DE2637657C3

DE2637657C3 - Dividierender Spannungsfrequenzumsetzer

Info

Publication number: DE2637657C3
Application number: DE19762637657
Authority: DE
Inventors: Albert Ing.(Grad.) 7500 Karlsruhe Maringer
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1976-08-20
Filing date: 1976-08-20
Publication date: 1979-12-06
Also published as: DE2637657A1; GB1562363A; FR2362533A1; DE2637657B2

Description

2. Spannungsfrequenzumsetzer nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis des Schalttransistors (T) mit einem Ausgang eines Flip-Flops (FF) verbunden ist, dessen Vorbereitungseingang mit einem vorbereitenden Bezugspotential verbunden ist und dessen Rückstelleingang am Ausgang des als Komparator dienenden zweiten Operationsverstärkers (OP2) liegt, und daß der gemeinsame auslösende Eingang des Flip-Flops (FF) mil einer Impulsfolge veränderlicher Frequenz (!3) beaufschlagt ist, während sein anderer Ausgang an den Eingang eines Tiefpasses (TP) angeschlossen ist, an dessen Ausgang eine dem Produkt des Quotienten aus den Eingangsspannungen (Ul und U 2) mal der Frequenz (!3) der Impulsfolge proportionale Spannung (U5) abnehmbar ist.

Die Erfindung bezieht sich auf einen dividierenden Spannungsfrequenzumsetzer mit einem als Integrator geschalteten Operationsverstärker, an dessen Ausgang ein Komparator angeschlossen ist, dessen intermittierendes Ausgangssignal die Entladung eines Integrationskondensators des Integrators steuert, nach dem Oberbegriff des PAl.

Bei vielen Meßproblemen ist der gesuchte Wert ein Quotient aus zwei Meßgrößen. Vor Ausgabe des gesuchten Wertes müssen die beiden Einzelwerte miteinander dividiert werden. Es besteht deshalb ein Bedarf nach möglichst einfachen Dividierwerken. Soll das Endergebnis als digitaler Wert vorliegen, so können die beiden Einzelgrößen, die in den meisten Fällen als Analogwerte anfallen, zuerst in digitale Werte umgewandelt werden, die dann in einem digitalen Dividierwerk zu einem Quotienten miteinander verknüpft werden. Dieser liegt dann ebenfalls als Digitalw^rt vor. Als Schaltungsteil von Analog-Digital-Wandlern sind

ίο sogenannte Spannungsfrequenzumsetzer bekannt, die eine Analogspannung in eine Impulsfolge mit spannungsproportionaler Frequenz umsetzen. Bekannte Spannungsfrequenzumsetzer bestehen aus einer Integrierschaltung mit einem Integrierkondensator und einem Komparator, der die Integrationsspannung mit einer Referenzspannung vergleicht und bei Obereinstimmung der Spannungen einen Ausgangsimpuls abgibt, der seinerseits die Entladung des Integrationskondensators steuert Bei der formelmäßigen Darstel- lung der Ausgangsfrequenz des Spannungsfrequenzumsetzers in Abhängigkeit von der Eingangsspannung und der Referenzspannung ergibt sich, daß die Frequenz proportional der Eingangsspannung und umgekehrt proportional der Referenzspannung ist. Wird die

>-, Referenzspannung veränderlich gemacht, so ist mithin die Frequenz proportional dem Quotienten aus Eingangsspannung des Integrators und Referenzspannung des !Comparators. Aus dem Aufsatz »Voltage-to-frequency converters:

versatility now ai a low cost« in der Zeitschrift »Electronics« vom 15. Mai 1975, Band 48, Fieft 10, Seiten 91 bis 95, insbesondere der Seite 93, Figur (b), ist ein dividierender Spannungsfrequenzumsetzer mit einem als Integrator geschalteten ersten Operationsver stärker zu entnehmen, an dessen Ausgang ein Komparator angeschlossen ist, dessen intermittierendes Ausgangssignal die Aufladung eines Integrationskondensators des Integrators steuert. Dabei ist der Kondensator von der Emitter-Kollektor-Strecke eines Schalttransistors überbrückt, dessen Basis mit dem Ausgang eines als Komparator dienenden zweiten Operationsverstärkers verbunden ist. Der Integrator ist ein sogenannter Miller-Integrator. Einer negativen Eingangsspannung entspricht bei diesen Integratoren eine positiv ansteigende Integrationsspannung. Für die Benutzung eines derartigen Integrators bei einem Spannungsfrequenzumsetzer ist dieser Umstand nicht von größerer Bedeutung. Soll jedoch der Spannungsfrequenzumsetzer gleichzeitig als Dividierwerk benutzt werden, so können aus dem genannten Grund nur Divisionen in bestimmten Quandranten der Zahlenebeiie durchgeführt werden.

Der Erfindung lag die Aufgabe zugrunde, einen dividierenden Spannungsfrequenzumsetzer der ein gangs näher beschriebenen Art zu schaffen, bei dem die Eingangsspanniing des Integrators und die Referenzspannung des Komparators gleiche Vorzeichen haben können. Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung bei einem

f>n Spannungsfrequenzumsetzer nach dem Oberbegriff des Anspruchs I dadurch gelöst, daß die Kombinationsmerkmale des Anspruchs 1 miteinander kombiniert sind. Die üblicherweise bei Spannungsfrequenzumsetzern verwendeten Miller-Integratoren weisen noch eine andere Eigenheit auf, die als Mangel empfunden wird. Ihre Integrationskondensatoren liegen nicht auf einem festen Potential. Als Schalter zum Entladen der Kondensatoren sollten deshalb potentialfreie Schalter

vorgesehen, werden. Die als solche üblicherweise benutzten Feldeffekttransistoren gestatten keine schlagartige Entladung des Integrationskondensators. Die auftretende Entladezeit führt zu einem Linearitätsfehler in der Umsetzung.

Der Integrationskondensator der Schaltung nach der Erfindung liegt mit einem Belag an Masse, also an einem festen Potential. Als Entladeschalter muß deshalb nicht ein potentialireier Feldeffekttransistor verwendet werden, sondern es kann dafür ein normaler Schalttransistor vorgesehen werden, dessen Umschaltzeit und Durchgangsstrom eine nahezu schlagartige Entladung des Integrationskondensators gestatten. Die Entladezeit des Kondensators wird so sehr kurz im Verhältnis zur Ladezeit und damit der obenerwähnte Linearitätsfehler der Umsetzung vernachlässigbar.

Soll der Quotient als Digitalwert erscheinen, so wird zweckmäßig ein Zähler, dessen Zähleingang über ein von einer Zeitbasis gesteuertes Tor von der Ausgangsfrequenz des Spannungsfrequenrjmsetzers beaufschlagt ist, vorgesehen.

Soll neben der Division zusätzlich noch eine Multiplikation durchgeführt werden, so ist das bevorzugte Ausführungsbeispiel dahingehend abzuändern, daß die Basis des Schalttransistors mit einem Ausgang eines Flip-Flops verbunden ist, dessen Vorbereitungseingang mit einem vorbereitenden Bezugspotential verbunden ist und dessen Rückstelleingang am Ausgang des als Komparator dienenden zweiten Operationsverstärkers liegt, und daß der dynamische Eingang des Flip-Flops mit einer Impulsfolge veränderlicher Frequenz beaufschlagt ist, während sein anderer Ausgang an den Eingang eines Tiefpasses angeschlossen ist, an dessen Ausgang eine dem Produkt des Quotienten der Eingangsspannungen mal der Frequenz der Impulsfolge proportionale Spannung abnehmbar ist.

Die Erfindung wird anhand von zwei Prinzipschaltbildern, die Ausführungsbeispiele darstellen, erläutert.

Die Schaltung nach Fig. I stellt einen dividierenden Spannungsfrequenzumsetzer dar.

Die Schaltung nach Fig.2 stellt einen dividierenden Spannungsfrequenzumsetzer dar, der durch zusätzliche Schalteinheiten einen Multiplikationseingang erhält.

In Fig. 1 liegt eine Eingangsspannung t/l, weiche den Dividenden abbildet, an zwei Eingangsklemmen 1 und 2. Die Eingangsklemme 1 ist über einen Widerstand - R mit dem nichtinvertierenden Eingang eines Operationsverstärkers OPl verbunden. Die Eingangsklemme 2 liegt an Masse. Der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers OPI liegt über einen Kondensator C auch an Masse. Er ist außerdem über einen weiteren Widerstand R mit dem Ausgang des Operationsverstärkers OPl verbunden. Am Verbindungspunkt eines zwischen dem Ausgang des Operationsverstärkers OPl und Masse liegenden, aus zwei weiteren Widerständen R bestehenden Spannungsteilers ist ein invertierender Eingang des Operationsverstärkers OP1 angeschlossen. Am Ausgang des Operationsverstärkers OP1 ist gegen Masse eine Spannung Uint zu messen. Alle Widerstände R haben den gleichen Wert. Weiter liegt am Ausgang des Operationsverstärkers ein nichtinvertierender Eingang eines zweiten, als Komparator geschalteten Operationsverstärkers OP2. An dessen invertierendem Eingang 3 und an Masse 4 liegt eine Spannung t/2. Der Kondensator C, über dem eine Spannung Uc gemessen werden kann, ist durch die Kollektor-Emitter-Strecke eines Schalttransistors T überbrückt. Die Basiselektrode des Schalttransistors T liegt über einem nicht benannten Widerstand am Ausgang des Komparators OP2. An diesem Ausgang kann gegenüber Masse eine Impulsfolge mit der Frequenz (Q abgenommen werden. In der Schaltung sind Pfeile eingetragen, die mit /1 bis /4 bezeichnet sind. Sie sollen Ströme darstellen, für die an der Figur mit den eingetragenen Bezeichnungen folgende Beziehungen abzuleiten sind:

Ui-Uc
(I = „

1//Hf - Uc
₍₂ = _____

/3 i- /4 = /l f /2;/4 = O
/3 = /1 +/2

Ul-Uc Ui-Uc

/3 =

_ Ul + Uint-2 Uc

Infolge des Spannungsteilers am Ausgang des Operationsverstärkers OPl, an dessen Abgriff der invertierende Eingang des Operationsverstärkers liegt, erhält der Verstärker OP I eine zweifache Verstärkung.

Es ist deshalb Uint = 2 Uc. Damit ergibt sich für /3 -»-.

Dieser Strom stellt den Ladestrom des Kondensators C dar. Er fließt so lange, bis der Kondensator geladen ist. Die Ladezeit sei mir t benannt. Dann gilt /3 · t = Q = C ■ Uc, wobei O die vom Kondensator aufnehmbare Ladungsmenge ist. Nach Umformung ergibt sich

Uc =

/3-f

Ul RC

■t.

Es gilt aber auch

Uc =

und daraus

Uint =

Uint

Ul-2 RC

Diese am Ausgang des Operationsverstärkers OPl anliegende Spannung kann demnach als Ergebnis einer lufgefaßt werden. Es ist nämlich

Uint =

Bei konstantem t/l ist
Uint

'int = -Jj^-·/

t/l -df.

Nach durchgeführter Integration ergibt sich wie erwartet

Uint = -=-

Ul T.

Nach Anlegen einer Spannung //lan die Klemmen 1 und 2 steigt die Ausgangsspantiiing Hint des Operationsverstärkers OP 1 rampcnförmig so lange an. bis sie den Wert der an den Klemmen 3 und 4 anliegenden Spannung Π2 erreicht hat. Dann schaltet der als Komparator ausgelegte Operationsverstärker OPl den Transistor 7~auf Durchgang, wodurch der Kondensator ("schlagartig entladen wird. Die Spannung Hint ist nun kleiner als die Spannung U2. Deshalb schaltet der Komparator OPl den Transistor 7' zurück. Der Transistor ist damit gesperrt. Am Ausgang des Operationsverstärkers OP \ entsteht erneut eine positive Kampenspannung. Dieser Vorgang wiederholt sich. solange die .Spannungen (/1 und ί/2 vorliegen und wird bei festliegenden Werten der Schaltelemente ausschließlich durch sie beeinflußt.

Die Wicderholrate bzw. die I'eriodendauer 7 des Vorganges errechnet sich wie Folgt: Der Integrator integriert bis

(.'■/»ι =■- Cl: ι - 7.

s \\;\r jedoch

Deshalb ist

- «V ■'■

(2 KC
(I :

Die Frequenz der am Ausgang des Komparator OP2 abzunehmenden Impulsfolge ist deshalb

Ή 2 R²C

Die Frequenz ist also dem Quotienten aus (/1 durch //2 proportional. Selbstverständlich läßt sich die Schaltungsanordnung auch als einfacher Spannungsfre qucn/iimsclzcr verwenden, wenn die Spannung //2 konstantgchaltcn wird.

In Γ ig. 2 sind gleiche Schaltelemente mit gleichen

-> Bezugszeichen gekennzeichnet. Die Abwandlung gegenüber der Schaltung nach Fig. I besteht darin, daß der Ausgang des Operationsverstärkers OP2 an den Rückslcllcingang eines I'lip-Flops /7"gelegt ist. wobei der den gesetzten Zustand des Hip-Hops /7'charaklcri·

im sicrende Hip-Hop-Ausgang über einen unbezeichnclen Widerstand an die Basiselektrode des Schalttransistors 7' angeschlossen ist und ein dynamischer f ingang des Hip-Hops /'/'mit einer Impulsspannung der l'olgcfrc· qucnz A3 beaufschlagt ist. Der andere Ausgang des

π flip flops /■'/■" ist mit dem lüngang eines "licfpasscs 71 verbunden, an dessen Ausgang eine Spannung i/5 abgenommen werden kann, die proportional dem Quotienten der Spannung //1 durch die .Spannung 112 multipliziert mit der frequenz ίλ ist. Am umgang de

jo licfpasscs TPkann gegenüber Masse eine pulsierende Spannung i/4 gemessen werden. Für die Spannung f'5 ergibt sich

Dabei ist k TP ein Skalicrungsfaktor. der durch den Tiefpaß bestimmt wird.

fine At/wandlung der Schaltung nach f i g. 2. bei der die Spannungen U1 und i/2 gleich und konstantgehal-

iii ten werden, kann als Zeitstufe Verwendung finden. Die Ansteuerung erfolgt dabei über den dynamischer Fiingang des Flip-Hops. Der eine Zeitspanne darstellende Ausgangsimpuls wird dabei an einem Ausgang des Flip-Flops abgenommen, der nicht mit dem Schalttransi-

r> stör T verbunden ist. Die Zeitspanne ist dabei nur vor den Werten des Kondensators Cund der Widerstände R abhängig.

Hierzu 1 Matt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Dividierender Spannungsfrequenzumsetzer mit einem als Integrator geschalteten ersten Operationsverstärker, an dessen Ausgang ein Komparator angeschlossen ist, dessen intermittierendes Ausgangssignal die Aufladung eines Integrationskondensators des Integrators steuert, und der Kondensator von der Emitter-Kollektor-Strecke eines Schalttransistors überbrückt ist, dessen Basis mit dem Ausgang eines als Komparator dienenden zweiten Operationsverstärkers verbunden ist, dessen nichtinvertierender Eingang an den Ausgang des ersten Operationsverstärkers angeschlossen ist, gekennzeichnet durch die Kombination folgender Merkmale:

a) an einen nichtinvcrticrcndcn Eingang des ersten Operationsverstärkers (OPX) sowie an Masse ist über einen Widerstand (R) eine den Dividenden bildende Spannung (UX) gelegt; derselbe Eingang ist über einen Kondensator (C) mit Masse und über einen weiteren Widerstand (R) mit dem Ausgang des ersten Operationsverstärkers (OPX) verbunden, und ein invertierender Eingang des ersten Operationsverstärkers (OPX) ist über einen Widerstand (R) an dessen Ausgang und über einen gleich großen Widerstand (R) an Masse angeschlossen,

b) an den invertierenden Eingang des zweiten Operationsverstärkers (OP2) sowie an Masse ist die den Diviso.' hildende Spannung (U 2) angeschlossen, wobei am ." usgang des zweiten Operationsverstärkers (OPT) eine Impulsfolge mit dem Quotienten der Spannungen (UX und U 2) proportionaler Folgefrequenz (!Q) abnehmbar ist.