DE3908424C2 - - Google Patents
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- G04F—TIME-INTERVAL MEASURING
- G04F10/00—Apparatus for measuring unknown time intervals by electric means
- G04F10/10—Apparatus for measuring unknown time intervals by electric means by measuring electric or magnetic quantities changing in proportion to time
- G04F10/105—Apparatus for measuring unknown time intervals by electric means by measuring electric or magnetic quantities changing in proportion to time with conversion of the time-intervals
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- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Messung
von Zeiten gemäß dem Oberbegriff des Anspruches 1.
Meßeinrichtungen zur Prüfung von elektronischen Einzel
komponenten, z.B. SSI-, MSI-, LSI- und VLSI-Bauelementen,
benötigen neben Meßgeräten zur Erfassung von stationären
Meßgrößen in zunehmendem Maße auch Meßeinrichtungen
zur dynamischen Meßwerterfassung, z.B. zur Messung
der Periodendauer von Impulsen, der Impulsbreite
und Verzögerungszeiten. Ferner ist es notwendig, solche
Messungen im sogenannten Einzelschußbetrieb durchzuführen,
bei dem nur ein einzelner Impuls ausgemessen wird.
Komplexe Schaltkreise lassen nämlich einen repetitorischen
Betrieb mit ausreichend hohen Frequenzen nicht
mehr zu.
Aus der EP-A-00 51 531 ist eine Schaltungsanordnung der
eingangs genannten Art zur Messung einer Zeit bekannt.
Hierzu wird eine Ladeschaltung verwendet, die mit dem
Auftreten eines Startimpulses mit der Aufladung eines
Kondensators beginnt, und diese Aufladung beendet, wenn
ein Stoppimpuls auftritt. Die Zeit zwischen dem Auftreten
des Startimpulses und des Stoppimpulses wird durch
Ausmessen der Entladezeit der Ladeschaltung festgestellt.
Diese Schaltung hat jedoch den Nachteil, daß
die Zeitdauer vom Auftreten des Startimpulses bis zum
Ansprechen der Ladeschaltung nicht erfaßbar ist, wodurch
keine Zeiten meßbar sind, die kürzer als diese
Verzögerungszeit ist.
Ferner ist aus der DE-OS 33 41 826 eine Schaltungsanordnung
zur Umwandlung der Dauer eines Pulses in eine
porportionale Spannung bekannt. Hierzu ist eine spannungsgesteuerte
Stromquelle über einen Schalter mit
einem Ladekondensator verbunden. Während der Dauer des
anliegenden Pulses ist dieser Schalter geschlossen, so
daß dieser Ladekondensator den Ausgangsstrom der Stromquelle
integriert. Am Ende des Pulses wird der Schalter
geöffnet und die an dem Kondensator anstehende Ladespannung
einem A/D-Wandler zugeführt. Die zu messenden
Pulse werden erst mittels eines Triggerinverters regeneriert,
bevor sie dem mittels eines Transistors aufgebauten
Schalter zugeführt werden. Diese bekannte Schaltungsanordnung
weist jedoch den Nachteil auf, daß nicht
die Zeitdauer zwischen zwei gegebenen Impulsen gemessen
werden kann.
Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe besteht darin,
eine Schaltungsanordnung zur Messung von Zeiten,
insbesondere von kurzen Zeiten anzugeben, die einfach
mittels handelsüblichen Bauelementen aufgebaut werden
kann.
Diese Aufgabe wird bei einer Schaltungsanordnung der
eingangs angegebenen Art gemäß den kennzeichnenden
Merkmalen des Anspruches 1 gelöst.
Durch das in dem Signalweg des Stoppimpulses liegende
Verzögerungsglied ist es möglich, die Schaltungsanordnung
so einzustellen, daß die Toleranzen der Bausteine
der Schaltungsanordnung, also insbesondere auch das
verzögerte Ansprechen der Ladeschaltung, keinen Einfluß
auf das Ergebnis haben.
Um einen Einzelschußbetrieb zu ermöglichen, ist gemäß
einer vorteilhaften Ausführungsform der erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung zwischen der Ladeschaltung
und dem Eingang für den Startimpuls ein erstes Übernahme-
Flipflop und bei einer weiteren Ausführungsform
ein zweites Übernahme-Flipflop zwischen dem Verzögerungsglied
und dem Eingang für den Stoppimpuls angeordnet.
Vorteilhaft ist es, gemäß einer anderen Weiterbildung
der Erfindung, zwischen dem ersten und dem zweiten
Übernahme-Flipflop und den Eingängen für den Startimpuls
und den Stoppimpuls jeweils ein EXOR-Glied anzuordnen,
um mit dessen Hilfe festzulegen, welche Flanken
des Start- bzw. des Stoppimpulses das erste bzw. zweite
Übernahme-Flipflop steuern.
Bei einer besonders bevorzugten Weiterbildung der Erfindung
besteht die Ladeschaltung aus einem ersten Kondensator,
dessen erste Anschlußelektrode mit der Konstant
stromquelle und dessen zweite Anschlußelektrode mit einer
Spannungsquelle verbunden ist, wobei dieser Kondensator
mit einem ersten Analogschalter, der über den Ausgang
des ersten Übernahme-Flipflops steuerbar ist, überbrück
bar ist.
Ferner ist es vorteilhaft, das Abtast-Halte-Glied aus
einem zweiten Kondensator aufzubauen, dessen erste An
schlußelektrode auf dem Bezugspotential der Schaltung
liegt und dessen zweite Anschlußelektrode sowohl mit
einem ersten Spannungsfolger als auch über einen zweiten
Analogschalter mit dem Ausgang eines zweiten Spannungs
folgers verbunden ist, wobei der Eingang des zweiten
Spannungsfolgers an die erste Anschlußelektrode des er
sten Kondensators angeschlossen ist und der zweite Ana
logschalter über den Ausgang des Verzögerungsgliedes ge
steuert wird.
Gemäß einer weiteren Ausbildung dieser erfindungsgemäßen
Ausführungsform sind der erste und zweite Spannungsfol
ger jeweils als Operationsverstärker ausgebildet, dessen
Ausgang mit dessen invertierenden Eingang verbunden ist.
Schließlich ist es zweckmäßig, das Verzögerungsglied aus
einer monostabilen Kippstufe und einem Übernahme-Flip
flop aufzubauen.
Im folgenden soll anhand eines Ausführungsbeispieles,
das in den Figuren dargestellt ist, die Erfindung näher
erläutert werden.
Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispie
les einer erfindungsgemäßen Schaltungsanord
nung,
Fig. 2 eine detallierte Ausführung des Ausführungs
beispieles gemäß Fig. 1,
Fig. 3 eine Schaltungsanordnung einer Spannungsquel
le, und
Fig. 4 eine Schaltungsanordnung einer Stromquelle.
In den Figuren sind einander entsprechende Teile mit den
gleichen Bezugszeichen versehen.
Bei dem Blockschaltbild gemäß der Fig. 1 wird das Start
signal an einem Eingang E1 zugeführt, der an einer Lade
schaltung 1 angeschlossen ist, die sowohl mit einer
Stromquelle 3 als auch mit einem Abtast-Halte-Glied 2
verbunden ist.
Entsprechend wird der Stoppimpuls an einem Eingang E2
zugeführt und gelangt über ein Verzögerungsglied 4 eben
falls zum Abtast-Halte-Glied 2. Schließlich ist der Aus
gang A des Abtast-Halte-Gliedes 2 mit einer Auswerteein
heit 5 verbunden.
Die Ladeschaltung 1 enthält einen Kondensator, der nach
dem Eintreffen eines Startimpulses sich über die Strom
quelle 3 aufzuladen beginnt. Das Abtast-Halte-Glied 2
tastet die an diesem Kondensator der Ladeschaltung 1
erzeugten Ladespannung ab und speichert den Wert dieser
Ladespannung, nachdem ein verzögerter Stoppimpuls an das
Abtast-Halte-Glied gelangt. Diese Spannung ist ein Maß
für die zu messende Zeitdauer und wird in der Auswerte
einheit 5, beispielsweise mittels eines Analog-Digital-
Wandlers, zur Anzeige gebracht.
Um die Schaltung zu kalibrieren, wird in folgender Weise
verfahren: beide Eingänge E1 und E2 werden verbunden, um
ein einziges Signal, das gleichzeitig das Start- und
Stoppsignal darstellt, diesen Eingängen zuzuführen, wobei
die Vorderflanke des Signals zur Auswertung kommt. Nun
kann die Schaltung mittels des Verzögerungsgliedes 4 so
justiert werden, daß in diesem Fall die Auswerteeinheit
5 den Meßwert Null anzeigt.
Die Fig. 2, 3 und 4 zeigen eine ausführliche Reali
sierung des Blockschaltbildes nach Fig. 1. Gemäß Fig.
2 wird das Startsignal über ein erstes EXOR-Glied 10
einem ersten Übernahme-Flipflop 6 zugeführt. Ebenso wird
das Stoppsignal über ein zweites EXOR-Glied 11 einem zwei
ten Übernahme-Flipflop 7 zugeleitet. Hierbei sind die
beiden Übernahme-Flipflops 6 und 7 als flankengesteuerte
D-Flipflops aufgebaut, wobei deren D-Eingänge auf dem
Betriebspotential VCC der Schaltung liegen. Ferner ent
halten diese beiden Übernahme-Flipflops 6 und 7 jeweils
einen Rücksetzeingang R, die zu einem Eingang RE zusam
mengefaßt sind.
Ein zweiter Eingang ES1 und ES2 der beiden EXOR-Glieder
10 und 11 erlauben festzulegen, welche Flanke eines
Start- oder Stoppimpulses zur Auswertung kommt. Liegen
diese Eingänge beispielsweise auf Low-Pegel wird das
nachfolgende D-Flipflop durch die Vorderflanke eines
Impulses geschaltet, während umgekehrt bei einem High-
Pegel dessen Rückflanke wirksam ist.
Die Ladeschaltung 1 gemäß der Fig. 2 ist aus einer Pa
rallelschaltung von einem Analog-Schalter 13 und einem
Kondensator C1 und in Reihe dazu mit einer Spannungs
quelle 12 aufgebaut. Dieser Ladekondensator C1 ist mit
seiner ersten Anschlußelektrode sowohl mit der Konstant
stromquelle 3 als auch mit dem nichtinvertierenden Ein
gang eines Operationsverstärkers 16 des nachfolgenden
Abtast-Halte-Gliedes 2 verbunden, während dessen zweite
Anschlußelektrode an die Spannungsquelle 12 angeschlos
sen ist. Zur Steuerung des Analogschalters 13 ist dieser
mit dem Ausgang Q1 des ersten Übernahme-Flipflops 6 ver
bunden.
Das Verzögerungsglied 4 enthält eine monostabile Kipp
stufe 9, an dessen Ausgang ein weiteres Übernahme-Flip
flop 8 geschaltet ist. Dieses Übernahme-Flipflop 8 ist
ebenfalls als ein flankengesteuertes D-Flipflop aufge
baut, wobei dessen D-Eingang mit dem Betriebspotential
VCC und dessen Rücksetzeingang R mit dem Rücksetzeingang
RE der Schaltung verbunden ist. Dieses Verzögerungsglied
4 wird über den Ausgang Q2 des zweiten Übernahme-Flip
flops 7 gesteuert. Der Ausgang Q3 des Übernahme-Flip
flops 8 ist gleichzeitig der Ausgang des Verzögerungs
gliedes 4 und steuert einen zweiten Analogschalter 15
des Abtast-Halte-Gliedes 2.
Das Abtast-Halte-Glied 2 enthält außer dem oben schon
erwähnten Operationsverstärker 16 und dem zweiten Ana
logschalter 15 einen weiteren Operationsverstärker 14
sowie einen Kondensator C2. Die beiden Operationsver
stärker 14 und 16 sind als Spannungsfolger geschaltet,
indem jeweils der invertierende Eingang mit dem Ausgang
verbunden ist. Der zweite Analogschalter 15 verbindet
den Ausgang des Operationsverstärkers 16 sowohl mit dem
nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 14
als auch über den Kondensator C2 mit dem Bezugspotential
der Schaltung. Der Ausgang des Operationsverstärkers 14
führt direkt zum Ausgang A der Abtast-Halte-Schaltung 2,
der mit der Auswerteeinheit 5 verbunden ist.
Der Aufbau der Spannungsquelle 12 der Ladeschaltung 1
sowie der Stromquelle 3 sind nicht Gegenstand der Erfin
dung und können daher aus handelsüblichen Bausteinen
bestehen. Der Vollständigkeit halber ist in der Fig. 3
bzw. 4 ein Beispiel einer Spannungsquelle bzw. einer
Stromquelle dargestellt.
Gemäß Fig. 3 besteht die Spannungsquelle 12 aus einer
Konstantspannungsquelle 18, deren Ausgang über einen
Widerstand R1 mit dem nichtinvertierenden Eingang eines
als Spannungsfolger geschalteten Operationsverstärkers
17 verbunden ist. Die beiden Anschlüsse für die Betriebs
spannungsquelle VCC und des Bezugspotentials für die
Konstantspannungsquelle 18 wird über einen Kondensator
C3 miteinander verbunden. Der nichtinvertierende Eingang
des Operationsverstärkers 17 ist ferner über einen wei
teren Widerstand R2 mit dem Bezugspotential verbunden.
Der Ausgang dieses Operationsverstärkers 17 ist mit dem
ersten Analogschalter 13 der Ladeschaltung 1 verbunden.
Die Konstantstromquelle gemäß der Fig. 4 besteht aus
einer spannungsgesteuerten Stromquelle, die aus einem
npn-Transistor T1, einem Feldeffekttransistor T2, zwei
Widerständen R3 und R4 sowie aus einem Operationsver
stärker 19 aufgebaut ist. Die Basiselektrode des Transi
stors T1 und die Sourceelektrode des Feldeffekttransi
stors T2 sind verbunden und über den Widerstand R3 mit
der Emitterelektrode des Transistors T1 und des inver
tierenden Einganges des Operationsverstärkers 19 verbun
den. Die Emitterelektrode des Transistors T1 ist über
den Widerstand R4 an das Betriebspotential VEE ange
schlossen. Die Kollektorelektrode des Transistors T1 ist
mit der Drainelektrode des Transistors T2 verbunden und
führen als Ausgang zur Ladeschaltung 1. Der Ausgang des
Operationsverstärkers 19 steuert die Gateelektrode des
Transistors T2 an, während an dessen nichtinvertierendem
Eingang die Steuerspannung USt für die Stromquelle an
liegt. Die Steuerspannung USt wird hierbei über einen
Abgriff eines Potentiometers R5 erzeugt. Die beiden an
deren Anschlüsse des Potentiometers R5 führen jeweils
auf einen Ausgang eines Operationsverstärkers 20 und 21,
die als Spannungsfolger geschaltet sind. Die nichtinver
tierenden Eingänge dieser Operationsverstärker 20 und 21
sind über zwei in Reihe geschaltete Widerstände R6 und
R7 verbunden, deren Verbindungspunkt auf dem Betriebs
potential VEE liegt. Der Verbundspunkt zweier weiterer
in Reihe geschalteten Widerstände R8 und R9, die eben
falls die beiden nichtinvertierenden Eingänge der Opera
tionsverstärker 20 und 21 verbinden, sind mit dem Aus
gang einer Konstantspannungsquelle 22 verbunden. Die
beiden Anschlüsse für die Betriebsspannungsquelle VEE
sowie des Bezugspotentials der Schaltung an diese Kon
stantspannungsquelle 22 sind über einen Kondensator C4
miteinander verbunden.
Im folgenden soll die Funktion der Schaltungsanordnung
gemäß der Fig. 2 erläutert werden. In den beiden Signal
zweigen für den Start- und Stoppimpuls sind außer den
EXOR-Glieder 10 und 11 auch jeweils das Übernahme-Flip
flop 6 und 7 geschaltet. Diese beiden Übernahme-Flipflops
6 und 7 dienen dazu, den Signalpegel der Eingangsimpulse
zu übernehmen, da ansonsten, beispielsweise der Start
impuls während der gesamten Meßzeit anstehen müßte. Mit
einer Signaldauer von ungefähr 10 ns wird ein sicheres
Ansprechen der beiden D-Flipflops 6 sichergestellt.
Trifft nun ein Startsignal auf das erste Übernahme-Flip
flop 6, wird der Pegel des Betriebspotentials VCC auf
dessen Ausgang Q1 durchgeschaltet, mit der Folge, daß
der erste Analogschalter 13 der Ladeeinheit 1 sich öff
net. Hierdurch lädt sich der Kondensator C1 über die
Konstantstromquelle 3 unter Aufbau einer Ladespannung
auf, die dem nichtinvertierenden Eingang des Operations
verstärkers 16 des Abtast-Halte-Gliedes 2 zugeführt wird.
Der Analogschalter 15 dieses Abtast-Halte-Gliedes 2 ist
während dieses Vorganges geschlossen, so daß die Span
nung an dem Kondensator C2 der Ladespannung folgt. Ein
Stoppsignal, dessen Vorder- oder Rückflanke entsprechend
der von dem Verzögerungsglied 4 vorgegebenen Zeit ver
spätet am Ausgang Q3 ansteht, öffnet den Analogschalter
15 des Abtast-Halte-Gliedes 2, wodurch die in diesem
Augenblick erreichte Ladespannung an dem Kondensator C2
stehenbleibt und über den Operationsverstärker 14 auf
den Ausgang A übertragen wird. Die Höhe dieser Spannung
ist proportional zu der durch den Start- und Stoppimpuls
gegebenen Zeitdauer. Der absolute Wert ergibt sich mit
Hilfe des Kalibrierungsfaktors, der mittels des bei der
Beschreibung des Blockschaltbildes nach Fig. 1 erläu
terten Verfahrens ermittelbar ist. Zur Vorbereitung auf
einen neuen Meßvorgang, wird die Schaltung durch einen
Reset-Impuls auf den Eingang RE zurückgesetzt, wodurch
der Analogschalter 13 schließt und deshalb sich der Kon
densator C1 entlädt. Da die Spannung an dem Kondensator
C2 bei geschlossenem Analogschalter 15 der Spannung an
dem Kondensator C1 folgt, wird der Kondensator C2 über
interne Ausgangstransistoren des Operationsverstärkers
16 entladen.
Die Schaltungsanordnung nach Fig. 2, mit der gemäß der
Fig. 3 bzw. Fig. 4 aufgebauten Spannungs- bzw. Strom
quelle weist am Ausgang A einen Spannungshub von +5 V
bis -5 V auf, um damit die Operationsverstärker 14, 15
und 17 in der Mitte ihres operierenden Bereiches betrei
ben zu können. Wenn dieser 10 V-Hub mit einem Analog-Di
gital-Wandler, der eine Auflösung von 5 mV besitzt, an
gekoppelt ist, ergibt sich eine Auflösung der zu messen
den Zeiten von 500 psec bei einem Meßbereich von 500 psec
bis zu einer 1 µsec.
Der hier beschriebene Aufbau einer Ausführungsform der
erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist mit handels
üblichen Bauelementen zu erreichen, wobei diese hohe
Auflösung nur durch die Änderungsgeschwindigkeit (slew
ing rate) der Operationsverstärker und der Zeitverzöge
rung der Analogschalter begrenzt ist. Werden anstelle
der Analogschalter Diodenschalter eingesetzt, so kann
mit modernen Operationsverstärker, die eine Änderungsge
schwindigkeit von 1000 V/msec aufweisen, eine Auflösung
von ca. 5 psec erreicht werden.
Die hier beschriebene Schaltungsanordnung ist mit Vor
teil für automatische Testsysteme verwendbar, wobei die
Kalibrierung der Schaltungsanordnung bei angeschlossenem
Prüfling durchführbar ist, so daß Verzögerungen durch
die Zuleitungen eliminierbar sind und somit eine exakte
Bestimmung der Signallaufzeiten durch den Prüfling mög
lich ist.
Schließlich weist diese beschriebene Schaltungsanordnung
auch einen geringen Stromverbrauch auf, da die Erzeugung
einer hohen Taktrate entfällt. Deshalb ist eine solche
Schaltungsanordnung auch in tragbaren Meßsystemen ver
wendbar.
Claims (8)
1. Schaltungsanordnung zur Messung von Zeiten, der ein
den Beginn der zu messenden Zeit angebender Startimpuls
über einen ersten Eingang (E1) und ein das Ende der zu
messenden Zeit angebender Stoppimpuls über einen zweiten
Eingang (E2) zugeführt wird, unter Verwendung einer
Ladeschaltung (1), der der erste Startimpuls zugeführt
wird, wobei während der zu messenden Zeit zur Erzeugung
einer dazu proportionalen Ladespannung die Ladeschaltung
(1) an eine Konstantstromquelle (3) angeschlossen
ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladeschaltung (1)
mit einem Abtast-Halte-Glied (2) verbunden ist, daß ein
ein Verzögerungsglied (4) vorgesehen ist, dem der Stoppimpuls
zugeführt ist, daß das Verzögerungsglied (4) mit
dem Abtast-Halte-Glied (2) verbunden ist, das nach dem
Auftreten des Stoppimpulses die Ladespannung speichert,
und daß die von dem Abtast-Halte-Glied (2) gespeicherte
Ladespannung einer Auswerteeinheit (5) zugeführt wird.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß zwischen der Ladeschaltung (1) und dem
ersten Eingang (E1) für den Startimpuls ein erstes Über
nahme-Flipflop (6) angeordnet ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch
gekennzeichnet, daß zwischen dem Verzögerungsglied (4)
und dem zweiten Eingang (E2) für den Stoppimpuls ein zwei
tes Übernahme-Flipflop (7) geschaltet ist.
4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 oder
3, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem ersten und
dem zweiten Übernahme-Flipflop (6, 7) und den Eingängen
(E1, E2) für den Startimpuls und dem Stoppimpuls jeweils
ein EXOR-Glied (10, 11) angeordnet ist, daß mit Hilfe
der EXOR-Glieder (10, 11) festlegbar ist, welche Flanke
des Start- bzw. Stoppimpulses das erste bzw. zweite Über
nahme-Flipflop (6, 7) ansteuert.
5. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden An
sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladeschaltung
(1) aus einem ersten Kondensator (C1) besteht, daß die
erste Anschlußelektrode dieses Kondensators (C1) mit der
Konstantstromquelle (3) und die zweite Anschlußelektrode
dieses Kondensators (C1) mit einer Spannungsquelle (12)
verbunden ist, daß ferner dieser Kondensator (C1) durch
einen ersten Analogschalter (13) überbrückbar ist, und
daß der erste Analogschalter (13) über den Ausgang (Q1)
des ersten Übernahme-Flipflops (6) steuerbar ist.
6. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden An
sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Abtast-Halte-
Glied (2) aus einem Kondensator (C2) besteht, daß dieser
Kondensator (C2) mit seiner ersten Anschlußelektrode auf
dem Bezugspotential der Schaltung liegt, daß die zweite
Anschlußelektrode dieses Kondensators (C2) sowohl mit
einem ersten Spannungsfolger (14) als auch über einen
zweiten Analogschalter (15) mit dem Ausgang eines zwei
ten Spannungsfolgers (16) verbunden ist, daß der Eingang
des zweiten Spannungsfolgers (16) an die erste Anschluß
elektrode des ersten Kondensators (C1) angeschlossen
ist, und daß der zweite Analogschalter (15) über den
Ausgang (Q3) des Verzögerungsgliedes (4) steuerbar ist.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekenn
zeichnet, daß der erste und zweite Spannungsfolger je
weils ein Operationsverstärker (14, 16) ist, dessen
Ausgang mit dessen invertierenden Eingang verbunden
ist.
8. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden An
sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Verzögerungs
glied (4) aus einer monostabilen Kippstufe (9) und einem
Übernahme-Flipflop (8) besteht.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19893908424 DE3908424A1 (de) | 1989-03-15 | 1989-03-15 | Schaltungsanordnung zur messung von zeiten |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19893908424 DE3908424A1 (de) | 1989-03-15 | 1989-03-15 | Schaltungsanordnung zur messung von zeiten |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3908424A1 DE3908424A1 (de) | 1990-09-20 |
DE3908424C2 true DE3908424C2 (de) | 1991-08-14 |
Family
ID=6376392
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19893908424 Granted DE3908424A1 (de) | 1989-03-15 | 1989-03-15 | Schaltungsanordnung zur messung von zeiten |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE3908424A1 (de) |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3341826A1 (de) * | 1983-10-19 | 1985-05-30 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Elektronische schaltungsanordnung zur umwandlung der dauer eines pulses in eine proportionale spannung |
-
1989
- 1989-03-15 DE DE19893908424 patent/DE3908424A1/de active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE3908424A1 (de) | 1990-09-20 |
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