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Elektronische Schaltunganordnung zur Umwandlung der Dauer
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eines Pulses in eine proportionale Spannung Stand der Technik Die
Erfindung geht aus von einer elektronischen Schaltungsanordnung zur Umwandlung der
Dauer eines Pulses in eine proportionale Spannung nach der Gattung des Hauptanspruchs.
Die elektronische Erfassung einer Pulsdauer und deren Umwandlung in eine proportionale
Spannung ist schon von den Verfahren zur Demodulation von pulsdauermodulierten Signalen
(PDM) bekannt, wie sie im Handbuch für Hochfrequenz- und Elektro-Techniker", Band
2/1978 Kapitel 3.4, von Rint, und in "Pulstechnik", Band I/1975, Seite 277 bis 280,
von Hölzler und Holzwarth, beschrieben sind. Bei diesen Verfahren wird durch den
Puls ein Sägezahngenerator ein- und ausgeschaltet, so daß bei Pulsende die erreichte
Spannung des Sägezahngenerators proportional zur Pulsdauer ist. Ebenfalls wird in
digitalen Systemen das äquivalente Verfahren der Aus zählung der Pulsdauer verwendet.
Ein Nachteil dieses Verfahrens
ist, daß hierfür eine Vielzahl verschiedener
Gatter, Zähler und Latches erforderlich sind, da die Übergabe des Zählergebnisses
in den meisten Fällen synchron mit dem Takt eines Mikrocomputers auf dessen Data-Bus
erfolgt.
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Es ist weiterhin von Nachteil, daß bei Auszählung der Pulsdauer durch
einen Mikrocomputer dieser während der Auszählung so beschäftigt ist, daß er für
weitere Aufgaben nicht zur Verfügung steht.
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Aus dem Bereich der Klopfregelung für Brennkraftmaschinen, wie sie
aus der US-PS 4 110 035 und der DE-OS 30 26 097 bekannt sind, ist ebenfalls die
Verwendung einer Pulsdauer als Informationsträger - Stellgröße für einen Regelkreis
- bekannt. Auch hier wird die Pulsdauer durch Auszählung digital ermittelt. Im durch
die Zündanlage elektromagnetisch stark gestörten Bereich in der Nähe von laufenden
Brennkraftmaschinen ist die Wahrscheinlichkeit des Auftretens von kurzzeitigen Störimpulsen
sehr groß.
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Das macht es notwendig, für besondere Sicherheitsmaßnahmen zu sorgen,
damit von der digitalen Zählelektronik das Auftreten von solchen Störimpulsen nicht
als das Ende des zu messenden Pulses interpretiert wird, und es zu einer fehlerhaften
Messung kommt.
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Eine Pulsdauer als Informationsträger wird ebenfalls bei elektronischen
Einspritzgeräten für die Lastinformation verwendet. Hierbei ist die Dauer eines
Pulses eine Funktion des Druckes im Ansaugrohr der Brennkraftmaschine. Auch dabei
gelten die vorhergehenden Nachteile.
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Vorteile der Erfindung Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit
den kennzeichnenden Merkmalen des Hauptanspruches hat den Vorteil, daß es durch
die Integration eines Stromes während der Dauer des Pulses unabhängig vom Zustand
des Mikrocomputers möglich wird, eine zur Puls dauer proportionale Spannung bereitzuhalten.
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Besonders vorteilhaft ist es, daß es durch die Integration des Ausgangs
stromes einer spannungsgesteuerten Stromquelle möglich wird, mit geringem Aufwand
im Integranten eine Funktion, nämlich die Steuerfunktion der Stromquelle hinzu zu
multiplizieren.
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Durch die Ausführung der Erfindung in Analog-Technik ist die Anfälligkeit
der Messung gegenüber kurzen Störimpulsen sehr gering, d.h. die Störimpulse wirken
sich nur mit ihrer proportionalen Dauer, bezogen auf die Dauer des zu messenden
Pulses, aus. Von weiterem Vorteil ist die einfachere Realisierung im Hinblick auf
Anzahl der Bauelemente und damit der Kosten, wie sie im Vergleich mit einer möglichen
Realisierung in Digital-Technik kaum erreicht werden könnte. Des weiteren ist die
analoge Realisierung nicht von einem Takt abhängig.
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Durch die in den Unteransprüchen aufgeführten Maßnahmen sind vorteilhafte
Weiterbildungen und Verbesserungen der im Hauptanspruch angegebenen Schaltungsanordnung
möglich.
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Besonders vorteilhaft ist es, bei Verwendung eines dem Integrierer
nachgeschalteten Analog-Digital-Wandlers, die Steuerspannung der spannungsgesteuerten
Stromquelle und die Referenzspannung des Analog-Digital-Wandlers
proportional
zu einer Versorgungsspannung zu wählen.
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Damit ist das Analog-Digital-Wandlungsergebnis ein reiner Quotient
geworden, der unabhängig von dieser Versorgungsspannung ist.
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Zeichnung Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung
dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Figur 1 zeigt
einen Ausschnitt aus einer Klopfregelung für Brennkraftmaschinen und Figur 2 eine
verbesserte Version einer Entladungsschaltung. Figur 3 zeigt eine vereinfachte Version
eines Pulsdauer-Spannungs-Wandlers.
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Beschreibung des Ausführungsbeispieles Die Figur 1 zeigt eine Motorelektronik
1, einen Pulsdauer-Spannungs-Wandler (PSW) 2, einen Analog/Digital (A/D)-Wandler
3 und einen Mikrocomputer (MC) 4. Alle diese Baugruppen sind untereinander zur Potentialfestlegung
mit einer nicht dargestellten Masseleitung verbunden, die an einer Klemme 24 des
PSW 2 liegt.
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Ein Ausgang 11 der Motorelektronik 1 ist mit dem Eingang eines Triggerinverters
12 verbunden, dessen Ausgang an einer Klemme 26 des PSW 2 liegt. Eine Klemme 22
des PSW 2 ist mit einem Eingang 32 des A/D-Wandlers 3 verbunden, eine Klemme 23
ist mit einem Eingang 31 des A/D-Wandlers verbunden. Der Datenausgang 33 des A/D-Wandlers
3 ist mit einem Dateneingang 41 des MC 4 verbunden. Ein Ausgang 42 des MC 4 ist
mit dem Eingang eines Triggerinverters 43 verbunden, dessen Ausgang an einer Klemme
25 des PSW 2 liegt.
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An einer Klemme 21 des PSW 2 liegt eine nicht dargestellte Versorgungsspannung
U21. An der Klemme 21 Widerstände 201, 205, 210, 211, 213, 222 angeschlossen.
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Auf der anderen Seite sind diese Widerstände verbunden: Der Widerstand
201 mit einem Widerstand 204 und einem Widerstand 202, der Widerstand 205 mit einem
Widerstand 206, der Widerstand 210 mit dem Ausgang eines Operationsverstärkers (OP)
207, der Widerstand 211 mit dem Emitter eines Transistors 212, der Widerstand 213
mit der Basis eines Transistors 214, der Widerstand 222 mit einem Widerstand 223.
Die Widerstände 202, 206, 223 liegen ihrerseits an der Klemme 24. Parallel zum Widerstand
202 ist eine Kapazität 203 geschaltet. Der invertierende Eingang des OP 207 ist
über einen Widerstand 204 mit dem Verbindungspunkt der Widerstände 201 und 202 verbunden.
Der nicht invertierende Eingang des OP 207 ist mit dem Verbindungspunkt der Widerstände
206, 205 verbunden. Die Klemme 22 ist mit dem Verbindungspunkt der Widerstände 222,
223 verbunden.
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Zwischen dem invertierenden Eingang und dem Ausgang des OP 207 liegt
eine Kapazität 209, zwischen dem invertierenden Eingang des OP 207 und dem Emitter
des Transistors 212 liegt ein Widerstand 208. Der Ausgang des OP 207 führt an die
Basis des Transistors 212, dessen Kollektor am Emitter des Transistors 214 liegt.
Zwischen der Basis des Transistors 214 und dem Widerstand 213 führt ein Widerstand
215 an die Klemme 26. Der Kollektor des Transistors 214 liegt an der Klemme 23.
Eine Kapazität 216 ist zwischen die Klemme 23 und die Klemme 24 geschaltet. Von
der Klemme 23 führt ein Widerstand 221 zum Kollektor eines Transistors 220, dessen
Emitter an der Klemme 24 liegt. Die Basis des Transistors 220 liegt über einen Widerstand
219 an der Klemme 24, sowie über eine Kapazität 217 und einen Widerstand 218 an
der Klemme 25.
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Im PSW 2 bilden die Bauteile 201 bis 212 eine spannungsgesteuerte
Stromquelle, die Bauteile 213 bis 215 bilden einen Schalter, die Kapazität 216 ist
ein Integrierer, die Bauteile 217 bis 221 bilden eine Entladeschaltung.
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Der Ausgangs strom der spannungsgesteuerten Stromquelle ist der Emitter-Kollektor-Strom
des Transistors 212.
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Dieser Ausgangs strom ist gleich dem Strom durch den Widerstand 211
abzüglich dem Strom durch den Widerstand 208 zum invertierenden Eingang des OP 207
und durch den Widerstand 204 und den Widerstand 202 zur Klemme 24. Das Potential
des invertierenden Eingangs des OP 207 ist (unter Vernachlässigung der Offset-Eingangsspannung)
gleich dem Potential U206 am nicht invertierenden Eingang, das durch das Spannungsteilerverhältnis
der Widerstände 206 und 205 festgelegt ist. Durch das konstante Potential U21 am
Widerstand 201 und das konstante Potential des invertierenden Eingangs des OP 207
am Widerstand 204 ist der Strom durch den Widerstand 204 eindeutig festgelegt. Dieser
Strom ist gleich dem Strom durch den Widerstand 208.
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Damit fällt am Widerstand 208 eine konstante Spannung«208 ab. Der
Spannungsabfall am Widerstand 211 ist also konstant und gleich der Spannung U21
abzüglich der Spannungen U208 und U206. Damit ist der Ausgangsstrom unabhängig von
der Basis-Emitter-Spannung des Transistors 212 und gleich dem Spannungsabfall am
Widerstand 211 dividiert durch dessen Widerstandswert.
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In der in diesem Ausführungsbeispiel gewählten Schaltungsanordnung
für die spannungsgesteuerte Stromquelle ist der Ausgangs strom gleich U21 multipliziert
mit einer Konstanten die abhängig ist von den Werten der Widerstände
201,
202, 204, 205, 206, 208, 211. Die Kapazitäten 203, 209 und der Widerstand 210 dienen
zur Verbesserung des Einschwingverhaltens. Da der Basisstrom des Transistors 212
in den OP 207 hineinfließt, ist der Einfluß der Temperaturdrift der Basis-Emitter-Spannung
des Transistors 212 auf den Ausgangsstrom hiermit eliminiert.
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Als beeinflussende Größen kommen nur noch die sehr geringen Temperaturdrifte
der Werte des OP 207 hinzu. Durch die Spannung am nicht invertierenden Eingang des
OP 207, also der Teilerspannung der Widerstände 205 und 206, läßt sich der Ausgangsstrom
in weitem Bereich steuern, beispielsweise durch wahlweises Hinzuschalten von Parallelwiderständen
zu Widerstand 205 oder 206.
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Die Stromquelle ist mit einer Brückenschaltung versehen, die aus den
Widerständen 204, 208, 206, 205 besteht. Durch diese Anordnung wird erreicht, daß
die steuernde Spannung U206 und die Ausgangsspannung des PSW 2 an der Klemme 23
auf gleichem Bezugspotential liegen. Die Spannung U206 kann aus einem Referenzelement,
das gegen die Klemme 24 geschaltet ist, oder wie im gewählten Ausführungsbeispiel
aus Teilung der Spannung U21 gewonnen werden. Mit letzterem ist sichergestellt,
daß der Ausgangsstrom sich mit der Spannung U21 proportional ändert. Von weiterem
Vorteil ist, daß durch die Brückenschaltung der OP 207 nicht an der Grenze seines
Gleichtakt-Aussteuerungs-Bereiches betrieben wird.
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Beim Schalter sind die Widerstände 213 und 215 so dimensioniert, daß
bei einer Spannung von angenähert 0 Volt die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors
214 niederohmig ist, bei angenähert 5 Volt (TTL-Pegel) die Emitter-Kollektor-Strecke
des Transistors 214 hochohmig ist.
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Beim Auftreten einer positiven Signalflanke an der Klemme 25 wird
über den RC-Hochpaß 218, 217 die Basis des Transistors 220 für eine Zeitdauer in
der Größenordnung der Zeitkonstanten des RC-Hochpasses auf über etwa 0,7 Volt gezogen,
so daß innerhalb dieser Zeitdauer die Kapazität 216 über den Widerstand 221 und
die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 220 entladen wird. Außerhalb dieser
Zeitdauer ist die Basis des Transistors 220 durch den Widerstand 219 an Masse gelegt,
der Transistor 220 ist also hochohmig.
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Eine verbesserte Version einer möglichen Entladeschaltung unter Verwendung
eines VMOS-Feldeffekttransistors 225 zeigt Figur 2. Zur Vereinfachung der Darstellung
ist nur der schaltungstechnische Einbau im PSW an Stelle der bisherigen Bauelemente
217 bis 221 gezeigt.
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Der Drain-Anschluß des Transistors 225 liegt über einen Widerstand
224 an der Klemme 23 und der Source-Anschluß an der Klemme 24. Der Gate-Anschluß
ist über einen Widerstand 227 mit der Klemme 24 und mit dem Kollektor eines pnp-Transistors
226 verbunden, dessen Emitter an der Klemme 21 liegt. Die Basis des Transistors
226 ist über einen Widerstand 228 mit dem Verbindungspunkt eines Widerstandes 229
und einer Kapazität 230 verbunden. Ihrerseits liegen der Widerstand 229 an der Klemme
21 und die Kapazität 230 an der Klemme 25.
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Eine negative Signalflanke an der Klemme 25--laßt den Transistor 226
niederohmig werden, damit verschiebt sich das Potential am Gate des Transistors
225 für eine Zeitdauer in der Größenordnung der Zeitkonstanten der Kapazität 230
und des Widerstandes 229 zu positiven Werten hin, so daß
die Kapazität
216 über den Widerstand 224 und die Drain-Source-Strecke des Transistors 225 entladen
wird. Von Vorteil sind bei dieser Version der Entladeschaltung die besseren Schalteigenschaften,
vor allem bessere Tiefentladung der Kapazität 216 und das günstigere Temperaturverhalten,
durch die Verwendung des Feldeffekttransistors 225.
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In der Motorelektronik 1 werden Informationen über den Lastzustand
des Motors, insbesondere für den Einsatz einer Klopfregelung, in kodierter Form
über die Dauer von Pulsen am Ausgang 11 übertragen. Die empfangenen Pulse werden
durch den Triggerinverter 12 regeneriert und an die Klemme 26 des PSW 2 gelegt.
Während der Dauer dieser Pulse ist der Transistor 214 geöffnet und die Kapazität
216 integriert den Ausgangsstrom der spannungsgesteuerten Stromquelle. Am Ende eines
Pulses wird der Transistor 214 geschlossen. Die Spannung der Kapazität 216 wird
über die Klemme 23 an den A/D-Wandler 3 geleitet.
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Durch Ausnutzung der Spannungssteuerungsfähigkeit der Stromquelle,
beispielsweise durch wahlweises Hinzuschalten von Parallelwiderständen zu Widerstand
205 oder 206 läßt sich dem Meßergebnis eine Steuerfunktion aufprägen, bzw. gewisse
Meßzeiten ausblenden, oder ähnliches.
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Der Zeitpunkt des Datenempfangs für den MC 4 ist durch das Speicherverhalten
der Kapazität 216 unabhängig vom Ende der Integration bzw. vom Ende der Pulsdauer.
Es treten also keine Synchronisationsprobleme auf, da das Integrationsergebnis lange
Zeit als Spannung an der Kapazität 216 anliegt, und erst nach Erhalt des Quittungssignales
an der Klemme 25 gelöscht wird.
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Die in diesem Ausführungsbeispiel angegebene Schaltungsanordnung eignet
sich selbstverständlich nicht nur für den Einsatz in Klopfregelungen, sondern kann
darüber hinaus auch Anwendungen finden für Zeitmessungen allgemeiner Art, wie beispielsweise
der Schließdauer von Unterbrecherkontakten, oder zur Einhaltung gewisser vorgegebener
Zeit grenzen.
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In Figur 3 ist eine vereinfachte Version eines PSW 2 mit Anschlußklemmen
21 bis 26 dargestellt. Der PSW 2 nach Figur 3 entspricht dabei der Funktion des
PSW 2 nach Figur 1. In beiden Versionen sind dabei die Anschlußklemmen gleich bezeichnet.
Ebenso sind in beiden Versionen die Kapazität 216 des Integrierers und der Spannungsteiler
222, 223 gleich bezeichnet. Eine vereinfachte Entladeschaltung bestehend aus den
Widerständen 218, 221 und dem Transistor 220 der Funktion der Entladeschaltung nach
Figur 1 mit den gleich bezeichneten Bauteilen. Zur Vereinfachung der Darstellung
sind die gleichbleibenden Anschlüsse zu und vom MC4, A/D-Wandler 3 und Motorelektronik
1 nicht dargestellt.
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Zwischen die Klemmen 24 und 26 ist ein Widerstand 232 und parallel
zu ihm eine Kapazität 231 geschaltet. Von der Klemme 26 führt ein Widerstand 233
an die Basis eines Transistors 235. Der Kollektor des Transistors 235 führt über
einen abgleichbaren Widerstand 234 an die Klemme 21. Der Emitter des Transistors
235 ist an die Klemme 23 und über die Kapazität 216 an die Klemme 24 gelegt. Der
Widerstand 2g8 führt von der Klemme 25 an die Basis des Transistors 220, dessen
Emitter an der Klemme 24 liegt. Der Kollektor des Transistors 220 führt über den
Widerstand 221 an die Klemme 23.
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Beim Auftreten einer positiven Spannung an der KPeimHel 26 wird der
Transistor 235 leitend und über den Widerstand 234 lädt sich die Kapazität 216 nach
einer e-Funktion auf. Liegt bei Beendigung des Pulses an der Klemme 26 wieder ein
niedriges Potential an, so ist die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 235
hochohmig und die Spannung an der Kapazität 216 bleibt erhalten. Ist der an die
Klemme 26 angeschlossene Triggerinverter 12 in einem hochohmigen Zustand, so wird
die Basis des Transistors 235 über die Widerstände 232, 233 an die Klemme 24 gelegt
und somit der Transistors 235 geschlossen. Die kleine Kapazität 231 und der Widerstand
232 dienen zur Verbesserung des Einspringverhaltens. Die durch die Integration des
Stromes an der Kapazität 216 erreichte Spannung bleibt erhalten, bis durch einen
positiven Impuls an der Klemme 25 die Kapazität 216 über den Widerstand 221 und
den Transistor 220 gelöscht wird.
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Der hauptsächliche Unterschied zwischen dem PSW2 nach Figur 1 und
Figur 3 besteht darin, daß in dem PSW2 nach Figur 2 an der Kapazität 216 die integrierte
Spannung nach einer e-Funktion ansteigt. Diese logarithmische Verzerrung des Meßergebnisses
läßt sich aber leicht durch eine entsprechende Korrektur im Verarbeitungsprogramm
des MC4 erreichen. Durch den abgleichbaren Widerstand 234 läßt sich eine optimale
Genauigkeit im bevorzugten Aussteuerungsbereich einstellen.
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Die Referenzspannung des A/D-Wandlers wird über einen Spannungsteiler
222, 223 aus der Versorgungsspannung U21 des PSW 2 gebildet. Damit ist sowohl das
Integrationsergebnis wie die Referenzspannung proportional zu U21.
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Das A/D-Wandlungsergebnis ist damit unabhängig von U21, da es sich
aus einer Konstanten mal der Eingangs spannung dividiert durch die Referenzspannung
ergibt. U21 kürzt
sich also heraus. Das Wandlungsergebnis wird
über den Datenausgang 33 an den Dateneingang 41 des MC 4 gegeben.
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Nach Empfang des Wandlungsergebnisses gibt der MC 4 über seinen Ausgang
42 ein Quittungssignal an die Klemme 25 des PSW 2 ab. Dieses Quittungssignal bewirkt
eine Entladung der Kapazität 216 über den Transistor 220 und dem Widerstand 221.
Somit ist der PSW 2 zum Empfang eines neuen Pulses mit veränderter Dauer reinitialisiert.