizität von 2π bezüglich
der Richtung des Radius r aufweist. Der Abschlußschlitz 24
belegt ebenfalls radiale Positionen, die dem Winkel Θ in
Umfangsrichtung proportional sind. Falls die obere Platte 12
der Planarantenne 10 als eine Scheibe mit dem Radius a
ausgebildet wird, wirkt die Fläche ΔS des in Fig. 12
schraffierten Teils nicht als Teil der Antenne und stellt
einen ungenutzten Bereich dar. Wie aus Fig. 13 ersichtlich,
beträgt bei einer Frequenz von 12 GHz (Wellenlänge 25 mm) das
Belegungsverhältnis ΔS/S (wobei S = πa2) 11,8% bei einem
Durchmesser von 40 cm, 9,5% bei einem Durchmesser von 50 cm
und 8% bei einem Durchmesser von 60 cm.
Das nachfolgende Ausführungsbeispiel betrifft eine
Planarantenne, bei der die ungenutzte Fläche ΔS nicht
auftritt.
Dies wird nun im Detail beschrieben.
Zuerst wird der grundlegende Lösungsweg dieses
Ausführungsbeispiels beschrieben.
Wie vorstehend erläutert, verläuft der Abschlußschlitz 24
längs der Verlängerungslinie der Spirallinie (Grundlinie), die
die Positionen der Abstrahlungsschlitzpaare 20 festlegt. Der
Grund dafür ist darin zu sehen, daß die vom
Abstrahlungsschlitz 24 abgestrahlten Wellen in Phase mit
den Wellen sein sollen, die von den
Abstrahlungsschlitzpaaren 20 abgestrahlt werden. Wird somit
beispielsweise auf der Innenseite des Abstrahlungsschlitzes 24
ein dielektrisches Material angeordnet, das die
Phasengeschwindigkeit einstellt, so kann dann eine Dehnung des
Abschlußschlitzes 24 in radialer Richtung unterdrückt und
somit der Radius a der Planarantenne verringert werden.
Wie aus Fig. 14 ersichtlich, ist auf der Innenseite des
Abschlußschlitzes 24 in einem Bereich, der sich vom Radius a-r
bis zum Radius a erstreckt, ein Phaseneinstellelement 28
eingebettet, das aus einem dielektrischen Material besteht,
dessen Wellenausbreitungsstrecke in Abhängigkeit vom
Winkel Θ in Umfangsrichtung variiert. Stellt λ die Wellenlänge
und εr die relative Dielektrizitätskonstante des
Phaseneinstellelements 28 dar, so wird die Fläche ΔS des Teils
an der Außenseite des Abschlußschlitzes 24 durch folgende
Gleichung bestimmt:
ΔS = [πa² - π(a - λg)²]/2
= πa² · λg/a · [1 - (λg/2a)] (1)
= πa² · λg/a · [1 - (λg/2a)] (1)
wobei
Es ist verständlich, daß das Verhältnis ΔS/S von ΔS zur
Antennenfläche S (= πa2) verringert werden kann, indem ein
dielektrisches Material mit einer hohen relativen
Dielektrizitätskonstanten εr verwendet wird, wie dies in Fig.
15 dargestellt ist.
Wie in Fig. 14 beschrieben, kann ΔS jedoch nicht zu Null
gemacht werden; d. h. der Abschlußschlitz 24 kann nicht
kreisförmig ausgestaltet werden, indem lediglich das
Phaseneinstellelement 28, dessen Wellenausbreitungsstrecke
abhängig vom Winkel Θ in Umfangsrichtung variiert, auf der
Innenseite des Abschlußschlitzes 24 vorgesehen wird.
Demzufolge wird bei diesem Ausführungsbeispiel der umgekehrte
Lösungsweg eingeschlagen. Im einzelnen wird zuerst der
Abschlußschlitz kreisförmig ausgebildet und dann ein
dielektrisches Material, dessen Wellenausbreitungsstrecke
bzw. -weg in Abhängigkeit vom Winkel Θ in Umfangsrichtung
variiert, so angeordnet, daß eine Phase, die der der vom
Abstrahlungsschlitzpaar abgestrahlten Wellen entspricht,
selbst mit diesem kreisförmigen Abschlußschlitz erzielt werden
kann. Wird der Abschlußschlitz zuerst kreisförmig ausgebildet,
so wird dann das dielektrische Material für die
Phaseneinstellung auch unter den Abstrahlungsschlitzpaaren
innerhalb des radialen Wellenleiters angeordnet sein. In
diesem Fall werden die Positionen der Abstrahlungsschlitzpaare
auch in Abhängigkeit vom Betrag der vom dielektrischen, für
die Phaseneinstellung vorgesehen Material erzeugten Änderungen
der Phase eingestellt.
Fig. 16 stellt ein Diagramm dar, das die Schlitzanordnung in
der r-Θ Ebene eines zylindrischen Koordinatensystems (r, Θ, z)
bei einem Ausführungsbeispiel darstellt, bei dem ein
dielektrisches Material (z. B. eine Keramik), dessen relative
Dielektrizitätskonstante εr den Wert 4 hat, als
Phaseneinstellelement verwendet wird. Ein
Abstrahlungsschlitzpaar 30 weist zwei Abstrahlungsschlitze
auf, die ähnlich dem oben beschriebenen Schlitzpaar 20 ein
Paar ausbilden. Mit Ausnahme der Abstrahlungsschlitzpaare 30
am äußersten Umfang der Antenne sind die Schlitze so
angeordnet, wie dies in Fig. 4 dargestellt ist. Ein
Abschlußschlitz 32 strahlt Wellen ab, die von den
Abstrahlungsschlitzpaaren nicht abgestrahlt werden. Dieser
Abstrahlungsschlitz 32 ist ein kreisrunder, ringförmiger
Schlitz, der eine ringförmige Öffnung aufweist, deren innerer
Radius mit a bezeichnet ist.
Das Phaseneinstellelement 34 weist, wie vorstehend erwähnt,
eine relative Dielektrizitätskonstante mit εr = 4 auf. In
einem Bereich beginnend von einem Punkt 2π einwärts vom
Abschlußschlitz 32, d. h. von einer Radiusposition (a-λ), bis
zum Abschlußschlitz 32, nämlich der Radiusposition a, weist
das Phaseneinstellelement 34 bei einem Winkel Θ in
Umfangsrichtung einen Wellenausbreitungsweg bzw. -breite
von Null auf. Die Breite des Phaseneinstellelements ändert
sich kontinuierlich, so daß bei einem Winkel Θ von 360° eine
Breite von λ erreicht wird.
Die Abstrahlungsschlitzpaare 30 am äußersten Rand müssen auf
einer Grundlinie (Spirallinie) liegen, die 2π einwärts vom
Abschlußschlitz 32 und 2π auswärts von der Grundlinie
(Spirallinie) liegen, die von den innenliegenden
Abstrahlungsschlitzen 30 bestimmt wird. Die relative
Dielektrizitätskonstante εr des Phaseneinstellelements 34 hat
den Wert 4 und die Wellenlänge λg an diesem Teil ergibt sich
wie folgt:
Demzufolge werden die vorstehend erwähnten Phasenbedingungen
erfüllt, falls die Abstrahlungsschlitzpaare 30 am äußersten
Umfang bzw. Rand auf einer Spirallinie gruppiert werden, die
bei einem Winkel Θ von 0° einen Radius von a-λ und bei einem
Winkel Θ von 360° einen Radius von a-λ/2 aufweist. Da das
Phaseneinstellelement 34 die in Fig. 16 gezeigte Lage und
Breite und eine relative Dielektrizitätskonstante εr mit dem
Wert 4 aufweist, können die Positionen der
Abstrahlungsschlitzpaare 30 am äußersten Umfang auf einfache
Weise mathematisch bestimmt werden.
Fig. 17 gibt eine verallgemeinerte Draufsicht auf eine
Planarantenne wieder, bei der die Schlitzanordnung gemäß Fig.
16 verwirklicht ist. Fig. 18 stellt eine Schnittansicht längs
der Linie C-C in Fig. 17 dar. Die in Fig. 16 gezeigten
Abstrahlungsschlitzpaare 30 sind in bezug auf den
Abschlußschlitz 32 und das Phaseneinstellelement 34 mit den
gleichen Bezugszeichen dargestellt. Dieses Ausführungsbeispiel
stellt im Grunde einen einschichtigen Aufbau gemäß den Fig. 1
bis 3 dar, und zwar mit Ausnahme des ringförmigen Abschlußschlitzes 32, der
Abstrahlungsschlitzpaare 30, der Position des
Abschlußschlitzes und der Existenz des Phaseneinstellelements
34.
Wie aus Fig. 18 ersichtlich, wird ein radialer Wellenleiter
mit Hilfe einer kreisförmigen, oberen Platte 40, die die
Antennenfläche bildet, und einer kreisförmigen unteren Platte
42, die im vorbestimmten Abstand von der oberen Platte 40 und
parallel dazu angeordnet ist, ausgebildet. Eine Öffnung
zwischen der Innenkante einer ringförmigen Scheibe 44 und der
Außenkante der oberen Platte 40 dient als Abschlußschlitz 32.
Die obere Platte 40, die untere Platte 42 und die ringförmige
Scheibe 44 bestehen aus einem elektrisch leitenden Material.
Obwohl nicht dargestellt, können die obere Platte 40 und die
ringförmige Scheibe 44 mittels Elementen und in einer Art und
Weise an einer geeigneten Anzahl von Stellen miteinander
verbunden werden, so daß damit keine große Wirkung auf die
Antennenkennwerte ausgeübt wird.
Im Zentrum der unteren Platte 42 ist ein Koaxialkabel 46
angeschlossen und am zentralen Teil der Innenfläche (die der
unteren Platte 42 zugewandte Fläche) der oberen Platte 40 ist
ein kegelförmiger Anpassungsreflektor 48 befestigt, der die
Wellen vom Koaxialkabel 46 radial nach außen lenkt.
Wie in Fig. 16 gezeigt, ändert sich die Breite, nämlich der
Wellenausbreitungsweg des Phaseneinstellelements 34 in
Abhängigkeit von der Winkelposition in Umfangsrichtung. Wie
jedoch aus Fig. 18 ersichtlich, ist die Stirnfläche, über die
die Wellen eindringen, und die Stirnfläche über die die
Wellen austreten, um einen Winkel von beispielsweise 45°
bezüglich der Bewegungsrichtung der Wellen geneigt, um
eine Reflektion der Wellen zu verhindern.
Ein Reflektor 50 für die sich
fortpflanzenden Wellen in Richtung des Abschlußschlitzes
32 ist im Endbereich auf der radial äußeren Seite des radialen
Wellenleiters vorgesehen, der mit Hilfe der oberen Platte 40
und der unteren Platte 42 ausgebildet wird. Da der
Abschlußschlitz 32 die Form eines kreisförmigen Rings
aufweist, wird der Reflektor 50 vorzugsweise dadurch
hergestellt, indem die innere Umfangsfläche eines runden,
ringförmigen Elements mit einer Abschrägung von etwa 45°
versehen wird und diese geneigte Fläche zu einer
Wellenreflexionsfläche maschinell bearbeitet wird, um
eine Reflexion zur Seite des Zentrums zu minimieren. Ein
derartiger Reflektor 50 kann sehr einfach hergestellt werden.
Obwohl das Innere des durch die obere Platte 40 und die untere
Platte 42 ausgebildeten, radialen Wellenleiters bzw.
Hohlleiters mit Ausnahme des vom Phaseneinstellelement 34
belegten Raums vollständig hohl ist, kann das Innere ganz oder
teilweise mit einem geeigneten dielektrischen Material gefüllt
sein. Falls das Innere mit einem solchen dielektrischen
Material gefüllt ist, wird die relative
Dielektrizitätskonstante des Phaseneinstellelements 34 im
Vergleich zu der äquivalenten relativen
Dielektrizitätskonstanten des dielektrischen Materials der
Füllung bestimmt. Obwohl der Abstand zwischen der oberen
Platte 40 und der unteren Platte 42 durch die eigene
Festigkeit dieser Platten 40, 42 beibehalten wird, kann dieser
Abstand auch durch ein geeignetes Abstützelement aufrecht
erhalten werden, das keine nachteiligen Auswirkungen auf die
Ausbreitung der Wellen hat.
Wie in Verbindung mit Fig. 16 beschrieben, sind die
Abstrahlungsschlitzpaare 30 auf der oberen Platte 40
angeordnet. Selbstverständlich sind, wie in den Fig. 1 bis 3
verdeutlicht, die Längen der einzelnen Abstrahlungsschlitze,
die die Abstrahlungsschlitzpaare 30 ausbilden, der Abstand Sr
zwischen benachbarten Schlitzpaaren 30 in radialer Richtung,
der Abstand Sa in Umfangsrichtung und die Wellenleiterdicke
(d. h. der Abstand zwischen der oberen Platte 40 und der
unteren Platte 42) so gewählt bzw. eingestellt, daß in der
Praxis eine gleichförmige Aperturverteilung erzielt wird. In
Fig. 17 ist eine gestrichelte Grundlinie (Spirallinie) 52
dargestellt, die als Lagebezug für die
Abstrahlungsschlitzpaare 30 dient. Innerhalb dieser Grundlinie
52 beträgt der Änderungsbetrag in radialer Richtung beim
äußersten Umlauf die Hälfte des Änderungsbetrags beim inneren
Umkreis. Der Grund hierfür ist darin zu sehen, daß die relative
Dielektrizitätskonstante des Phaseneinstellelements 34 den
Wert 4 aufweist.
Fig. 19 verdeutlicht die Lagebeziehung zwischen der Grundlinie
52 (Spirallinie) der Abstrahlungsschlitzpaare 30, dem
Abschlußschlitz 32 und dem Phaseneinstellelement 34. Das
Phaseneinstellelement 34 ist zur Verdeutlichung durch
Schraffur hervorgehoben, wobei die Form der Stirnfläche, die
die obere Platte 40 berührt, das Phaseneinstellelement 34
repräsentiert. Die End- bzw. Stirnfläche des
Phaseneinstellelements 34 auf der Innenseite verläuft längs
eines Kreises mit dem Radius a-λ, während die Stirnfläche auf
der Außenseite des Phaseneinstellelements 34 eine
spiralförmige Linie bildet, deren Radius sich von a-λ bis a
ändert.
Der Betrieb der in den Fig. 17 und 18 dargestellten
Planarantenne wird nachfolgend vereinfacht dargestellt.
Ein elektrisches Signal von einer nicht dargestellten
Speisequelle wird über das Koaxialkabel 46 dem Inneren des
durch die obere Platte 40 und die untere Platte 42
ausgebildeten, radialen Wellenleiters zugeführt, wobei das
elektrische Signal sich infolge des Anpassungsreflektors 48
radial durch das Innere des radialen Wellenleiters ausbreitet.
Im Laufe der Ausbreitung werden an der Stirnfläche der Antenne
durch die Abstrahlungsschlitzpaare 30 zirkularpolarisierte
Wellen nach und nach abgestrahlt. Wellen, die mit
Hilfe des Phaseneinstellelements 34 hinsichtlich der Phase so
eingestellt sind, daß diese in Phase mit den Wellen sind,
die von den Abstrahlungsschlitzpaaren 30 am inneren Umkreis
ausgesandt werden, werden von den Abstrahlungsschlitzen 30 am
äußersten Umkreis abgestrahlt. Wellen, die von den
gesamten Abstrahlungsschlitzpaaren 30 nicht abgestrahlt
werden, durchlaufen das Phaseneinstellelement 34 fast ohne
Reflexion und werden mit Hilfe des Reflektors 50 auf den
Abschlußschlitz 32 ausgerichtet, so daß diese von der
Stirnseite der Antenne abgestrahlt werden können. Die
Wellen, die das Phaseneinstellelement 34 durchlaufen
haben, stellen zirkularpolarisierte Wellen in
konzentrischem Verhältnis dar, wobei das Zentrum das Zentrum
der Antenne ist. Demzufolge sind die vom Abschlußschlitz 32
abgestrahlten Wellen perfekt abgestimmt auf die
zirkularpolarisierten Wellen, die von den
Abstrahlungsschlitzpaaren 30 erzeugt wurden.
Bei dem im Zusammenhang mit den Fig. 16 bis 19 beschriebenen
Ausführungsbeispiel bildet die Stirnfläche auf der Innenseite
des Phaseneinstellelements 34 einen Kreis mit dem Radius a-λ,
während die Stirnfläche auf der Außenseite des
Phaseneinstellelements 34 eine Spirallinie bildet, deren
Radius sich von a-λ bis a ändert. Diese Stirnflächen können
jedoch auch andere Formen aufweisen.
Fig. 20 bezieht sich auf ein viertes Ausführungsbeispiel und
stellt ein Diagramm dar, das, ähnlich wie das der Fig. 16, die
Anordnung der Schlitze in der r-Θ Ebene zeigt. Das
Bezugszeichen 60 kennzeichnet ein Abstrahlungsschlitzpaar, das
ähnlich bzw. gleich dem Abstrahlungsschlitzpaar 30 ist; das
Bezugszeichen 62 kennzeichnet einen runden, ringförmigen
Abschlußschlitz, der ähnlich bzw. gleich dem Abschlußschlitz
32 ist; und das Bezugszeichen 64 kennzeichnet ein
Phaseneinstellelement, das dem Phaseneinstellelement 34
entspricht. Das Phaseneinstellelement 64 bei diesem
Ausführungsbeispiel hat eine relative
Dielektrizitätskonstante von 4, seine innere Stirnfläche
bildet eine Spirallinie, deren Radius sich von a
(Umfangswinkel Θ = 0°) bis zu a-λ (Umfangswinkel Θ = 360°)
ändert und seine äußere Stirnfläche stellt einen Kreis mit dem
Radius a dar. In diesem Fall werden die
Abstrahlungsschlitzpaare 60 am äußersten Umkreis in einem
Bereich des Umfangswinkels Θ von 0° bis 180° längs einer
Spirallinie, deren Radius sich von a-λ (Θ = 0°) bis a-λ/2 (Θ =
180°) ändert, und in einem Bereich des Umfangswinkels Θ von 180° bis
360° längs eines Kreises mit dem Radius a-λ/2 angeordnet.
Bei dem vorstehend erläuterten Ausführungsbeispiel wird für
das Phaseneinstellelement 34 und 64 ein Dielektrikum
verwendet, dessen relative Dielektrizitätskonstante den
Wert 4 hat. Dies stellt jedoch nur ein Beispiel dar, und es
ist offensichtlich, daß ein Material mit einer anderen relativen
Dielektrizitätskonstanten Verwendung finden kann.
Obwohl bei diesen Ausführungsbeispielen die inneren und
äußeren Stirnflächen der Phaseneinstellelemente 34, 64
gebogene Flächen darstellen, deren radiale Ausrichtung sich
mit dem Umfangswinkel sanft ändert, kann eine oder können
beide sich selbstverständlich einer polygonalen Form annähern.
Ferner ist es zulässig, eine Anordnung vorzusehen, bei der der
Betrag der Phase längs des Umfangswinkels des
Phaseneinstellelements 34 bzw. 64 durch Änderung der
Dielektrizitätskonstanten oder der
Wellenausbreitungsstrecke und der
Dielektrizitätskonstanten variiert wird.
Vorstehend wurden Ausführungsbeispiele beschrieben, bei denen
die Wellen an der Stirnseite der Antenne in z-Richtung, d. h.
senkrecht zur Antennenfläche, abgestrahlt werden. Die
Erfindung ist jedoch auch bei einer Antenne mit geneigtem
Strahl anwendbar, bei der die Wellen von der Stirnseite
der Antenne in eine Richtung abgestrahlt werden, die in einem
vorbestimmten Winkel geneigt ist. Wie z. B. aus Fig. 21
ersichtlich, wird ein Fall zugrundegelegt, bei dem, falls die
Seitenfläche der Antenne längs der z-Achse verläuft und die x-
und y-Achse der Antennenfläche zugeordnet ist, ein Hauptstrahl
in der y-z Ebene um einen Winkel Φ0 bezüglich der z-Achse
geneigt ist. Damit eine Welle, die vom Ursprung 0 (eine
imaginäre Welle dient als Bezug) ausgesandt wird, und eine
Welle, die nach Fortpflanzung vom Ursprung 0 zu einem
Punkt P die gleiche Phase in Richtung des Hauptstrahles
aufweisen, muß folgende Bedingung erfüllt sein:
2πrn/λg - 2πrncosα/λ = 2 (n + C)π + Θ (3)
wobei C eine Konstante und n eine positive ganze Zahl ist, die
am innersten Umkreis der Spirale den Wert 0 und am äußersten
Umkreis der Spirale den Wert N hat.
Da das folgende gilt:
cos α = sin Φ₀ sin Θ (4)
erhält man
rn = (n + C - Θ/2π)λ · λg/(λ - λg sin Φ₀ sin dΘ) (5)
Demzufolge gilt
rn+1 - rn = Θ · λ · λg/2π(λ - λg sin Φ₀ sin Θ) (6)
Anhand der Gleichung (5) ist verständlich, daß die
Abstrahlungsschlitzpaare ähnlich den Abstrahlungsschlitzpaaren
20 und 30 so angeordnet sein sollten, daß sie längs der +y-
Achse weiter vom Zentrum weg und längs der -y-Achse näher zum
Zentrum hin gerichtet sind. Ferner ergibt sich aus der
Gleichung (6), daß der Spiralenabstand nicht von n abhängig
ist. Fig. 22 verdeutlicht die Schlitzanordnung in der
Antennenebene für diesen Fall.
Falls die Abstrahlungsschlitzpaare bei einer solchen Antenne
mit geneigtem Strahl mit dem in den Fig. 1 bis 3 beschriebenen
Abschlußschlitz verwendet werden sollen, so sollte der
Abschlußschlitz ebenso längs einer Grundlinie gebogen sein,
die ähnlich der der Abstrahlungsschlitzpaare ist. Die Fig. 23
und 24 verdeutlichen die Anordnung des Abschlußschlitzes und
von Abstrahlungsschlitzpaaren in der r-Θ Ebene für den Fall
einer Antenne mit geneigtem Strahl (Diagrammneigung). Aus
Vereinfachungsgründen wird angenommen, daß die Wellenlänge λg
im Wellenleiter gleich der räumlichen Wellenlänge λ ist. Fig.
23 zeigt einen Fall, bei dem der Neigungswinkel Φ0 = 15° und
Fig. 23 zeigt einen Fall, bei dem der Neigungswinkel Φ0 = 5°
ist. Wie aus der vorstehenden Beschreibung verständlich,
sollten die Schlitze längs gebogenen Linien angeordnet sein,
die an Stellen, bei denen der Umfangswinkel Θ den Wert 90° bzw.
270° aufweist, sich in gegenseitig entgegengesetzte Richtungen
ausbauchen. In Fig. 23 sind Grundlinien 70 und 72, auf denen
die Abstrahlungsschlitzpaare gruppiert sind, und der
Abschlußschlitz 74 dargestellt. In Fig. 24 sind Grundlinien 76
und 78, auf denen die Abstrahlungsschlitzpaare gruppiert sind
und der Abschlußschlitz 80 dargestellt.
Fig. 25 verdeutlicht die Schlitzanordnung in der r-Θ Ebene für
den Fall, daß die Erfindung bei der Planarantenne mit
geneigtem Strahl gemäß Fig. 24 Anwendung findet. Auf
Grundlinien 82, 84 sind Abstrahlungsschlitzpaare angeordnet,
die den Abstrahlungsschlitzpaaren 30 entsprechen. Ferner ist
ein Abschlußschlitz 88 vorgesehen. Für einen Fall, bei dem
angenommen wird, daß kein Phaseneinstellelement 92 vorgesehen
ist, ist eine weitere Grundlinie 86 dargestellt, auf der
Abstrahlungsschlitzpaare gruppiert sind. Die Grundlinien 82,
84 stimmen entsprechend mit den Grundlinien 76 und 78 der Fig.
24 überein.
An der Innenseite des Abschlußschlitzes 88 ist ein
Phaseneinstellelement 92 angeordnet, so daß der
Abschlußschlitz 88 einen echten Kreis oder einen im
wesentlichen echten Kreis bildet. Wie im Fall der Fig. 16 wird
ein dielektrisches Material mit einer relativen
Dielektrizitätskonstanten εr von 4 verwendet, während der
übrige Teil des Wellenleiters hohl ist (relative
Dielektrizitätskonstante εr = 1). Der Innendurchmesser des
Phaseneinstellelements 92 ist konstant, während dessen
Außendurchmesser sich in Umfangsrichtung ändert. Die Breite w
des Phaseneinstellelements 92 in Θ-Richtung wird wie folgt als
eine Funktion des Radius a des Abschlußschlitzes 88 bestimmt:
w = λ[(Θ/2π) + a sinΘ sin Φ/λ₀]
Die Abstrahlungsschlitzpaare an äußersten Umkreis sind auf
einer Grundlinie 90 auf dem Phaseneinstellelement 92
angeordnet. Die Grundlinie 90 wird erhalten, indem man die
Grundlinie 86 um 1/2 in radialer Richtung unter Verwendung des
inneren Umfangs des Phaseneinstellelements 92 als Bezug
verringert. Im Grunde sollten die Positionen der Grundlinie 86
und der Außenumfangsenden des Phaseneinstellelements 92 unter
Verwendung eines Lösungswegs bestimmt werden, der dem in
Verbindung mit dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 16 ähnlich
bzw. gleich ist.
Als nächstes wird ein fünftes Ausführungsbeispiel beschrieben,
bei dem die Planarantenne ein Phaseneinstellelement auf der
lnnenseite des Abschlußschlitzes aufweist.
Im allgemeinen können die Umstände der Wellenausbreitung bei
einem Wellenleiteraufbaus, der aus Materialien mit
unterschiedlichen Dielektrizitätskonstanten besteht, die im
Vergleich zur Wellenlänge in transversaler Richtung der
Wellenausbreitung ausreichend dünn sind, und eines
Aufbaus, bei dem die transversale Breite des Wellenleiters in
Wellenausbreitungsrichtung variiert, theoretisch durch
äquivalente Dielektrizitätskonstanten beschrieben werden,
wobei die Anpassungsbedingungen an den Schnittstellen der sich
ändernden äquivalenten Dielektrizitätskonstanten ebenso
bekannt sind. Demzufolge ist es selbst bei der vorliegenden
Erfindung zulässig, diesen so auszugestalten, daß eine
Vielzahl von dielektrischen Schichten im Inneren des radialen
Wellenleiters vorgesehen ist und die transversale Breite des
Wellenleiters entsprechend eingestellt ist, so daß dadurch in
äquivalenten Ausdrücken die Phaseneinstellfunktion der
Phaseneinstellelemente 34, 64, 92 realisiert wird.
Fig. 26(a) stellt eine Draufsicht des fünften
Ausführungsbeispiels dar, während Fig. 26(b) eine zentrale
Schnittansicht und Fig. 26(c) eine zentrale transversale
Schnittansicht wiedergibt. Die Abstrahlungsschlitzpaare sind
bei Fig. 26(a) weggelassen. Eine geschlitzte Platte 100 ist
vorgesehen, die eine Anzahl von Abstrahlungsschlitzpaaren
aufweist, die den Abstrahlungsschlitzpaaren 30 entsprechen.
Diese Platte 100 entspricht der oberen Platte 40 in Fig. 16.
Ferner ist eine Basisplatte 102 vorgesehen, die zwischen sich
und der oberen Platte 100 einen radialen Wellenleiter
ausbildet. Diese Platte 102 entspricht der unteren Platte 42
in Fig. 16. Ferner ist ein Koaxialkabel 104 und ein
Abschlußschlitz 106 vorgesehen, der die Form eines echten oder
eines im wesentlichen echten Kreises aufweist. Dieser
Abschlußschlitz entspricht dem Abschlußschlitz 32 (Fig. 16, 17
und 18). Erregte Wellen vom Koaxialkabel 104 breiten sich
über den zwischen der geschlitzten Platte 100 und der
Basisplatte 102 ausgebildeten Wellenleiter radial nach außen
aus. Diese Wellen werden von den
Abstrahlungsschlitzpaaren, die nicht dargestellt sind, und dem
Abschlußschlitz 106 nach außen abgestrahlt.
In Inneren des radialen Wellenleiters, der von der
geschlitzten Platte 100 und der Basisplatte 102 ausgebildet
wird, ist eine dielektrische Platte 108 angeordnet, deren
Durchmesser sich in Form einer Spirale in Abhängigkeit vom
Umfangswinkel vergrößert. Werden im einzelnen die Radien bei Θ
= 0°, 90°, 180°, 270° und 360° durch R0, R1, R2, R3 bzw. R4
gekennzeichnet, so gilt
R0 < R1 < R2 < R3 < R4.
Obwohl die Details später beschrieben werden, sei gesagt, daß
der Teil der dielektrischen Platte 108, der außerhalb des
Radius R0 liegt, im wesentlichen als Phaseneinstellelement 34
dient.
Die Dicke der dielektrischen Platte 108 ist konstant und die
umfangsseitige Stirnfläche ist im rechten Winkel geschnitten.
Zur besseren Verdeutlichung ist die dielektrische Platte 108
in Fig. 26(a) durch Schraffur dargestellt. Ein
Plattenmaterial, das durch Mischen oder Anrühren und
anschließendem Formen einer Vielzahl von Kunstharzen erzeugt
wird, kann einem Stanzvorgang zur Ausbildung der
dielektrischen Platte 108 unterzogen werden. Eine derartige
Platte mit einer relativen Dielektrizitätskonstanten von 4
bis 6 kann leicht hergestellt werden.
Zwischen der dielektrischen Platte 108 und der Basisplatte 102
ist in einem sich vom Zentrum bis zum festen Radius Rs
erstreckenden Bereich ein Raum 110 vorgesehen. Die Wellen
breiten sich entsprechend einer äquivalenten
Dielektrizitätskonstanten aus, die durch die
Dielektrizitätskonstante der dielektrischen Platte 108 und der
Dielektrizitätskonstanten des Raumes 110 bestimmt wird. Obwohl
die Einzelheiten später beschrieben werden, sei gesagt, daß
die Breite des Raumes 110 sich allmählich verringert, so daß
die Funkwellen überhaupt nicht oder nur in sehr geringem
Ausmaß infolge der Anpassungsbedingungen im Bereich kurz vor
dem Radius Rs reflektiert werden. Schließlich wird die Breite
des Raumes 110 auch zum Zwecke der Abstützung der
dielektrischen Platte 108 zu Null gemacht. Auf der vom Radius
Rs nach außen gerichteten Seite ist die Anordnung so
getroffen, daß die Wellen sich nur durch die dielektrische
Platte 108 längs des Wellenausbreitungsweges ausbreiten,
der für das Phaseneinstellelement 34 erforderlich ist. Die
transversale Breite des radialen Wellenleiters wird dabei so
festgelegt, daß sich keine oder nur eine sehr geringe
Reflexion durch die Anpassungsbedingungen auf der weiter
außen gelegenen Seite ergibt. Wellen, die die
dielektrische Platte 108 durchlaufen haben, pflanzen sich
durch einen Raum 112 fort und erreichen den Abschlußschlitz
106, von dem sie nach außen abgestrahlt werden.
Die Wellenausbreitungsbedingungen in der Nähe des Radius
Rs wird nun vereinfacht unter Bezugnahme auf Fig. 27
beschrieben. Aus Vereinfachungsgründen wird eine Annäherung
mit einer ebenen Welle vorgenommen. Die Fig. 27(a) und 27(b)
stellen transversale Schnittansichten von
Wellenleiterbereichen dar, die eine Phaseneinstellung
vornehmen. Fig. 27(b) entspricht dem Aufbau der Fig. 26. Jede
der Fig. 27(a) und 27(b) löst die Aufgabe der Erfindung. Die
Fig. 27(a) und 27(b) können als Übertragungsleitung der in
Fig. 27(c) gezeigten Art angesehen werden. Im einzelnen
entspricht ein Bereich I in Fig. 27(c) dem Bereich Ia in Fig.
27(a) bzw. dem Bereich Ib in Fig. 27(b), ein Bereich II in
Fig. 27(c) dem Bereich IIa in Fig. 27(a) bzw. dem Bereich IIb
in Fig. 27(b) und ein Bereich III in Fig. 27(c) dem Bereich
IIIa in Fig. 27(a) bzw. dem Bereich IIIb in Fig. 27(b).
Im allgemeinen ist die Impedanz einer Übertragungsleitung wie
folgt bestimmt:
wobei w (eine Konstante) die Breite der Leitung, d die Höhe
der Leitung und εe die äquivalente Dielektrizitätskonstante der
Leitung darstellt. Ferner wird die Kreiswellenzahl k durch
folgende Gleichung ausgedrückt:
Stellt demzufolge ε1 die relative Dielektrizitätskonstante
der dielektrischen Platte 108, d1 deren Dicke und d3 die
transversale Breite des radialen Wellenleiters in den
Bereichen IIIa, IIIb dar, so erhält man in den Bereichen Ia
und Ib der Fig. 27(a) und 27(b):
In den Bereichen IIIa und IIIb der Fig. 27(a) und 27(b):
Z3 = d3Z0 (11)
k₃ = k₀ (12)
In dem Bereich IIa der Fig. 27(a):
z₂ = dZ₀ (13)
k₂ = K₀ (14)
In dem Bereich IIb der Fig. 27(b)
Anhand des Konzepts einer Kondensatorreihenschaltung kann man
schreiben:
εe2 = (ε₁d₃)/[ε₁(d₃-d₁)+d₁] (17)
Die Spannung und der Strom in jedem Bereich ergibt sich wie
folgt:
In den Bereichen Ia, Ib
In den Bereichen Ia, Ib
v₁ = AZ₁ [exp(-jk₁z)+R₁ exp(jk₁z)] (18)
I₁ = A[exp(-jk₁z)-R₁ exp(jk₁z)] (19)
In den Bereichen IIa und IIb
V₂ = BZ₂[exp(-jk₂z)+R₂ exp(jk₂z)] (20)
I₂ = B[exp(-jk₂z)-R₂ exp(jk₂z)] (21)
In den Bereichen IIIa und IIIb
V₃ = CZ₃ exp(-jk₃z) (22)
I₃ = C exp(-jk₃z) (23)
An einem Punkt, an dem z = 0 gilt, nämlich an den Grenzen der
Bereiche Ia, Ib und IIa und IIb, kann man schreiben:
[(1+R₁)/(1-R₁)]Z₁ = [(1+R₂)/(1-R₂)Z₂ (24)
An einem Punkt, an dem z = a gilt, nämlich an den Grenzen der
Bereiche IIa, IIb und IIIa und IIIb, kann man schreiben:
Z₂ · [1+R₂ exp(j2Θ)]/[1-R₂ exp(j2Θ)] = Z₃ (25)
wobei Θ = k₂a. Aus der Gleichung (25) erhält man
R₂ = [(Z₃-Z₂)exp(-j2Θ)]/(Z₃+Z₂) (26)
Wird dies in die Gleichung (24) eingesetzt, so erhält man
folgendes:
(1+R₁)/(1-R₁) = (Z₂/Z₁) · [Z₃+Z₂+(Z₃-Z₂)exp(-j2Θ)]/[Z₃+Z₂-(Z₃-Z₂)exp(-j2Θ)] (27)
Angenommen, daß lediglich eine Welle in den Bereichen Ia
und Ib existiert, die sich radial nach außen fortpflanzt, so
gilt:
R₁ = 0 (28)
Wird dies in die Gleichung (27) eingesetzt, so ergeben sich
die Anpassungsbedingungen zu:
Θ = π/2 (29)
Z₂² = Z₁Z₃ (30)
Es ist ausreichend, falls d₁, d₃, ε₁ und a so ausgewählt
werden, daß sie diesen Bedingungen genügen.
Nachfolgend wird nun ein Beispiel für spezielle numerische
Werte gegeben. Im Falle der Fig. 27(a) ergibt sich die Länge a
des Bereichs IIa bei fehlender Reflexion und einer Frequenz
von 12 GHz, falls λ/4 aus Gleichung (29) gilt, zu:
a = λ/4 = 6,25 mm
Aus den Anpassungsbedingungen der Gleichung (30) ergibt sich
Demgemäß erhält man:
Falls ε₁ = 4 gilt, so ergibt sich
d₂/d₁ = 2 (33)
Im Falle der Fig. 27(b) erhält man
Demgemäß erhält man
Aus Gleichung (17) erhält man das folgende:
Falls ε₁ = 4 gilt, dann erhält man:
d₃ = (5/4)d₁ (38)
εe2 = 2,5 (39)
Bei 12 GHz erhält man folgendes:
In den Fig. 26 und 27 ist ein Ausführungsbeispiel
verdeutlicht, bei dem eine dielektrische Platte 108 und die
Luftschicht 110 gestapelt sind. Selbstverständlich ist die
Erfindung auf diese Kombination nicht beschränkt, denn es
können mehrere Schichten gestapelt werden. Falls erforderlich,
kann die Höhe des Wellenleiters geändert und die
Phaseneinstellelemente 34, 64 und 92 können so ausgebildet
werden, daß sie die gleiche Phaseneinstellwirkung vornehmen.
Mit einer solchen Wellenleiterstruktur ist es nicht sehr
schwierig, eine Reflexion an dem Teil zu unterdrücken oder zu
beseitigen, an dem sich die Dielektrizitätskonstante in
Wellenausbreitungsrichtung ändert. Außerdem sind die
Abmessungen und die Form der angepaßten Bereiche nicht auf
jene des oben beschriebenen Beispiels beschränkt. Falls, wie
in Fig. 19 gezeigt, die Stirnfläche des Phaseneinstellelements
34 abgeschrägt wird, führt dies zu einer schwierigen
maschinellen Bearbeitung, so daß die Herstellungskosten höher
sind. Bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 26 ist die
Herstellung in hohem Maße vereinfacht, so daß die
Herstellungskosten niedriger sind.
Die Abstrahlungsschlitze der Abstrahlungsschlitzpaare 30, 60
und die Abschlußschlitze 32, 62 und 106 müssen keine
physikalischen Öffnungen darstellen, solange sie im Hinblick
auf die Wellen Öffnungen bzw. Aperturen sind.
Bei den vorstehenden Ausführungsbeispielen wurden für die
Erläuterung Fälle beschrieben, bei denen Wellen von der
Antennenfläche abgestrahlt, d. h. ausgesendet wurden. Jedoch
gilt die vorstehende Beschreibung entsprechend dem
Antennenreziprozitätstheorem auch für den Fall, daß Wellen
empfangen werden. Wie im einzelnen in Fig. 28 gezeigt, wird
vom Koaxialkabel 16 zugeführte Leistung 210 als
Strahlungsleistung 200 von der Antennenfläche der Planarantenne 10
ausgesandt, während, wie in Fig. 29 gezeigt, eine
Empfangsleistung 210 vom Koaxialkabel 16 abgegeben wird, falls
einfallende Leistung 200 von der Planarantenne 10 unter den
gleichen Bedingungen empfangen wird.
Dieses Antennenreziprozitätsgesetz wird z. B. detailliert
beschrieben in "ANTENNA THEORY", Inter-University Electronics
Series, Vol. 7, McGraw-Hill Book Company, Seiten 93-100.
Wie vorstehend im Detail beschrieben, wird mit Hilfe der
Erfindung eine einschichtige Planarantenne für Sende- oder
Empfangszwecke geschaffen, bei der die Antennenfläche äußerst
effektiv ausgenutzt wird, so daß eine kompakte Planarantenne
mit geringer Größe erzielt werden kann.
Die Erfindung kann in vielfältiger
Art modifiziert werden, beispielsweise im Hinblick auf die
Form des Abschlußschlitzes, die Form des
Phaseneinstellelements und des Reflektorelements, das durch
eine 90°-Wand gebildet wird.
Claims (6)
1. Radialleitungsschlitzantenne, bestehend aus
einem durch eine erste und eine zweite Platte (12,
14; 40, 42; 100, 102) gebildeten Radialwellenleiter, der an
seinem Außenumfang geschlossen ist und in seinem Zentrum
eine koaxiale Speiseeinrichtung (15a, 15b, 16; 46; 104) zur
Anregung einer achssymmetrischen Welle aufweist, wobei in
der ersten Platte (12; 40; 100) längs einer spiralförmigen
Bahn eine Vielzahl von mit dem Radialwellenleiter gekoppel
ten Abstrahlungsschlitzpaaren (20; 30) ausgebildet sind und
die erste Platte (12; 40; 100) mit den Abstrahlungsschlit
zen die Antennenfläche bildet;
dadurch gekennzeichnet,
- - daß verschiedene Parameter der Abstrahlungsschlitze, nämlich die Länge der Abstrahlungsschlitze, der Abstand zwischen benachbarten Abstrahlungsschlitzpaaren (20; 30) in radialer Richtung, der Abstand in Umfangsrichtung und der Abstand zwischen der ersten und der zweiten Platte so ge wählt sind, daß der Kopplungsfaktor vom Außenumfang der An tennenfläche bis zum Zentrum der Antennenfläche sukzessive abnimmt und damit über die Antennenfläche eine gleichför mige Aperturfeldverteilung eingestellt ist, und
- - daß längs des Außenumfanges der ersten Platte (12; 40; 100) entweder ein spiralförmiger, kontinuierlich ver laufender, weiterer Abstrahlungsschlitz (24) ausgebildet ist oder ein ringförmiger Abstrahlungsschlitz (32; 62; 106) ausgebildet ist, dem im Radialwellenleiter ein aus dielek trischem Material bestehendes Phaseneinstellelement (34; 64; 108) zugeordnet ist, welches bezogen auf das Zentrum des Radialwellenleiters wenigstens eine spiralförmig ver laufende Berandungsfläche aufweist.
2. Antenne nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß im Zentrum der ersten Platte (12) ein Bereich vorgese
hen ist, der frei von Abstrahlungsschlitzen (20) ist.
3. Antenne nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet,
daß bei spiralförmigem Abstrahlungsschlitz (24) im Radial
wellenleiter ein Reflektorelement (22) zum Reflektieren von
Wellen dem Abstrahlungsschlitz zugeordnet ist.
4. Antenne nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß bei ringförmigem Abstrahlungsschlitz (32) die innensei
tige Berandungsfläche des Phaseneinstellelements (34) längs
eines Kreises mit dem Radius a - λ verläuft und die außen
seitige Berandungsfläche des Phaseneinstellelements (34)
eine Spirallinie bildet, deren Radius sich von a - λ bis a
ändert, wobei a den inneren Radius des Abstrahlungsschlit
zes und λ die Wellenlänge im Radialwellenleiter bezeichnet
und wobei die Abstrahlungsschlitzpaare am äußersten Rand
auf einer Grundlinie liegen, die 2π einwärts vom kontinuier
lichen Abstrahlungsschlitz und 2π auswärts von der
Grundlinie liegt, die von den innenliegenden Abstrahlungs
schlitzen bestimmt ist.
5. Antenne nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß bei ringförmigem Abstrahlungsschlitz (62) die innensei
tige Berandungsfläche des Phaseneinstellelements (64) eine
Spirallinie bildet, deren Radius sich von a bis a - λ
ändert, und die außenseitige Berandungsfläche des Phasen
einstellelements (64) längs eines Kreises mit dem Radius a
verläuft, wobei a den inneren Radius des Abstrahlungs
schlitzes und λ die Wellenlänge im Radialwellenleiter be
zeichnet und wobei die Abstrahlungsschlitzpaare am äußer
sten Rand auf einer Grundlinie liegen, die 2π einwärts vom
kontinuierlichen Abstrahlungsschlitz und 2π auswärts von
der Grundlinie liegt, die von den innenliegenden Abstrah
lungsschlitzen bestimmt ist.
6. Antenne nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß bei ringförmigem Abschlußschlitz (106) wenigstens
drei aneinander anschließende Wellenleiterbereiche vorgese
hen sind, die, vom Zentrum in radialer Richtung des Radial
wellenleiters (100; 102) gesehen, aus einem ersten Wellen
leiterbereich mit einer ersten Dielektrizitätskonstanten,
einem zweiten Wellenleiterbereich mit einer zweiten Dielek
trizitätskonstanten und einem dritten Wellenleiterbereich
mit einer dritten Dielektrizitätskonstanten bestehen, wobei
das Phaseneinstellelement (108) aus einer dielektrischen
Platte besteht, deren Durchmesser sich in Form einer Spi
rale in Abhängigkeit vom Umfangswinkel vom Zentrum zum Außen
umfang des Wellenleiters vergrößert, wobei die zweite
Dielektrizitätskonstante größer als die erste Dielektrizi
tätskonstante ist und die zweite Dielektrizitätskonstante
einen vorbestimmten Phasenbetrag entsprechend dem Umfangs
winkel (Θ) den sich ausbreitenden Wellen aufprägt.
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